La présente invention a pour objet un régulateur d'amplitude selon la revendication du brevet principal No. 535 510, c'est-à-dire un régulateur d'amplitude de signaux électriques pouvant être disposé dans des canaux de transmission d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, I'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des sons ou des images, I'amplitude des signaux résultant d'un grand nombre de composantes spectrales, le régulateur comprenant un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle comprenant un amplificateur de boucle, un redresseur et un filtre passe-bas, un filtre d'entrée au moins sélectionnant les composantes utiles, tandis qu'un filtre de boucle associé à l'amplificateur régularise l'amplitude d'une partie de ces compasantes.
Selon la présente invention le régulateur est caractérisé par le fait que les deux amplificateurs sont alimentés à travers un filtre qui atténue les harmoniques d'une fréquence fondamentale. et qu'ils sont suivis par deux chaînes parallèles fournissant des impulsions qui caractérisent la fréquence fondamentale.
l'une de ces chaînes alimentant un compteur, l'autre actionant un interrupteur.
Les dessins annexés montrent des exemples d'exécution selon l'invention.
La fig. 1 est schéma électrique d'un extracteur de mélodie (ou mélographe) pouvant fournir l'information sur la fréquence fondamentale de la voix humaine d'une manière digitale ou analogique. et sous forme physique (hertz ou tons musicaux) ou psycho-physiologiques (meus)
la fig. 7 est le diagramme des temps d'impulsions correspondant au chéma électrique de la fig. 1:
la fig. 3 montre une échelle musicale délivrée par le mélographe de la fig. 1:
:
la fig. 4 montre des courbes de résistances de transistors à effet de champ en fonction de la tension de grille;
la fig. 5 montre la schéma électrique drun filtre de bande à frontières variables, applicable au mélographe de la fig. 1, et utilisant des transistors à effet de champ;
la fig. 6 est le diagramme caractéristique de fonctionnement,
la fig. 7 montre le schéma électrique d'un filtre passe-haut à frontières variables et
la fig. 8 est le diagramme caractéristique,
les fig. 9 et 10 indiquent les chémas de filtres passe-bas à frontières variables;
les fig. 11 et 12 schématisent l'application des régulateurs d'amplitude à des liaisons téléphoniques et à des prothèses auditives:
les fig. 13a et 13b sont le schéma électrique général d'un extracteur d'information vocale (ou vocographe).
L'invention peut s'appliquer par exemple à des extracteurs de mélodie (ou mélographes). des extracteurs généraux d'information vocale (ou vocographes), des filtres à frontières variables. des postes téléphoniques et des prothèses auditives.
Selon le schéma de la fig. 1, le microphone 401 délivre le signal électrique 402. correspondant à une onde acoustique.
Celle-ci peut représenter la parole humaine ou une musique ou
un bruit. Le signal 402 comprend une fréquence fondamentale, de période Ti(sec) et des fréquences supérieures, ou des harmo
niques, de périodes plus brèves, telles que T a (sec). La signal
402 peut aussi émaner d'un magnétophone 403 ou d'une ligne
téléphonique. simulée par le filtre de bande 404. Celui-ci peut
être décomposé en un filtre passe-haut à 300 Hz avec une
pente 9 dB/octave. et un filtre passe-bas à 3400 Hz avec pente
24 dB octave.
Le signal 402 est filtré par un passe-bas 405 (à
150 Hz avec une pente 18 dB/octave) afin d'affaiblir les fré
quences supérieures. et éventuellement par un passe-haut 406 (à 95 Hz avec une pente 30 dB/octave) pour affaiblir les bruits de secteur 50 ou 60 Hz.
La fondamentale de la parole à sélectionner peut varier entre 70 et 600 Hz, selon qu'il s'agit d'une voix d'homme, de femme ou d'enfant, c'est-à-dire que Tl varie entre 14,3 et 1,67 ms. Les harmoniques (à éliminer) correspondant aux formants se trouvent généralement au-dessus de 200 Hz. A la sortie du filtre passe-bas 405, I'amplitude al de la fondamentale so trouve atténuée. L'amplificateur à gain variable 407, auto-régulé par la boucle en arrière comprenant le filtre passe-bande 408 (80 à 600 Hz), le redresseur-double 410 et le passe-bas 411 (à 36 Hz), régénère l'amplitude al. En lui associant l'amplificateur à gain variable 412, avec sa boucle en avant 413 à 415, on obtient un régulateur d'amplitude à double-boucle conforme à l'invention.
Ce régulateur maintient l'amplitude a de la fondamentale presque constante malgré une grande excursion de sa fréquence.
La détecteur de passage par zéros 416 et la cascule monostable 417 délivrent à l'entrée du système logique 418 des impulsions calibrées 419 dont la durée est T ( = 20 micro sec) et qui se succèdent à la cadence de la période fondamentale Tl (14,3 à 1,67 ms).
Une horloge rapide 420 (T3 = 1 micro sec) et une horloge lente i21 (T4 = 64 micro sec) délivrent, par les portes 422 à 424, des impulsions dont les temps Tirs, T-- 3, 4 sont indiqués à la Fig. 2.
Le système logique comprend les bascules 425 à 430 et les portes i31 à 441 fournissant les impulsions qux temps Ts à
Tss.
Le compteur 442 comprend les 8 bascules 451 à 458 et les portes 443 à 445. Les bascules 459 et 460 opèrent des divisions par 2 et par 4 des temps de comptage. Les mémoires 461 à 467 délivrent l'information digitale 468 à 7 moments, ou analogique sur les lignes 469 et 470, grâce au convertisseur digital-analogue 471 à 477.
L'interrupteur 471 ne laisse passer la tension analogique que si la ligne 472 indique la présence de la fondamentale. En effet, pour éliminer une fondamentale simulée par un bruit, par exemple, le filtre passe-bande 473 (95 à 200 Hz) suivi de l'amplificateur 474, du redresseur 475 du filtre passe-bas 476 et du trigger 477, fournit une information tout-ou-rien supplémentaire, indiquée par l'amplitude ai. Un calculateur peut traiter les données fournies par les 7 moments 468, par la tension tout-ou-rien 472 et par la ligne d'ordre de transfert 478.
On obtient ainsi, au choix, les nombres indiquant les fréquences de la fondamentale, ou leurs variations, ou des courbes tracées par un oscillographe-enregistreur 479. Celui-ci peut être associé à un analyseur de spectre en temps réel et comporter plusieurs pistes, telles que 480 pour la fondamentale, 481 pour l'énergie globale, 482 et 483 pour des énergies partielles représentant les formants . Un générateur de fréquences fixes 484 peut servir à calibrer l'extracteur de mélodie (ou mélographe).
La Fig. 2 montre l'échelle musicale délivrée sur 3 octaves entre rél (73,4 Hz) et ré4 (587,3 Hz), par l'extracteur de mélodie conforme à la Fig. 1. on observe une succession de 3 arcs 485 à 487, correspondant aux diviseurs 1:1, 1:2, 1:4 des compteurs 451 à 460 et qui se rapprochent de la droite logarithmique conforme à l'échelle du clavier tempéré, abec la3 à 440
Hz.
Pour couvrir toute l'étendue du chant, il faudrait ajouter
encore l'arc 488 de la quatrième octave, jusqu'à rés (1174,7
Hz) avec un diviseur supplémentaire 1:8.
La fonction logarithmique de l'échelle musicale peut être
approchée, en variante, à l'aide d'une suite de tronçons de droites obtenues par des systèmes non-linéaires, utilisant des diodes par exemple.
On pourrait aussi approcher l'échelle subjective des mels en remplaçant l'approche de la fonction logarithmique par celle d'une fonction de puissance, avec un exposant voisin de 1/4,5, par exemple.
Les gains variables des régulateurs d'amplitude peuvent être obtenus de diverses manières. A titre d'exemples, on peut citer les procédés suivants:
a) A l'aide de triodes, de penthodes ou de transistors opérant par pentes variables en push-pull.
b) Par transistors à effet de champ agissant comme résistances variables, ou par photo-diodes associées à des sources lumineuses ou luminescentes.
Les courbes 491, 492 indiquent que la résistance drainsource d'un transistor à effet de champ peut varier entre 2.102 et 2.106 ohm, par exemple, c'est-à-dire de 80 dB quand la tension de grille Vg varie entre -4 et -6 volts.
Dans le cas du régulateur à double-boucle, les deux transistors doivent être apariés de manière que leurs corbes soient aussi proches que possible l'une de l'autre, et qu'elles restent pour le moins parallèles. Un décalage éventuel entre deux courbes parallèles peut être rattrapé par des polarisations compensantes.
Il serait avantageux de combiner autant de composants que possibles du régulateur à double boucle dans un circuit intégré, comprenant les transistors, les résistances, etc.
Il peut être avantageux de remplacer le filtre passe-bande fixe. 405. 406 ou 473 de la Fig. 1 par un filtre de bande à frontières variables selon la Fig. 5. Ce filtre comprend les résistances fixes 501 à 505, les condensateurs 506, 507, I'am- plificateur opérationnel 508 et le transistor à effet de champ 509 qui constitue une résistance variable en fonction de la tension de grille Vg.
On peut alors commander cette tension de grille Vg par une tension d'erreur 493 d'un régulateur d'amplitude. Selon la
Fig. 6, la courbe de filtrage 510 (à 100 Hz) se déplace vers la courbe 511 quand la fondamentale augmente en fréquence c'est-à-dire quand la tension d'erreur diminue en valeur absolue (de -6 à -3 volts).
Dans ces conditions, le filtre suit la fondamentale. Son extraction est améliorée, surtout si son excursion est étendue, parcourant 3 on 4 octaves, ou davantage.
La Fig. 7 montre le schéma analogue pour un filtre passehaut, avec la résistance variable fournie par le transistor à effet de champ 512: selon la Fig. 8, la frontière peut passer de la courbe 513 à la courbe 514.
La Fig. 9 montre un filtre passe-bas avec des frontières passant de la courbe 515 à la courbe 516, grâce à la résistance variable 517. En variante, selon la Fig. 10, on peut placer un filtre passe-haut, similaire à celui de la Fig. 7, dans la boucle de réaction 518 de l'amplificateur opérationnel 519 pour obtenir un filtre passe-bas, dont la frontière est régulée par une tension de grille Vg.
Selon la Fig. 11, on peut placer un régulateur d'amplitude à double boucle 520 entre un poste téléphonique 521 et une ligne de transmission 522. Les signaux peuvent être codés par un dispositif 523, utilisant par exemple le système MIC ou delta. Il peut en résulter une amélioration de l'intelligibilité ou une diminution du nombre de bits/sec à transmettre. En partir culier, un filtre de boucle 524 atténuant les fréquences supérieures (au-dessus de 1600 ou 2500 Hz par exemple) renforcera ces fréquences dans la ligne directe et pourra améliorer l'intelligibilité.
Selon la Fig. 12 on peut insérer un régulateur d'amplitude à double boucle entre un microphone 525 et une prothèse auditive 526 alimentant l'écouteur ou le haut-parleur 527. Selon le filtrage opéré par le filtre de boucle 528 et les constantes de temps choisies dans les filtres passe-bas 529, 530, on peut adapter exactement les prothèses aux courbes d'audition désirées par les utilisateurs, On peut aussi renforcer à volonté l'audition de certaine phonèmes importants, tels que les consonnes plosives ou sifflantes, dont l'action ou l'énergie est relativement faible.
D'un manière générale, le régulateur d'amplitude décrit permet de contrôler l'action physique (= énergie X temps) des signaux. En effet, l'énergie est proportionnelle à l'amplitude au carré. Selon le filtrage de boucle et les constantes de temps aussociées on peut égaliser ou différencier à volonté les actions physiques des signaux délivrés à la sortie du régulateur, qu'il s'agisse de phonèmes ou d'autres sons par exemple.
Il serait avantageux de combiner dans un même circuit intégré les éléments constitutifs du régulateur à double boucle, et aussi un microphone constitué par un semi-conducteur sensible à la pression acoustique. On obtiendrait ainsi l'extrême miniaturisation en même temps que la meilleure fiabilité.
Les Fig. 13a et 13b montrent le chéma général d'un extracteur d'information vocale (ou vocographe) utilisant des régulateurs d'amplitude à doubles boucles, des extracteurs de mélodie, ainsi que des filtres à frontières variables, décrits ci-dessus.
La capacité d'information de la voix humaine est de l'ordre de 160 000 bits/sec, tandis que la mémoire consciente ne peut accepter que 40 bits/sec. Le vocographe soit donc découper des tranches de 40 bits/sex dans la masse des 160 000 bits/sec.
Les huit régulateurs d'amplitude à doubles boucles (1) avec entrées 601 à 608 de la colonne 621 permettent de rendre les niveaux de sortie indépendants des niveaux d'entrée et de séparer les analyses dynamiques des analyses spectrales.
Les signaux captés par le microphone MICRO 611 ou par le
MAGNETOPHONE 612 sont aiguillés par le commutateur 613 et corrigés par les filtres d'entrée 614 Fm, ainsi que Fal à Fa8 de la colonne 621. Puis ils se répartissent sur les huit régulateurs dont les entrées sont 601 à 608. Chacun de ces régulateurs comporte des paramètres ajustables tels que gains directs Aii, A12, filtres de boucle Fbl, gains de boucles Bill, B12, constantes de temps de montée Tell, T'll et de descente T12, T'12.
Les régulateurs alimentent les entrées (2) des 40 canaux suivants, dans la colonne 622: -7 canaux C1 à C7 pour l'analyse dynamique (rapport signal/ bruit, pentes, etc.) -3 canaux C8 à C10 pour l'analyse des attaques (plosives, etc.)
-19 canaux Cîl à C29 pour l'analyse spectrale quasi-stationnaire (formants, etc.)
-5 canaux C30 à C34 pour l'analyse spectrale transitoire, avec détecteur de zéros DZ1 à DZ4 (diphtongues, etc.)
-3 canaux C35 à C37 pour l'analyse de la vocalisation et de lamélodie, avec.détecteur de zéro DZO (mélographes, etc.)
-3 canaux C38 à C40 pour l'analyse des roulements et fluctuations (r. z. j. v. . .
Ces divers signaux sont traités par des filtres passe-bande (colonne 623), des redresseurs et filtres passe-bas (colonne 624), des détecteurs de variations temporelles (colonne 628) concernant les niveaux d'erreurs (colonne 625), d'amplitudes (colonne 626) et de tons (colonne 627), ainsi que leurs dérivées temporelles (colonnes 628, 629).
Les analyseurs fournissent des niveaux (dB) correspondant à des actions physiques (énergie X temps), des hauteurs tonales (Hz) ainsi que des vitesses de variations de niveaux (dB/sec) et de hauteurs tonales (Hz/sec), qui sont caractéristiques de l'information recherchée.
Les convertisseurs analogue-digitaux (colonnes 630, 631) quantifient les signaux sélectionnés et fournissent de un à huit bits par canal. Ceux-ci sont échantillonnés (colonne 632) à des cadences de 90 à 200 hertz pour fournir les sorties 1 à 55 (colonne 633). Le multiplexage (colonne 634) permet d'introduire ces données dans la LOGIQUE 641 (calculateur avec
MEMOIRES et MATRICES de reconnaissance, mesurant aussi les durées et retards des signaux. ainsi que leurs interactions).
La fréquence fondamentale peut contrôler l'analyse spec trame soit par les lignes CF1 à CF3. modifiant les frontières des filtres passe-bande. soit dans la partie logique.
Par exemple. la ligne CF1. CF2 peut faire passer la fréquence centrale du canal 19 (colonne 6'3) de 1810 à 1960 Hz.
Ceci permet aux filtres de formants de s'adapter aux variations de la fréquence fondamentale.
D'une manière générale. la plupart des fonctions analogiques peuvent être simulées sur calculateur.
L'ensemble des analyseurs fournit une information de 301 bits et un débit de 17 060 bits. sec. Ce nombre est très inférieur aux 160 000 bits sec qui se présentaient à l'entrée directe.
Pourtant il contient encore de fortes redondances. afin de réduire les erreurs par des successions de décisions probabilistes.
Il ne paraît que peu inférieur aux 64 000 bits/sec provenant de l'antrée téléphonique. Purtant. les deux nombres ne sont pas comparables car ils partent de bandes de fréquence différentes: l'extraction d'information vocale à partir de la bande téléphonique demande des transpositions pour compenser l'absence des fréquences supérieures à 3600 hertz et d'autres défauts éventuels.
Les analyseurs et la partie logique peuvent délivrer finale nient des graphiques ou des caractères alpha-numériques qui s adaptent à la capacité d'information consciente de 40 bits/ sec. En multipliant celle-ci par T (sec) on obtient l'information désirée I (bits) = T (sec) X40 (bit;sec).
La sortie peut se répartir sur divers appareils tels que:
-spectrographes 642 (visualisation des spectres de fréquence et de leur dynamique).
-mélographes 643 (visualisation de la fréquence fondamentale et de sa dynamique).
-analyseurs vocaux 644 fournissant des mesures objectives (dB. phones. tons. dBi sec. phones 'sec. tons/sec) et subjectives (sones. mels. sones.'sec. mels: sec).
-identificateurs personnels 645 (caractères individuels),
- actuateurs phonétiques ou phonacteurs 646 (télécommandes à partir de vocabulaires limités), -phonétographes 647 (visualisation de phonèmes, avec vocabulaires illimités).
Ceux-ci peuvent être associés à des traducteurs phonétiques-orthographiques 648. constitués par des calculateurs à mémoires spécialisées (commerce 651, droit 652, technique 653, médecine 654, etc.).
La partie logique comprend avantageusement une mémoire glissante adiphonique ou triphonique , c'est-à-dire à deux ou trois éléments de signaux, tels que des phonèmes. La décision concernant la reconnaissance d'un élément peut alors dépendre de la reconnaissance de l'élément qui le précède ou de celui qui le suit, ou des deux.
The present invention relates to an amplitude regulator according to claim of main patent No. 535,510, that is to say an amplitude regulator of electrical signals which can be arranged in information transmission channels, or in apparatus for the recognition, recording or recording of signals representing sounds or images, the amplitude of the signals resulting from a large number of spectral components, the regulator comprising an amplifier the gain of which is modified by a adjustment loop, this loop comprising a loop amplifier, a rectifier and a low-pass filter, at least one input filter selecting the useful components, while a loop filter associated with the amplifier regulates the amplitude d 'part of these compasants.
According to the present invention, the regulator is characterized by the fact that the two amplifiers are supplied through a filter which attenuates the harmonics of a fundamental frequency. and that they are followed by two parallel chains providing pulses which characterize the fundamental frequency.
one of these chains feeding a meter, the other actuating a switch.
The accompanying drawings show exemplary embodiments according to the invention.
Fig. 1 is an electrical diagram of a melody extractor (or melograph) capable of providing information on the fundamental frequency of the human voice in a digital or analog manner. and in physical (hertz or musical tones) or psycho-physiological (meus) form
fig. 7 is the pulse time diagram corresponding to the electrical diagram of FIG. 1:
fig. 3 shows a musical scale delivered by the melograph of FIG. 1:
:
fig. 4 shows resistance curves of field effect transistors as a function of the gate voltage;
fig. 5 shows the electric diagram of a band filter with variable borders, applicable to the melograph of FIG. 1, and using field effect transistors;
fig. 6 is the characteristic operating diagram,
fig. 7 shows the circuit diagram of a high pass filter with variable borders and
fig. 8 is the characteristic diagram,
figs. 9 and 10 indicate the patterns of low pass filters with variable borders;
figs. 11 and 12 schematize the application of amplitude regulators to telephone connections and to hearing aids:
figs. 13a and 13b are the general electrical diagram of a voice information extractor (or vocograph).
The invention can be applied, for example, to melody extractors (or melographs). general extractors of vocal information (or vocographs), filters with variable borders. telephone sets and hearing aids.
According to the diagram of fig. 1, the microphone 401 delivers the electrical signal 402. corresponding to an acoustic wave.
This can represent human speech or music or
a noise. The 402 signal comprises a fundamental frequency, period Ti (sec) and higher frequencies, or harmonies
niques, of shorter periods, such as T a (sec). Signal
402 can also come from a tape recorder 403 or from a line
telephone. simulated by the band filter 404. This can
be decomposed into a high pass filter at 300 Hz with a
slope 9 dB / octave. and a 3400 Hz low-pass filter with slope
24 dB octave.
The signal 402 is filtered by a low pass 405 (at
150 Hz with a slope of 18 dB / octave) in order to weaken the fre
higher quences. and possibly by a high pass 406 (at 95 Hz with a slope of 30 dB / octave) to attenuate the noise of the 50 or 60 Hz sector.
The fundamental of the speech to be selected can vary between 70 and 600 Hz, depending on whether it is a male, female or child voice, i.e. Tl varies between 14, 3 and 1.67 ms. The harmonics (to be eliminated) corresponding to the formants are generally found above 200 Hz. At the output of the low pass filter 405, the amplitude a1 of the fundamental is attenuated. The variable gain amplifier 407, self-regulated by the back loop comprising the bandpass filter 408 (80 to 600 Hz), the double-rectifier 410 and the low-pass 411 (at 36 Hz), regenerates the amplitude al. By associating the variable gain amplifier 412 with it, with its forward loop 413 to 415, a double-loop amplitude regulator in accordance with the invention is obtained.
This regulator maintains the amplitude a of the fundamental almost constant despite a large excursion of its frequency.
The zero crossing detector 416 and the monostable cascule 417 deliver to the input of the logic system 418 calibrated pulses 419 whose duration is T (= 20 micro sec) and which follow one another at the rate of the fundamental period Tl (14 , 3 to 1.67 ms).
A fast clock 420 (T3 = 1 micro sec) and a slow clock i21 (T4 = 64 micro sec) deliver, through the gates 422 to 424, pulses whose times Tires, T-- 3, 4 are indicated in Fig. . 2.
The logic system includes flip-flops 425 to 430 and gates i31 to 441 supplying the pulses qux time Ts to
Tss.
The counter 442 comprises the 8 flip-flops 451 to 458 and the gates 443 to 445. The flip-flops 459 and 460 operate on divisions by 2 and by 4 of the count times. Memories 461 to 467 deliver digital information 468 at 7 times, or analog on lines 469 and 470, thanks to digital-analog converter 471 to 477.
Switch 471 only lets the analog voltage pass if line 472 indicates the presence of the fundamental. Indeed, to eliminate a fundamental simulated by a noise, for example, the band-pass filter 473 (95 to 200 Hz) followed by the amplifier 474, the rectifier 475 of the low-pass filter 476 and the trigger 477, provides a additional all-or-nothing information, indicated by the amplitude ai. A computer can process the data provided by the 7 moments 468, by the all-or-nothing voltage 472 and by the transfer order line 478.
One thus obtains, with the choice, the numbers indicating the frequencies of the fundamental, or their variations, or curves plotted by an oscillograph-recorder 479. This one can be associated with a spectrum analyzer in real time and comprise several tracks, such as 480 for fundamental, 481 for global energy, 482 and 483 for partial energies representing formants. A fixed frequency generator 484 can be used to calibrate the melody extractor (or melograph).
Fig. 2 shows the musical scale delivered over 3 octaves between r1 (73.4 Hz) and d4 (587.3 Hz), by the melody extractor in accordance with FIG. 1.we observe a succession of 3 arcs 485 to 487, corresponding to the divisors 1: 1, 1: 2, 1: 4 of counters 451 to 460 and which approach the logarithmic line conforming to the scale of the tempered keyboard, abec la3 to 440
Hz.
To cover the full extent of the song, it would be necessary to add
again the arc 488 of the fourth octave, up to res (1174.7
Hz) with an additional 1: 8 divider.
The logarithmic function of the musical scale can be
approximated, as a variant, using a series of sections of lines obtained by non-linear systems, using diodes for example.
We could also approach the subjective scale of mels by replacing the approach of the logarithmic function by that of a power function, with an exponent close to 1 / 4.5, for example.
The variable gains of the amplitude regulators can be obtained in various ways. By way of examples, the following processes may be mentioned:
a) Using triodes, penthodes or transistors operating with variable slopes in push-pull.
b) By field effect transistors acting as variable resistors, or by photo-diodes associated with light or luminescent sources.
Curves 491, 492 indicate that the drainsource resistance of a field effect transistor can vary between 2.102 and 2.106 ohm, for example, that is to say 80 dB when the gate voltage Vg varies between -4 and -6 volts.
In the case of the double-loop regulator, the two transistors must be paired so that their corbs are as close as possible to each other, and that they remain at least parallel. Any shift between two parallel curves can be compensated for by compensating polarizations.
It would be advantageous to combine as many components of the dual loop regulator as possible into an integrated circuit, including transistors, resistors, etc.
It may be advantageous to replace the fixed bandpass filter. 405. 406 or 473 of FIG. 1 by a band filter with variable borders according to FIG. 5. This filter comprises the fixed resistors 501 to 505, the capacitors 506, 507, the operational amplifier 508 and the field effect transistor 509 which constitutes a variable resistor as a function of the gate voltage Vg.
This gate voltage Vg can then be controlled by an error voltage 493 of an amplitude regulator. According to
Fig. 6, the filtering curve 510 (at 100 Hz) moves towards the curve 511 when the fundamental increases in frequency i.e. when the error voltage decreases in absolute value (from -6 to -3 volts) .
Under these conditions, the filter follows the fundamental. Its extraction is improved, especially if its excursion is extended, covering 3 or 4 octaves, or more.
Fig. 7 shows the analogous diagram for a high pass filter, with the variable resistor supplied by the field effect transistor 512: according to FIG. 8, the boundary can pass from curve 513 to curve 514.
Fig. 9 shows a low pass filter with boundaries passing from curve 515 to curve 516, thanks to variable resistor 517. Alternatively, according to FIG. 10, a high pass filter, similar to that of FIG. 7, in the feedback loop 518 of the operational amplifier 519 to obtain a low-pass filter, the border of which is regulated by a gate voltage Vg.
According to FIG. 11, a double loop amplitude regulator 520 can be placed between a telephone set 521 and a transmission line 522. The signals can be encoded by a device 523, for example using the PCM or delta system. This may result in improved intelligibility or a decrease in the number of bits / sec to be transmitted. Starting off, a loop filter 524 attenuating higher frequencies (above 1600 or 2500 Hz for example) will reinforce these frequencies in the direct line and may improve intelligibility.
According to FIG. 12 a double loop amplitude regulator can be inserted between a microphone 525 and a hearing aid 526 supplying the earpiece or the speaker 527. Depending on the filtering operated by the loop filter 528 and the time constants chosen in the low-pass filters 529, 530, we can adapt the prostheses exactly to the hearing curves desired by the users, We can also reinforce at will the hearing of certain important phonemes, such as the plosive or whistling consonants, whose action or the energy is relatively low.
In general, the amplitude regulator described makes it possible to control the physical action (= energy X time) of the signals. Indeed, the energy is proportional to the amplitude squared. Depending on the loop filtering and the associated time constants, it is possible to equalize or differentiate at will the physical actions of the signals delivered at the output of the regulator, whether they are phonemes or other sounds for example.
It would be advantageous to combine in the same integrated circuit the constituent elements of the double-loop regulator, and also a microphone constituted by a semiconductor sensitive to acoustic pressure. One would thus obtain the extreme miniaturization at the same time as the best reliability.
Figs. 13a and 13b show the general diagram of a vocal information extractor (or vocograph) using amplitude regulators with double loops, melody extractors, as well as filters with variable borders, described above.
The information capacity of the human voice is on the order of 160,000 bits / sec, while the conscious memory can only accept 40 bits / sec. The vocographer must therefore cut slices of 40 bits / sex from the mass of 160,000 bits / sec.
The eight double-loop amplitude regulators (1) with inputs 601 to 608 of column 621 make it possible to make the output levels independent of the input levels and to separate dynamic analyzes from spectral analyzes.
The signals picked up by the MICRO 611 microphone or by the
RECORDER 612 are routed by switch 613 and corrected by input filters 614 Fm, as well as Fal to Fa8 of column 621. Then they are distributed over the eight regulators whose inputs are 601 to 608. Each of these regulators comprises adjustable parameters such as direct gains Aii, A12, loop filters Fbl, loop gains Bill, B12, rise time constants Tell, T'll and fall time T12, T'12.
The regulators feed the inputs (2) of the following 40 channels, in column 622: -7 channels C1 to C7 for dynamic analysis (signal / noise ratio, slopes, etc.) -3 channels C8 to C10 for analysis attacks (plosives, etc.)
-19 channels CII to C29 for quasi-stationary spectral analysis (formants, etc.)
-5 channels C30 to C34 for transient spectral analysis, with zero detector DZ1 to DZ4 (diphthongs, etc.)
-3 channels C35 to C37 for vocalization and melody analysis, with zero DZO detector (melographs, etc.)
-3 channels C38 to C40 for the analysis of bearings and fluctuations (r. Z. J. V..
These various signals are processed by band-pass filters (column 623), rectifiers and low-pass filters (column 624), temporal variation detectors (column 628) concerning the levels of errors (column 625), amplitudes (column 626) and tones (column 627), as well as their time derivatives (columns 628, 629).
The analyzers provide levels (dB) corresponding to physical actions (energy X time), pitch (Hz) as well as rates of change in levels (dB / sec) and pitch (Hz / sec), which are characteristics of the information sought.
The analog-to-digital converters (columns 630, 631) quantize the selected signals and provide from one to eight bits per channel. These are sampled (column 632) at rates of 90 to 200 hertz to provide outputs 1 to 55 (column 633). Multiplexing (column 634) allows these data to be introduced into LOGIC 641 (computer with
MEMORIES and MATRICES of recognition, also measuring the durations and delays of the signals. as well as their interactions).
The fundamental frequency can control the raster spec analysis either through lines CF1 to CF3. modifying the boundaries of bandpass filters. either in the logical part.
For example. line CF1. CF2 can change the center frequency of channel 19 (column 6'3) from 1810 to 1960 Hz.
This allows the formant filters to adapt to variations in the fundamental frequency.
In a general way. most of the analog functions can be simulated on a computer.
All the analyzers provide information of 301 bits and a bit rate of 17,060 bits. dry. This number is much lower than the 160,000 bits sec that occurred at direct input.
However, it still contains strong redundancies. in order to reduce errors by successions of probabilistic decisions.
It appears only slightly lower than the 64,000 bits / sec coming from the telephone line. Purtant. the two numbers are not comparable because they start from different frequency bands: the extraction of voice information from the telephone band requires transpositions to compensate for the absence of frequencies above 3600 hertz and other possible defects.
The analyzers and the logic part can output final deny graphics or alpha-numeric characters that adapt to the conscious information capacity of 40 bits / sec. By multiplying this by T (sec) we obtain the desired information I (bits) = T (sec) X40 (bit; sec).
The output can be distributed over various devices such as:
-spectrographs 642 (visualization of frequency spectra and their dynamics).
-melographs 643 (visualization of the fundamental frequency and its dynamics).
- 644 voice analyzers providing objective (dB. phones. tones. dBi sec. phones' sec. tones / sec) and subjective (sones. mels. sones.'sec. mels: sec) measurements.
-personal identifiers 645 (individual characters),
- phonetic actuators or phonactors 646 (remote controls from limited vocabularies), -phonetographs 647 (visualization of phonemes, with unlimited vocabularies).
These can be associated with phonetic-orthographic translators 648. made up of computers with specialized memories (commerce 651, law 652, technique 653, medicine 654, etc.).
The logic part advantageously comprises an adiphonic or triphonic sliding memory, that is to say with two or three signal elements, such as phonemes. The decision regarding the recognition of an element may then depend on the recognition of the element that precedes it or that which follows it, or both.