Die Erfindung betrifft eine zahnärztliche Bohreinrichtung mit einem Elektro-Kleinstmotor.
Bisher hat man zahnärztliche Bohrhandstücke mit Gleichstrom-Kollektormotoren ausgerüstet, die nach dem Nebenschlussprinzip arbeiten. Bei derartigen Motoren erzeugt der Stator ein konstantes Magnetfeld. In diesem Magnetfeld befindet sich der Läufer mit den Wicklungen. Der Strom wird den Wicklungen über Kohlebürsten und einem mechanischen Kommutator zugeführt.
Die Gleichstrom-Kollektormotoren haben den Nachteil, dass die Kohlebürsten und Kollektoren Verschleissteile sind.
Der Kohleabrieb verschmutzt die Lager, so dass diese vorzeitig verschleissen. Ausserdem wird durch die mechanische Reibung zwischen den Kohlebürsten und dem Kollektor Wärme erzeugt, die durch eine zusätzliche Luftkühlung abgeführt werden muss. Wenn eine zusätzliche Luftkühlung nicht vorhanden ist, muss die Drehzahl stark begrenzt werden, um die Wärmeerzeugung in zulässigen Grenzen zu halten.
Bei stärkerer Belastung der Gleichstrom-Kollektoren wird die gesamte Verlustwärme, die in der Läuferwicklung und auf dem Kollektor entsteht, von dem Läufer mit seiner sehr kleinen Wärmekapazität aufgenommen. Die Wärmeabfuhr über die Kugellager an dem Stator ist ausserordentlich gering.
Eine weitere Wärmeabfuhr ist nur durch zusätzliche aufwendige Massnahmen, beispielsweise durch eine Druckluftkühlung möglich. Durch die Erwärmung wird die rotierende Wicklung thermisch und mechanisch beansprucht, so dass Unwuchtverlagerungen auftreten, die Schwingungen verursachen und die Laufeigenschaften verschlechtern.
Ein weiterer Nachteil derartiger Gleichstrom-Kollektormotoren besteht darin, dass die Drehzahl proportional der angelegten Gleichspannung ist. Bei höheren Drehzahlen treten Kommutierungsschwierigkeiten auf; ausserdem tritt ein verstärkter Kohlebürstenverschleiss auf. Die maximal erreichbare Drehzahl ist dadurch begrenzt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine zahn ärztliche Bohreinrichtung der eingangs beschriebenen Art so zu gestalten, dass die durch den Verschleiss von Kohlebürsten und Kollektoren sowie durch die Erwärmung der Läuferwicklung bedingten Schwierigkeiten vermieden werden. Die Drehzahl des Elektro-Kleinstmotors soll in weiten Grenzen steuerbar sein; und insbesondere soll eine sehr hohe Drehzahl erreichbar sein.
Die Aufgabe ist erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der Elektro-Kleinstmotor ein Mehrphasen-Asynchronmotor ist. der an eine Wechselspannungsquelle angeschlossen ist, deren Frequenz grösser als 50 Hz und steuerbar ist.
Die in ihrer Frequenz veränderbare Wechselspannungsquelle kann beispielsweise von einem an das Wechselstromnetz angeschlossenen Motor-Generator oder einem elektronischen Frequenzumformer gebildet sein.
Zur Frequenzveränderung kann zusätzlich noch die Möglichkeit vorgesehen werden, den Stator des Mehrphasen Asynchronmotors mit mehreren polumschaltbaren Wicklungen auszurüsten.
Es ist für Asynchronmotoren allgemein bekannt zur Erzeugung eines belastungsabhängigen Signales ein Tachogenerator vorzusehen, der mit dem Läufer des Asynchronmotors gekoppelt ist.
Die Unterbringung des Tachogenerators in dem Bohrhandstück würde jedoch eine unerwünschte Vergrösserung des Bohrhandstückes erfordern. Ausserdem ist die Verwendung eines Tachogenerators teuer.
Es ist deshalb zweckmässig, die erfindungsgemässe Einrichtung so zu gestalten, dass ein Signal ohne grossen Aufwand und Platzbedarf erzeugt werden kann, das infolge seiner Belastungsabhängigkeit eine Anpassung der Motorspeisespannung an verschiedene Belastungsfälle gestattet.
Eine Ausführungsvariante der erfindungsgemässen Bohreinrichtung mit einer Anordnung zum Einstellen der einem Mehrphasen-Asynchron-Motor zugeführten Spannung in Abhängigkeit von seiner Belastung derart, dass die im Leerlauf anliegende Spannung mit zunehmender Belastung erhöht wird, mit einer an ein einphasiges oder mehrphasiges Wechselstromnetz angeschlossenen Gleichrichterschaltung.
welcher zur Spannungssteuerung ein von der Belastung des Asynchron-Motors abhängiges Steuersignal zugeführt wird, und mit einer an den Ausgang der Gleichrichterschaltung angeschlossenen Wechselrichterschaltung, welche aus steuerbaren Schalter-Elementen besteht, die eine Mehrphasen-Brücke zur Versorgung der Feldwicklungen des Asynchron-Motors mit einer entsprechenden Mehrphasen-Wechselspannung bilden, besteht darin, dass jedes der Schalter-Elemente der Mehrphasen-Brücke von einem Schaltungszweig überbrückt ist, der eine Rückstromdiode enthält, und dass das belastungsabhängige Steuersignal für die Gleichrichter-Schaltung aus dem durch mindestens eine der Rückstromdioden infolge des Abbaus der magnetischen Feldwicklungs-Energie des Asynchron-Motors fliessenden Stromes abgeleitet wird.
Um zu verhindern, dass der Motor überlastet wird, kann die Wechselrichterschaltung noch zusätzlich mit einem Begrenzerschaltungsteil versehen sein, der den Motorstrom auf einen Maximalwert begrenzt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 Kennlinien eines Mehrphasen-Asynchronmotors bei verschiedenen Motorspannungen,
Fig. 2 eine Dreiphasen-Brücke zur Erzeugung einer Wechselspannung für einen Dreiphasen-Asynchronmotor mit einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines belastungsabhängigen Steuersignales,
Fig. 3a bis 3c Impulsformen an dem gemeinsamen Widerstand der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 bei verschiedenen Belastungen des Motors.
Die in Fig. 1 dargestellten Kurven zeigen die Abhängigkeit des Kippmomentes Mk und damit die Belastbarkeit eines Mehrphasen-Asynchronmotors von der Motorspannung UM. Es bedeuten weiterhin n die Drehzahl, n0 die Leerlaufdrehzahl und Md das Drehmoment des Motors. Man erkennt, dass das Kippmoment Mk des Motors um so grösser ist, je höher die dem Motor zugeführte Wechselspannung ist.
Je höhe die dem Motor zugeführte Spannung ist. um so stärker ist auch seine Erwärmung. Da bei kleinen Belastungen auch das Kippmoment klein sein kann, ist man daher im
Sinne einer möglichst geringen Erwärmung des Motors be strebt, die Motorspannung an die Belastung anzupassen. Bis her wird mittels eines mit dem Motor gekoppelten Tacho generators ein entsprechendes Steuersignal erzeugt, das von der Belastung abhängt. Mit diesem Steuersignal wird eine
Gleichrichterschaltung gesteuert, die an ein Wechselstrom
Netz angeschlossen ist und eine dem Steuersignal entspre chende, in ihrer Höhe variierbare Gleichspannung erzeugt.
Der Gleichrichterschaltung ist eine Wechselrichterschaltung nachgeschaltet, welche aus steuerbaren Schalterelementen besteht, die eine Mehrphasenbrücke zur Versorgung der Feld wicklungen des Asynchron-Motors mit einer Mehrphasen
Wechselspannung bilden.
Eine derartige Mehrphasenbrücke ist in Fig. 2 gezeigt. Es handelt sich hier um eine Dreiphasen-Brücke. Die Schaltung enthält sechs Transistoren T1 bis T6, die hier Schalter-Ele mente bilden und von einem nicht dargestellten Impulssteuer system gesteuert werden. Die Transistoren T1 bis T6 liegen zwischen dem Pluspol und dem Minus-Pol der von der
Gleichrichterschaltung erzeugten Gleichspannung. An die
Dreiphasen-Brücke sind die drei Feldwicklungen W1, W2 und W3 des Dreiphasen-Asynchronmotors angeschlossen.
Fig. 2 enthält ferner eine Tabelle, aus welcher entnommen werden kann, wann welche Transistoren in der Taktfolge leitend sind. Beim ersten Takt sind beispielsweise die Transistoren T1 und T5 leitend, so dass der Gleichstrom, ausgehend von dem Plus-Pol über den Transistor T1, die Wicklung W3, die Wicklung W1 und den Transistor T5 zu dem Minus-Pol fliesst. Beim zweiten Takt sind die Transistoren T1 und T6 leitend, so dass der Strom, ausgehend von dem Plus-Pol über den Transistor T1, die Wicklung W3, die Wicklung W2 und den Transistor T6 zu dem Minus-Pol fliesst.
Die Transistoren T1, T2 und T3 der in Fig. 2 dargestellten Schaltung sind durch Rückstrom-Dioden D1, D2 bzw. D3 überbrückt. An die Kollektoren der Transistoren T4, T5 und T6 ist die eine Seite jeweils einer Rückstrom-Diode D4, D5 bzw. D6 angeschlossen. Die andere Seite der Dioden D4, D5, D6 ist zusammengeschaltet und mit der einen Seite eines Widerstandes Ro verbunden. Die andere Seite des Widerstandes Ro ist mit dem Minus-Pol verbunden. Die Dioden D1 bis D6 sind in bezug auf die Gleichspannung in Sperr-Richtung geschaltet. Parallel zu dem Widerstand Ro liegt ein Verstärker, der schematisch durch einen Transistor T7 und Widerstände R1 und R2 angedeutet ist.
Vom Punkt A am Kollektor des Transistors T7 kann nun eine belastungsabhängige Steuerspannung abgenommen werden, die zur Steuerung der oben erwähnten nicht dargestellten Gleichrichterschaltung verwendbar ist. Dadurch kann die Verwendung eines Tachogenerators entfallen.
Die Rückstrom-Dioden D1 bis D6 ermöglichen es, dass der Strom im Zeitpunkt des Abschaltens einer der Feldwicklungen W1, W2, W3 in der ursprünglichen Richtung weiter fliesst, so dass die in der Wicklungsinduktivität gespeicherte, magnetische Feldenergie abgebaut werden kann.
Während des ersten Taktes sind die Feldwicklungen W1 und W3 über die leitenden Transistoren T1 und T5 an die Gleichspannung angeschlossen. Beim zweiten Takt sind die Transistoren T1 und T6 leitend, so dass die Feldwicklung W1 abgeschaltet wird und die Gleichspannung über den Transistoren T1 und T6 an den Feldwicklungen W2 und W3 liegt.
Die in der abgeschalteten Feldwicklung W1 gespeicherte magnetische Feldenergie erzeugt nun einen Feldabbau-Strom, der in der gleichen Richtung fliesst wie der Strom, der während des ersten Taktes infolge der an der Feldwicklung W1 anliegenden Gleichspannung durch diese floss. Dieser Feld abbauStrom fliesst ausgehend von der Feldwicklung W1 über die Rückstromdiode D2, den leitenden Transistor T1 und die Feldwicklung W3 wieder zu der Feldwicklung W1. In diesem Fall fällt also an dem Widerstand Ro keine Spannung ab.
Während des dritten Taktes sind die Transistoren T2 und T6 leitend. Das bedeutet, dass nunmehr die Feldwicklungen W1 und W2 an die Gleichspannung angeschaltet sind. Die Feldwicklung W3 ist abgeschaltet. Die in der Feldwicklung W3 gespeicherte, magnetische Feldenergie erzeugt nun einen Feldabbau-Strom, der in der gleichen Richtung fliesst wie der Strom, der während des zweiten Taktes durch die Feldwicklung W3 infolge der anliegenden Gleichspannung floss. Dieser Feldabbau-Strom fliesst ausgehend von der Feldwicklung W3 durch die Feldwicklung W2, den leitenden Transistor T6, den Widerstand Ro und die Diode D4 wieder zu der Feldwicklung W3. Während des dritten Taktes fällt also an dem Widerstand Ro eine Steuerspannung ab, die dem von dem Transistor T7 gebildeten Verstärker zugeführt wird.
Während des vierten Taktes sind die Transistoren T2 und T4 leitend. Dadurch liegen die Feldwicklungen W1 und W3 an der Gleichspannung. Die Feldwicklung W2 ist abgeschaltet. Die in der Feldwicklung W2 gespeicherte, magnetische Energie erzeugt nun einen Feldabbau-Strom, der in der gleichen Richtung fliesst wie der Strom, der durch die Feldwicklung W2 infolge der an dieser anliegenden Gleichspannung während des dritten Taktes floss. Der Feldabbau-Strom fliesst ausgehend von der Feldwicklung W2 durch die Diode D3, den leitenden Transistor T2 und die Feldwicklung W1 zurück zu der Feldwicklung W2. Während des vierten Taktes fällt an dem Widerstand Ro also keine Steuerspannung ab.
Während des fünften Taktes sind die Transistoren T3 und T4 leitend. Dadurch liegen die Feldwicklungen W3 und W2 an der Gleichspannung. Die Feldwicklung W1 ist abgeschaltet. Die in der Feldwicklung W1 gespeicherte, magnetische Energie erzeugt nun einen Feldabbau-Strom, der in der gleichen Richtung fliesst wie der Strom, der während des vierten Taktes durch die Feldwicklung W1 infolge der an dieser anliegenden Gleichspannung floss. Der Feldabbau Strom fliesst ausgehend von der Feldwicklung W1 durch die Feldwicklung W3, den leitenden Transistor T4, den Widerstand Ro und die Diode D5 zurück zu der Feldwicklung W1.
Während des fünften Taktes fällt also an dem Widerstand Ro eine Steuerspannung ab.
Während des sechsten Taktes fällt an dem Widerstand Ro keine Regelspannung ab; dagegen fällt während des ersten Taktes an dem Widerstand Ro wiederum eine Regelspannung ab. Man erkennt, dass nur bei jedem zweiten Takt an dem Widerstand Ro eine Regelspannung abfällt. Die Spannung tritt also in Form von Impulsen an den Widerstand Ro auf.
Die Form der Steuer-Spannungsimpulse am Widerstand Ro kann den Fig. 5a bis 5c entnommen werden. In Fig. 3a ist der Motor normal belastet, in Fig. 3b ist der Motor leerlaufend und in Fig. 3c ist der Motor blockiert. Die im Integral am Widerstand Ro auftretende Regelspannung ist um so geringer, je stärker der Motor belastet ist, d. h. je geringer die Drehzahl des Motors ist. Die Steuerspannung ist also eine Funktion der Drehzahl des Motors. Die Welligkeit der Impulse stammt von den Kurzschlussstäben des Läufers des Asynchronmotors. Je stärker die Welligkeit ist, um so langsamer spricht die Regelung an.
Wenn die Läufernutenzahl z. B. grösser als die Statornutenzahl gewählt wird, haben die Impulse nahezu keine Welligkeit. Die Anhebung der Motorspannung auf ihren maximalen Wert würde in einem solchen Fall bereits bei einer geringen Vergrösserung der Belastung erfolgen. Ein derart schnelles Ansprechen des Regelvorganges ist jedoch unerwünscht, da es mit einem Überschwingen der Regelgrösse verbunden ist.
Dem Motor soll vielmehr wegen der damit verbundenen grösseren Leistungsaufnahme erst bei maximaler Belastung eine maximale Spannung zugeführt werden.
Versuche haben ergeben, dass z. B. bei 12 Statornuten und 10 Rotornuten oder 24 Statornuten und 22 Rotornuten ausreichende Welligkeit vorhanden ist. Bei 12 Statornuten und 16 Rotornuten tritt dagegen nahezu keine Welligkeit auf.
Es ist also sinnvoll, die Nutenzahl N1 des Stators zur Nutenzahl N2 des Rotors so zu wählen, dass den Spannungsimpulsen am Widerstand Ro eine starke Welligkeit mit einer möglichst hohen Frequenz überlagert wird.
Als günstig hat sich gezeigt: N2 Nl-2.
The invention relates to a dental drilling device with a miniature electric motor.
So far, dental drill handpieces have been equipped with direct current collector motors that work according to the shunt principle. In such motors, the stator generates a constant magnetic field. The rotor with the windings is located in this magnetic field. The current is fed to the windings via carbon brushes and a mechanical commutator.
The DC collector motors have the disadvantage that the carbon brushes and collectors are wearing parts.
The carbon abrasion pollutes the bearings, so that they wear out prematurely. In addition, the mechanical friction between the carbon brushes and the collector generates heat that has to be dissipated by additional air cooling. If additional air cooling is not available, the speed must be severely limited in order to keep the heat generation within permissible limits.
If the direct current collectors are subjected to higher loads, the entire heat loss that occurs in the rotor winding and on the collector is absorbed by the rotor with its very small heat capacity. The heat dissipation via the ball bearings on the stator is extremely low.
Further heat dissipation is only possible through additional complex measures, for example through compressed air cooling. As a result of the heating, the rotating winding is thermally and mechanically stressed, so that imbalance displacements occur, which cause vibrations and impair the running properties.
Another disadvantage of such DC collector motors is that the speed is proportional to the applied DC voltage. Commutation difficulties occur at higher speeds; in addition, there is increased carbon brush wear. This limits the maximum speed that can be achieved.
The invention is based on the object of designing a dental drilling device of the type described at the beginning in such a way that the difficulties caused by the wear and tear of carbon brushes and collectors as well as the heating of the rotor winding are avoided. The speed of the miniature electric motor should be controllable within wide limits; and in particular a very high speed should be achievable.
The object is achieved according to the invention in that the miniature electric motor is a multiphase asynchronous motor. which is connected to an AC voltage source, the frequency of which is greater than 50 Hz and controllable.
The alternating voltage source, whose frequency is variable, can be formed, for example, by a motor generator connected to the alternating current network or an electronic frequency converter.
To change the frequency, it is also possible to equip the stator of the multiphase asynchronous motor with several pole-changing windings.
It is generally known for asynchronous motors to provide a tachometer generator for generating a load-dependent signal, which is coupled to the rotor of the asynchronous motor.
However, accommodating the tachogenerator in the drilling handpiece would require an undesired enlargement of the drilling handpiece. In addition, the use of a tachometer generator is expensive.
It is therefore expedient to design the device according to the invention in such a way that a signal can be generated without great effort and space requirement, which signal, due to its load dependency, allows the motor supply voltage to be adapted to different load cases.
A variant of the inventive drilling device with an arrangement for adjusting the voltage fed to a polyphase asynchronous motor as a function of its load in such a way that the voltage present in no-load operation is increased with increasing load, with a rectifier circuit connected to a single-phase or polyphase alternating current network.
which a control signal dependent on the load of the asynchronous motor is fed to the voltage control, and with an inverter circuit connected to the output of the rectifier circuit, which consists of controllable switch elements, a multi-phase bridge to supply the field windings of the asynchronous motor with a Form corresponding polyphase alternating voltage, consists in that each of the switch elements of the polyphase bridge is bridged by a circuit branch that contains a reverse current diode, and that the load-dependent control signal for the rectifier circuit from the at least one of the reverse current diodes as a result of the breakdown the magnetic field winding energy of the asynchronous motor flowing current is derived.
In order to prevent the motor from being overloaded, the inverter circuit can also be provided with a limiter circuit part which limits the motor current to a maximum value.
An embodiment of the invention is described below with reference to the drawing. Show it:
Fig. 1 Characteristic curves of a polyphase asynchronous motor at different motor voltages,
2 shows a three-phase bridge for generating an alternating voltage for a three-phase asynchronous motor with a circuit arrangement for generating a load-dependent control signal,
3a to 3c pulse shapes on the common resistance of the circuit arrangement according to FIG. 2 with different loads on the motor.
The curves shown in Fig. 1 show the dependence of the breakdown torque Mk and thus the load capacity of a multi-phase asynchronous motor on the motor voltage UM. Furthermore, n means the speed, n0 the idling speed and Md the torque of the engine. It can be seen that the breakdown torque Mk of the motor is greater, the higher the alternating voltage supplied to the motor.
The higher the voltage supplied to the motor. the greater is its warming. Since the overturning moment can also be small with small loads, one is therefore in
In order to minimize the heating of the motor, the aim is to adapt the motor voltage to the load. Up to now, a tachometer generator coupled to the motor has generated a corresponding control signal that depends on the load. With this control signal a
Controlled rectifier circuit connected to an alternating current
Network is connected and generates a corresponding control signal, variable in height DC voltage.
The rectifier circuit is followed by an inverter circuit, which consists of controllable switch elements, which winds a polyphase bridge to supply the field of the asynchronous motor with a polyphase
Form alternating voltage.
Such a multi-phase bridge is shown in FIG. It is a three-phase bridge. The circuit contains six transistors T1 to T6, which form switch elements here and are controlled by a pulse control system, not shown. The transistors T1 to T6 are between the positive pole and the negative pole of the
Rectifier circuit generated DC voltage. To the
Three-phase bridge, the three field windings W1, W2 and W3 of the three-phase asynchronous motor are connected.
FIG. 2 also contains a table from which it can be seen when which transistors are conductive in the clock sequence. In the first cycle, for example, the transistors T1 and T5 are conductive, so that the direct current, starting from the positive pole, flows through the transistor T1, the winding W3, the winding W1 and the transistor T5 to the negative pole. During the second cycle, the transistors T1 and T6 are conductive, so that the current, starting from the positive pole, flows through the transistor T1, the winding W3, the winding W2 and the transistor T6 to the negative pole.
The transistors T1, T2 and T3 of the circuit shown in FIG. 2 are bridged by reverse current diodes D1, D2 and D3, respectively. One side of a reverse current diode D4, D5 and D6 is connected to the collectors of the transistors T4, T5 and T6. The other side of the diodes D4, D5, D6 is interconnected and connected to one side of a resistor Ro. The other side of the resistor Ro is connected to the minus pole. The diodes D1 to D6 are switched in the reverse direction with respect to the DC voltage. An amplifier, which is indicated schematically by a transistor T7 and resistors R1 and R2, is located parallel to the resistor Ro.
From point A at the collector of transistor T7, a load-dependent control voltage can now be taken, which can be used to control the above-mentioned rectifier circuit, not shown. This eliminates the need to use a tachometer generator.
The reverse current diodes D1 to D6 allow the current to continue to flow in the original direction at the time one of the field windings W1, W2, W3 is switched off, so that the magnetic field energy stored in the winding inductance can be dissipated.
During the first cycle, the field windings W1 and W3 are connected to the DC voltage via the conductive transistors T1 and T5. During the second cycle, the transistors T1 and T6 are conductive, so that the field winding W1 is switched off and the DC voltage is applied to the field windings W2 and W3 via the transistors T1 and T6.
The magnetic field energy stored in the switched-off field winding W1 now generates a field-breaking current that flows in the same direction as the current that flowed through the field winding W1 during the first cycle as a result of the direct voltage applied to the field winding W1. This field dissipating current flows from the field winding W1 via the reverse current diode D2, the conductive transistor T1 and the field winding W3 back to the field winding W1. In this case, no voltage drops across the resistor Ro.
During the third cycle, the transistors T2 and T6 are conductive. This means that the field windings W1 and W2 are now connected to the DC voltage. The field winding W3 is switched off. The magnetic field energy stored in the field winding W3 now generates a field-breaking current that flows in the same direction as the current that flowed through the field winding W3 during the second cycle as a result of the applied direct voltage. This field reduction current flows from the field winding W3 through the field winding W2, the conductive transistor T6, the resistor Ro and the diode D4 back to the field winding W3. During the third cycle, a control voltage drops across the resistor Ro and is fed to the amplifier formed by the transistor T7.
During the fourth cycle, the transistors T2 and T4 are conductive. As a result, the field windings W1 and W3 are connected to the DC voltage. The field winding W2 is switched off. The magnetic energy stored in the field winding W2 now generates a field reduction current that flows in the same direction as the current that flowed through the field winding W2 as a result of the DC voltage applied to it during the third cycle. The field reduction current flows from the field winding W2 through the diode D3, the conductive transistor T2 and the field winding W1 back to the field winding W2. During the fourth cycle, therefore, no control voltage drops across resistor Ro.
During the fifth cycle, the transistors T3 and T4 are conductive. As a result, the field windings W3 and W2 are connected to the DC voltage. The field winding W1 is switched off. The magnetic energy stored in the field winding W1 now generates a field-breaking current that flows in the same direction as the current that flowed through the field winding W1 during the fourth cycle as a result of the DC voltage applied to it. The field reduction current flows from the field winding W1 through the field winding W3, the conductive transistor T4, the resistor Ro and the diode D5 back to the field winding W1.
During the fifth cycle, a control voltage drops across resistor Ro.
During the sixth cycle, no control voltage drops across resistor Ro; on the other hand, a control voltage again drops across resistor Ro during the first cycle. It can be seen that a control voltage drops across the resistor Ro only every second cycle. The voltage thus appears in the form of pulses across the resistor Ro.
The shape of the control voltage pulses at the resistor Ro can be seen in FIGS. 5a to 5c. In Fig. 3a the motor is normally loaded, in Fig. 3b the motor is idling and in Fig. 3c the motor is blocked. The control voltage occurring in the integral across the resistor Ro is the lower, the more the motor is loaded, i.e. H. the lower the speed of the motor. The control voltage is therefore a function of the speed of the motor. The ripple of the pulses comes from the short-circuit bars of the rotor of the asynchronous motor. The stronger the ripple, the slower the control responds.
If the runner slot number z. B. is chosen larger than the number of stator slots, the pulses have almost no ripple. In such a case, the increase in the motor voltage to its maximum value would already take place with a slight increase in the load. Such a rapid response of the control process is undesirable because it is associated with an overshoot of the controlled variable.
Rather, because of the associated higher power consumption, the motor should only be supplied with a maximum voltage at maximum load.
Tests have shown that z. B. with 12 stator slots and 10 rotor slots or 24 stator slots and 22 rotor slots sufficient waviness is present. With 12 stator slots and 16 rotor slots, on the other hand, there is almost no waviness.
It is therefore sensible to select the number of slots N1 in the stator in relation to the number of slots N2 in the rotor in such a way that a strong ripple with the highest possible frequency is superimposed on the voltage pulses at the resistor Ro.
It has been shown to be favorable: N2 Nl-2.