Regeleinrichtung für den elektromotorischen Antrieb von mindestens einem Schienenfahrzeug
Die Erfindung betrifft eine Regeleinrichtung für den elektromotorischen Antrieb von mindestens einem Schienenfahr zeug mit einem Motorstrom-Regelkreis, der ein den Motorstrom als Regelgrösse erfassendes Messglied und einen den Sollwert-Istwertvergleich des Motorstroms durchführenden Stromregler aufweist, sowie ferner mit einem in Abhängigkeit von eingegebenen Fahrbefehlen steuerbaren Sollwertgeber und mit einem in Wirkverbindung mit dem Antriebsstromkreis stehenden Stellglied.
Regeleinrichtungen für den Antrieb von Schienenfahrzeugen mit einem Aufbau der vorgenannten Art sind bekannt, z. B. durch die üblichen Regelfahrschalter, bei denen ein von einem Stellmotor angetriebener Stufenschalter od. dgl. den Antriebsstrom beeinflusst. Der jeweils fliessende Antriebsstrom wird hier mit einem durch Eingabe von Fahrbefehlen einstellbaren Sollwert verglichen. Das sich hieraus ergebende, die Differenz zwischen Sollwert und Istwert des Antriebsstromes darstellende Regelabweichungssignal steuert sodann in entsprechendem Richtungssinn den Stellmotor des Stufenschalters.
Bahnantriebe mit Stromregelkreisen dieser Art haben zwar den grundsätzlichen Vorteil, dass über den Antriebsstrom ein entsprechend dem jeweiligen Fahrzustand gewünschter Wert des Antriebsmomentes bzw. der Zugkraft selbsttätig eingeregelt bzw. mehr oder weniger angenähert werden kann, wobei das Integralverhalten des Stellmotors ruckartige Ausgleichsvorgänge zwischen den verschiedenen Fahrzuständen mildert. Dem stehen jedoch grundlegende Nachteile gegenüber, vor allem im Hinblick auf das Antriebsverhalten beim Durchrutschen der Antriebsräder, dem sogenannten Schleudern .
Wenn nämlich, ausgehend von einem Fahrzustand mit stabilem Arbeitspunkt entsprechend einem bestimmten Schnittpunkt der Zugkraftkennlinie (zwischen Schiene und Rad übertragbare Zugkraft über dem Schlupf zwischen Schiene und Rad) einerseits mit der Motorkennlinie bei einer als konstant angenommenen Augenblicksgeschwindigkeit des Fahrzeuges (auf Radumfangskraft umgerechnetes Motordrehmoment in Abhängigkeit vom Schlupf zwischen Schiene und Rad bei der betreffenden Fahrzeuggeschwindigkeit) anderseits, die zwischen Schiene und Rad übertragbare Zugkraft beispielsweise durch Einfahren in einen feuchten Schienenabschnitt abnimmt, was einem Übergang auf eine insgesamt niedriger verlaufende Zugkraftkennlinie entspricht, so bewirkt der nun überschüssige Anteil der Zugkraft bzw.
des Motordrehmomentes eine plötzliche Winkelbeschleunigung von Motor und Rad mit entsprechender Zunahme des Schlupfes und der Motordrehzahl bei zunächst infolge der Massenträgheit unveränderter Fahrgeschwindigkeit. Infolge des mehr oder weniger ausgeprägten Hauptschlussverhaltens der üblichen Bahnmotoren ist dies mit einer Abnahme des Motorstroms und einer Zunahme der Motorspannung verbunden. Der mit der Stromabnahme verbundene Abfall des Motordrehmomentes und der Zugkraft gemäss der Neigung der Motorkennlinie ist in diesem Fall erwünscht, weil dadurch die Einstellung eines neuen, stabilen Arbeitspunktes auf der niedrigeren Schlupfkennlinie erleichtert und somit das Durchdrehen des Antriebes selbsttätig verhindert wird.
Jedoch macht der Stromregelkreis, dessen Messglied die Stromabnahme feststellt und eine gegensinnige Reaktion des Stellmotors und damit des Stufenschalters hervorruft, diese Wirkung mehr oder weniger zunidlte. Die Wirkung des Stromregelkreises läuft also auf eine im Fall des Schleuderns unerwünschte Einprägung eines konstanten Stromes, d. h. auf die Erhaltung eines annähernd konstanten Drehmomentes ähnlich einer extrem steilen Hauptschlusskenninie des Motors hinaus und verstärkt dadurch die Schleuderneigung.
Das Integralverhalten des Stellmotors kann diese unerwünschte Wirkung zwar in gewissem Masse mildern, die Praxis hat jedoch erwiesen, dass elektromotorisch angetriebene Schienenfahrzeuge mit Stromregelung oft eine deutliche Schleuderneigung mit entsprechend nachteiligem Betriebsverhalten und Beschädigungsgefahr für die Antriebsaggregate zeigen.
Als Abhilfe gegen die Schleuderneigung kommt der Einsatz der bekannten Schleuderdetektoren in Betracht, die beispielsweise mit Hilfe eines zusätzlichen Messrades oder mit Hilfe von induktiven Sensoren und in das Rad sowie in die Schiene eingeprägten Magnetisierungsmarken arbeiten oder auf unterschiedliche Drehzahlen der verschiedenen Triebachsen ansprechen und daraufhin einen Bremsvorgang oder eine Stromherabsetzung auslösen. Derartige Einrichtungen sind jedoch mit unerwünscht hohem Bauaufwand sowie oft mit einer vergleichsweise hohen Störanfälligkeit verbunden.
Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung einer Regeleinrichtung für den elektromotorischen Antrieb von mindestens einem Schienenfahrzeug, welche die Vorteile der Stromregelung beizubehalten gestattet, anderseits jedoch die mit einer solchen Regelung bisher verbundene Verstärkung der Schleuderneigung vermeidet. Die erfindungsgemässe Lösung dieser Aufgabe kennzeichnet sich bei einer Regeleinrichtung der eingangs erwähnten Art dadurch, dass ausser dem Motor-Stromregelkreis ein Motor-Spannungsregelkreis mit einem die Motorspannung als Regelgrösse erfassenden Messglied und mit einem den Sollwert-Istwertvergleich der Motorspannung durchführenden Spannungsregler vorgesehen ist, wobei jeweils mindestens einer dieser Regelkreise über den Sollwerteingang seines Reglers mit einem Sollwertgeber und über den Ausgang seines Reglers mit dem anderen Regelkreis in Wirkverbindung steht.
Durch diese Kopplung eines Stromregelkreises mit einem Spannungsregelkreis nach Art einer Kaskadenschaltung wird erreicht, dass bei normalen Anfahrvorgängen und bei durch eingegebene Fahrbrfehle herbeigeführten Änderungen des Fahrzustandes die vorteilhafte Wirkung des Stromregelkreises zur Geltung kommt, wobei der Spannungsregelkreis für eine mehr oder weniger annähernd konstante Motorspannung sorgt und nichtstörend in Erscheinung tritt, während anderseits, im Falle beginnenden Schleuderns, d. h. bei einer plötzlichen Drehzahlerhöhung mit entsprechender Spannungserhöhung, der Spannungsregelkreis in Richtung auf eine Verminderung der Motorspannung und damit auch auf eine Verminderung des Motorstromes wirkt.
Hierdurch kann bei zweckmässiger Abstimmung die unerwünschte Einprägung von Konstantstrom, wie sie bei unveränderter Fahrschalterstellung durch einen alleinigen Stromregelkreis bedingt wäre, wenigstens teilweise kompensiert und damit die Schleuderneigung des Antriebes vermindert werden.
Eine erste Ausführungsform der Erfindung kennzeichnet sich dadurch, dass der über den Sollwerteingang des Spannungsreglers mit dem Sollwertgeber in Wirkverbindung stehende Motor-Spannungsregelkreis seinerseits als Schaltungsteil mit Führungsfunktion gegenüer dem Motor-Stromregelkreis ausgebildet ist und über den Ausgang des Spannungsreglers mit dem Sollwerteingang des Stromreglers in Wirkverbindung steht. Es handelt sich hier also um eine kaskadenartige Vermaschung der beiden Regelkreise, wobei der Stromregelkreis unmittelbar über das Stellglied am Antriebsstromkreis angreift, selbst aber insgesamt das Stellglied für den Spannungsregelkreis bildet, welch letzterer über den Sollwerteingang seines Reglers, d. h. des Spannungsreglers, entsprechend den jeweiligen Fahrbefehlen gesteuert wird.
Bei einer solchen Kaskadenschaltung wirkt der Spannungsregelkreis im Falle des Schleuderns der Antriebsräder mit entsprechendem Spannungsanstieg der Stromkonstanthaltung infolge des Stromregelkreises entgegen, indem der über den
Ausgang des Spannungsreglers den wirksamen Stromsollwert am Eingang des Stromreglers herabsetzt.
In Weiterbildung der Erfindung kann bei einer Regeleinrichtung der vorgenannten Art für das langsame Hochlaufen von Motorspannung und Motorstrom gesorgt werden, indem ein dem Sollwert-Eingangskreis des Stromreglers zugeordne tes Zeitglied vorgesehen wird, dessen Übertragungsfunktion eine Integralkomponente aufweist. Damit lässt sich in bezug auf den Anfahrvorgang ein Verhalten annähern, welches bei üblichen Fahrschaltern durch das Integralverhalten des Schal ter-Stellmotors bedingt ist.
Oft ist es darüber hinaus erwünscht, das integrale Über gangsverhalten der Regelkreise speziell im Hinblick auf den Anfahrvorgang bzw. die Anstiegsgeschwindigkeit beim Hochlaufen zu beeinflussen. Dies kann gemäss einer Weiterbildung der Erfindung dadurch erreicht werden, dass der Spannungsregler als dem Sollwert-Eingangskreis des Stromreglers zugeordnetes Zeitglied vorgesehen ist, wobei die Übergangsfunktion des Spannungsreglers zwischen dessen Sollwerteingang und dem Reglerausgang eine Integralkomponente aufweist.
Um darüber hinaus die Ansprechgeschwindigkeit des Spannungsreglers auf Abweichungen vom jeweiligen Sollwert der Motorspannung möglichst wenig durch die erwünschte Verzögerung der Sollwertänderungen zu beeinflussen, kann erfindungsgemäss weiterhin ein vom Istwert-Eingangskreis des Spannungsreglers gesondertes Zeitglied zur Bestimmung der Integralkomponente der Übergangsfunktion zwischen dem Sollwerteingang und dem Ausgang des Spannungsreglers vorgesehen werden. Insbesondere kann es hier von Vorteil sein, die Zeitkonstante der Integralkomponente der Übergangsfunktion zwischen dem Sollwerteingang und dem Ausgang des Spannungsreglers grösser als diejenige der Integralkomponente der Übertragungsfunktion zwischen dem Istwerteingang und dem Ausgang des Spannungsreglers zu bemessen.
Der Spannungsregler reagiert dann auf Abweichungen der Motorspannung vom jeweiligen Sollwert rascher als auf Einstelländerungen des Sollwertgebers, d. h. auf geänderte Fahrbefehle. Dadurch lässt sich im Prinzip eine Verminderung der Schleuderneigung erreichen, indem nämlich bei beginnendem Schleudern auftretende Erhöhungen der Motorspannung rasch ausgeregelt werden, was jedenfalls in einer Übergangsphase bis zum Einsetzen der gegensinnig wirkenden Stromregelung mit einer Begrenzung des Motorstromes auf geringere Werte verbunden ist.
Diese erwünschte Wirkung kann durch Anordnung eines vom Sollwert-Eingangskreis des Stromreglers gesonderten Zeitgliedes für den Istwert-Eingangskreis des Stromreglers weiter verstärkt werden, wobei dieses Zeitglied mit integraler Wirkung auf die Üb er- tragungsfunktion zwischen dem Istwerteingang und dem Ausgang des Stromreglers ausgestattet ist.
Weil bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform die Korrekturwirkung des Spannungsreglers gegenüber auftretenden Abweichungen der Motorspannung über den Sollwert-Eingangskreis des Stromreglers verläuft, empfiehlt es sich zur weiteren Verzögerung des Stromregeleingriffes und damit zur Verminderung der Schleuderneigung, die Zeitkonstante der Integralkomponente der Übertragungsfunktion zwischen dem Istwerteingang und dem Ausgang des Stromreglers grösser als diejenige der Integralkomponente der Übertragungsfunktion zwischen dem Sollwerteingang und dem Ausgang des Stromreglers zu bemessen.
Eine andere Ausführungsform der Erfindung zielt darauf ab, die Belastung der Korrekturwirkung des Spannungsreglers gegenüber Motorspannungsschwankungen mit den Zeitkonstanten des Stromreglers von vorneherein zu vermeiden bzw.
hintanzuhalten. Gemäss dieser Ausführungsform ist vorgesehen, dass der Spannungsregler über seinen Ausgang unmittelbar mit dem Eingang des in den Antriebsstromkreis eingreifenden Stellgliedes und über seinen Sollwerteingang mit dem Ausgang des Stromreglers in Wirkverbindung steht, während der Sollwerteingang des Stromreglers mit dem in Abhängigkeit von eingegebenen Fahrbefehlen steuerbaren Sollwertgeber in Wirkverbindung steht. Hierbei erstreckt sich die Wirkung des Stromreglers mit seinen Zeitgliedern zunächst nur auf den Sollwert-Eingangskreis des Spannungsreglers, der ohnehin im Sinne eines langsamen Hochlaufens beim Anfahren ein ausgeprägtes Integralverhalten aufweist, während die Reaktion des Spannungsreglers auf Motorspannungsschwankungen äusserst verzögerungsarm gehalten werden kann.
Sinngemäss erlaubt es diese Ausführungsform wiederum, für den Sollwert-Eingangskreis des Spannungsreglers ein gesondertes Zeitglied mit integraler Wirkung auf die Übertragungsfunktion zwischen dem Sollwerteingang und dem Ausgang dieses Reglers vorzusehen, was nun aber ohne Einwirkung auf die Ansprechgeschwindigkeit des Spannungsreglers gegenüber Motorspannungsschwankungen ist. Weiterhin kann bei dieser Ausführungsform das Zeitverhalten des Sollwert-Eingangskreises und des Istwert-Eingangskreises des Stromreglers nach den Gegebenheiten des Einsatzzweckes ohne Einwirkungen auf den Istwert-Eingangskreis des Spannungsreglers differenziert bemessen werden, und zwar vorzugsweise so, dass die Ansprechgeschwindigkeit des Stromreglers auf Motorstromschwankungen durch ein entsprechendes Zeitglied im Istwert-Eingangskreis dieses Reglers herabgesetzt ist.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen. Hierin zeigt:
Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemässen Regeleinrichtung für eine Lok mit stellgliedseitig angeordnetem Stromregelkreis,
Fig. 2 eine zweite Ausführungsform der Regeleinrichtung für eine Lok mit stellgliedseitig angeordnetem Spannungsregelkreis und
Fig. 3 miteinander gekoppelte Regeleinrichtung in der Ausführung gemäss Fig. 2 zur Darstellung der Verhältnisse bei Doppeltraktion mit einer führenden und einer geführten Lok.
Bei der Ausführung nach Fig. 1 sind zwei kaskadenartig miteinander gekoppelte Regelkreise vorgesehen, nämlich ein Stromregelkreis 1 und ein Spannungsregelkreis 2. Über ein Stellglied 8, welches unmittelbar Bestandteil des Stromregelkreises 1 ist, stehen beide Regelkreise mit einem Antriebsstromkreis 11 in Wirkverbindung, welch letzterer eine Mehrzahl von zueinander parallelgeschalteten Antriebsgruppen 9 versorgt, von denen in Fig. 1 nur eine angedeutet ist.
Jede Antriebsgruppe umfasst mindestens einen Motor 10 (in der Darstellung nur einer angedeutet), und zwar beispielsweise einen mit wellenförmig gleichgerichtetem Wechselstrom gespeisten Gleichstrommotor, einen sogenannten Wellenstrommotor , sowie ein Strommessglied 3, beispielsweise in Form eines stark gegengekoppelten Spannungsverstärkers mit entsprechend genau definierter Verstärkung, der seine Eingangsspannung an einem Messwiderstand 3b mit Glättungskondensator 3a abgreift. Es können unter Umständen mehrere Motoren, die eine Antriebsgruppe bilden, an einem Strommessglied zusammengefasst sein.
Für das gesamte Antriebssystem ist ein gemeinsames Spannungsmessglied 4 vorgesehen, ebenfalls beispielsweise in Form eines stark gegengekoppelten Spannungsverstärkers, der über ein Glättungsglied mit Vorwiderstand 4b und Glättungskondensator 4a an den Antriebsstromkreis 11 parallel zu den Antriebsgruppen angeschlossen ist.
Für die vorgenannten Messglieder wie auch für die im folgenden zu besprechenden Regler sind als Spannungsverstärker übliche Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand sowie mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang (Kennzeichnung der Eingänge durch - beziehungsweise + ) angenommen. Die entsprechende Polarität des Antriebsstromkreises 11 ist durch die Vorzeichen an den Ausgängen des Stellgliedes 8 angedeutet. Demgemäss liefert der Ausgang 3c des Strommessgliedes ein positives und der Ausgang 4c des Spannungsmessgliedes ein negatives Istwertsignal.
Der Ausgang 3c des Strommessgliedes ist ebenso wie die Ausgänge 3'c der Strommessglieder der nicht dargestellten weiteren Antriebsgruppen an je einen Eingang einer Grösstwert-Durchschalteinrichtung 12 angeschlossen, die aus einer entsprechenden Anzahl von bezüglich der Signalpolarität in Durchlassrichtung gepolten und mit ihren Kathoden parallel an den Ausgang der Durchschalteinrichtung angeschlossenen Dioden 12a besteht. Diese Schalteinrichtung wirkt nach Art einer ODER-Schaltung, wobei jeweils das dem Betrage nach grösste Eingangssignal die zugehörige Diode öffnet und alle übrigen Dioden sperrt.
Zum Stromregelkreis 1 gehört ferner ein Stromregler 5 mit Sollwerteingang 5a und Istwerteingang 5b. Ersterer ist an dem Ausgang eines Spannungsreglers 6, letzterer an denjenigen der Durchschalteinrichtung 12 angeschlossen. Der Stromregler weist einen über ein PI-Zeitglied 5c gegengekoppelten Spannungsverstärker Se auf, dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse und dessen invertierender Eingang über nicht näher bezeichnete Summierwiderstände mit dem Sollwert eingang 5a und mit dem Istwerteingang 5b verbunden ist.
Die Summierwiderstände des Istwerteinganges bilden ausserdem mit einem zugehörigen Kondensator ein PI-Zeitglied 5d.
Der Spannungsregler 6 liefert an den Sollwerteingang 5a des Stromreglers ein Sollwertsignal von negativer Polarität, so dass sich am invertierenden Eingang des Verstärkers 5e in Verbindung mit der positiven Signalpolarität aus dem Istwert-Eingangskreis ein Regelabweichungssignal (Sollwert Istwertdifferenz) ergibt, welches bei Sollwertüberschuss negative Polarität aufweist und über den invertierenden Eingang des Verstärkers 5e am Eingang 8a des Stellgliedes 8 ein Stellsignal e von positiver Polarität liefert.
Das Stellglied umfasst einen Phasenschieber 8b und einen Thyristor-Gleichrichter 8c, die parallel von einem Wechselstromnetz 13 gespeist werden. Der Phasenschieber liefert an seinen mit a und a + Z bezeichneten, komplementären Ausgängen bei positiv ansteigendem Stellsignal e vom Wert z abnehmende Phasenwinkel für eine Anschnittsteuerung des Gleichrichters 8c.
Der Spannungsregler 6 weist ebenfalls einen Spannungsverstärker 6e auf, dessen Eingänge entsprechend wie beim Verstärker 5e des Stromreglers an Masse bzw. über Summierwiderstände an einen Sollwerteingang 6a und einen Istwerteingang 6b angeschlossen sind. Hier bilden die Summierwiderstände des Sollwert-Eingangskreises mit einem zugehörigen Kondensator ein PI-Zeitglied 6d. Über seinen Sollwerteingang ist der Spannungsregler 6 an einen Sollwertgeber 7 mit Gleichspannungsquelle 7a und Potentiometer 7b angeschlossen, welch letzteres in nicht näher dargestellter Weise in Abhängigkeit von eingegebenen Fahrbefehlen eingestellt wird und eine mit der Fahrstufe ansteigende Spannung positiver Polarität liefert, welche das Sollwertsignal darstellt.
Die Wirkungsweise der Regeleinrichtung gemäss Fig. 1 ergibt sich wie folgt:
Zunächst wird ein vom Stillstand ausgehender Anfahrvorgang betrachtet. Nach entsprechendem Einstellen des Potentiometers 7b wird der Kondensator des PI-Zeitgliedes 6d im Spannungsregler 6 vom Entladezustand ausgehend aufgeladen, wodurch sich ein entsprechend langsamer Anstieg des Sollwertsignals am invertierenden Eingang des Verstärkers 6e ergibt. Bei zunächst noch nicht ausgesteuertem Stellglied 8 ergibt sich am Ausgang des Verstärkers 6e ein entsprechend ansteigendes Sollwertsignal für den nachgeordneten Stromregler 5. Das PI-Zeitglied 6c bewirkt mit seiner Integralkomponente ebenfalls eine Verlangsamung des Anstiegs des Sollwertsignals für den Stromregler.
Die Integralwirkung des Gliedes 6c, welches für sich eine PD-Übergangsfunktion besitzt, ergibt sich in üblicher Weise aus der Anordnung im Gegenkopplungszweig des Verstärkers 6e. Entsprechendes gilt auch für das Zeitglied 5c des Stromreglers. Insgesamt ergibt sich - auch das Istwertsignal am Eingang Sb des Stromreglers sei zunächst noch Null - ein langsamer Anstieg des Stellsignals e am Eingang 8a des Stellgliedes. Der nun entsprechend eintretende Spannungsanstieg am Antriebsstrom kreis 11 und der entsprechende Stromanstieg in den zunächst noch stillstehenden Motoren leitet den Beginn des eigentlichen Anfahrvorganges ein.
Die Rückmeldung der Spannung und Strom-Istwertsignale an die beiden Regler hat dann einen kontinuierlichen Anstieg von Spannung und Strom mit einer sich aus den Verstärkungsfaktoren und Zeitkomponenten ergebenden Geschwindigkeit zur Folge. Die mit der Motordrehzahl ansteigende gegenelektromotorische Spannung an den Motoren bewirkt in diesem Verlauf eine Verlangsamung des Stromanstieges. Gegebenenfalls kann durch Sättigungsaussteuerung der differenzbildenden Verstärker in den Reglern oder auch mittels besonders eingefügter Sättigungselemente, beispielsweise Verstärker mit entsprechend geringer Gegenkopplung, für eine Linearisierung des Spannungs- bzw.
Stromanstiegs bis zum Erreichen der Sollwerte gesorgt werden. Mit Annäherung an diese Sollwerte, wie sie sich aus der Einstellung des Potentiometers 7b ergeben, erfolgt der Übergang zu einem stationären Regel- und Fahrzustand.
Als nächstes wird das Verhalten der Regeleinrichtung im Falle beginnenden Schleuderns der von den Motoren angetriebenen Rädern betrachtet. Hierbei macht sich mit der plötzlichen Drehbeschleunigung der mit den schleudernden Rädern verbundenen Motoren ein entsprechend rascher Spannungsanstieg am Messglied 4 und ein Stromabfall am Messglied 3 gemäss der Motorcharakteristik bemerkbar.
Auf diese Änderung der Regelgrösse, die dem Spannungsregler 6 über den Istwerteingang 6b unverzögert zugeleitet wird, ergibt sich als Reaktion - behaftet nur mit einer Verzögerung infolge der Zeitglieder 6c und 5c- eine Verminderung des Stellsignals e am Eingang des Stellgliedes 8 und damit eine korrigierende Spannungsabsenkung am Antriebsstromkreis 11. Damit wird gleichzeitig der Antriebsstrom weiter herabgesetzt, so dass sich leicht ein neuer Gleichgewichtszustand in der Kraftübertragung zwischen Rad und Schiene einstellen kann. Infolge der zusätzlichen Integralkomponente gemäss Zeitglied 5d im Istwert-Eingangskreis des Stromreglers setzt dessen gegensinnige, d. h. strom erhöhende Reaktion erst später ein, so dass die Wiedereinstellung einer stabilen Kraftübertragung zwischen Schiene und Rad zunächst nicht behindert wird.
Erst in einer vergleichsweise späten Phase des Regelvorganges kann sodann die Wirkung des Stromreglers überwiegen und wieder zu einem dann erwünschten Stromanstieg führen.
Infolge der Mehrfach-Stromerfassung über die Durchschalteinrichtung 12 wird gleichzeitig erreicht, dass jeweils die Antriebsgruppe mit den kritischsten Kraftübertragungsverhältnissen erfasst und somit die jeweils stärkste Schleuderneigung ausgeglichen wird.
Bei der Ausführung nach Fig. 2 entspricht das Antriebssystem mit einer dargestellten Antriebsgruppe 109 und einem Spannungsmessglied 104, wiederum mit Glättungskondensator 104a und Vorwiderstand 104b, der Ausführung nach Fig. 1. Dies gilt auch für den in der Antriebsgruppe dargestellten Motor 110 mit Hauptschlusswicklung 110a und fremderregter Wicklung 1 10b sowie Strommessglied 103, wiederum mit Messwiderstand 103b im Hauptstromkreis des Motors und Glättungskondensator 103a.
Die Anordnung der invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingänge der die Messglieder bildenden Spannungsverstärker in bezug auf die Polung des Antriebsstromkreises 111 ist jedoch wegen der vertauschten Anordnung der beiden Regelkreise, nämlich hier des Spannungsregelkreises 102 mit Stellglied 108 und des Stromregelkreises 101 mit Sollwertgeber 107, umgekehrt wie bei der Anordnung gemäss Fig. 1.
Der Spannungsregelkreis 102 greift mit dem Stellsignal e am Ausgang seines Reglers, nämlich eines Spannungsreglers 106, unmittelbar am Eingang 108a des Stellgliedes 108 an, welches entsprechend zu der Ausführung nach Fig. 1 aufgebaut und an ein Wechselstromnetz 113 angeschlossen ist.
Der an den Ausgang des Spannungsmessgliedes 104 angeschlossene Istwerteingang 106b des Spannungsreglers führt ohne Zeitglied über einen Summierwiderstand an den invertierenden Eingang eines entsprechend wie bei der vorangehenden Ausführung vorgesehenen Spannungsverstärkers, der zur Stabilisierung mit einer Gegenkopplung über ein PI Zeitglied 106c versehen ist. Damit ist die Reaktion des Spannungsreglers auf eintretende Spannungsschwankungen im Antriebsstromkreis nur mit einer vergleichsweise geringen Verzögerung infolge des entsprechend bemessenen Zeitgliedes 106c behaftet. Hierdurch wird bei beginnendem Schleudern der eintretende Spannungsanstieg unter Stromabsenkung in den Antriebsmotoren rasch ausgeregelt und die sofortige Stabilisierung der Kraftübertragung zwischen Rad und Schiene begünstigt.
Ferner kann bei dieser Ausführungsform die Reaktion des Stromregelkreises ohne Beeinflussung des Istwert-Eingangskreises des Spannungsreglers in einem Masse verzögert werden, welches die hinsichtlich der Schleudertendenz ungünstige Wirkung des Stromregelkreises ausreichend herabsetzt. Hierzu weist der mit seinem Ausgang an den Sollwerteingang 106a des Spannungsreglers angeschlossene Stromregler 105 ausser einem gegenkoppelnden Zeitglied 105c mit PI-Wirkung ein weiteres PI-Zeitglied 105e in seinem Istwert-Eingangskreis 105b auf. Dieser ist im übrigen wieder entsprechend zu der Ausführung nach Fig. 1 über eine Grösstwert-Durchschalteinrichtung 112 mit Dioden 1 12a an die Strommessglieder des Antriebssystems angeschlossen.
Die Durchschalteinrichtung leitet auch hier das jeweils in einer vorgegebenen Richtung dem Betrage nach grösste Motorstrom-Istwertsignal dem Stromregler 105 zu. Weiter ist hier ein zusätzlicher Motorstrom-Istwertausgang A mit vorgeschaltetem Invertierverstärker 1 12b vorgesehen. Dieser Ausgang dient in noch zu erläuternder Weise der Kopplung mit der Regeleinrichtung einer anderen Lok in Doppeltraktion. Dem gleichen Zweck dient ein Fremd-Sollwerteingang B, an den der Sollwerteingang 105a des Stromreglers 105 über einen Umschalter im Austausch gegen den Ausgang des Sollwertgebers 107 angeschlossen werden kann.
Im Einzelbetrieb ist der Sollwerteingang 105a des Stromreglers über den vorgenannten Umschalter an den Abgriff eines Potentiometers 107b des Sollwertgebers 107 angeschlossen, dessen Gleichspannungsquelle 107a gemäss der jeweiligen Abgriffstellung des Potentiometers den für den Fahrbefehl massgeblichen Motorstrom-Sollwert hinsichtlich seines Endwertes bestimmt. Der langsame Anstieg des jeweils wirksamen Augenblicks-Sollwertes wird durch eine Reihe von Zeitgliedern mit Integralkomponente bestimmt, nämlich - abgesehen von den bereits erwähnten PI-Zeitgliedern 105c und 106c in den Gegenkopplungszweigen der Spannungsverstärker des Strom- und Spannungsreglers durch je ein weiteres Zeitglied 105d bzw. 106d im Sollwert Eingangskreis des Stromreglers und des Spannungsreglers.
Insgesamt sind also im Beispielsfall fünf derartige Zeitglieder vorgesehen, nämlich die Glieder 105c, 105d, 105e, 106c und 106d, von denen lediglich das Glied 106c eine verzögernde Wirkung auch auf den Istwert-Eingangskreis des Spannungsreglers hat. Das Glied 105e wirkt ausschliesslich auf den Istwert-Eingangskreis des Stromreglers und das Glied 105d lediglich auf den Sollwert-Eingangskreis des Stromreglers.
Durch entsprechende Bemessung der beiden letztgenannten Zeitglieder können also die Hochlaufgeschwindigkeit des Sollwertes, und zwar beide Regelkreise, einerseits sowie die Ansprechverzögerung des Stromregelkreises anderseits unabhängig von der Ansprechgeschwindigkeit des Spannungsregelkreises eingestellt werden. Auf diese Weise lässt sich in vielen Fällen eine weitgehende Optimierung des Anfahr- und Regelverhaltens des Fahrzeugs unter Berücksichtigung der Schleu derneigung herbeiführen. Falls hierbei - etwa im Interesse eines ruhigeren Ablaufes auch des Spannungsregelvorganges - erwünscht ist, auch den Istwert-Eingangskreis des Spannungsreglers mit einer zusätzlichen Integralkomponente zu versehen, so kann dies durch Einfügung eines entsprechenden Gliedes in den Istwerteingang 106b erreicht werden.
Es empfiehlt sich aber im allgemeinen, die Zeitkonstante einer solchen Integralkomponente der Übertragungsfunktion zwischen dem Istwerteingang und dem Ausgang des Spannungsreglers geringer als die entsprechende Zeitkonstante des Sollwert-Eingangskreises zu bemessen.
Für eine Doppeltraktion gemäss Fig. 3 sind für beide gekoppelten Loks Regeleinrichtungen gemäss Fig. 2 vorgesehen, nämlich die Regeleinrichtung I einer führenden und die Regeleinrichtung II einer geführten Lok. Die hauptsächlichen, bereits anhand von Fig. 2 erläuterten Schaltungsgruppen sind in Fig. 3 vereinfacht schematisch angedeutet und für die Regeleinrichtung I mit den gleichen, für die Regeleinrichtung II mit entsprechenden, jedoch apostrophierten Bezugszeichen versehen. Bei dem dargestellten Schaltzustand für die Doppeltraktion ist der Sollwerteingang 105a des Stromreglers der führenden Regeleinrichtung I wie im Einzelbetrieb über den zugehörigen Umschalter an den Ausgang des Sollwertgebers 107 angeschlossen, während der Sollwerteingang 105'a des Stromreglers der geführten Regeleinrichtung II auf den Fremd-Sollwerteingang B' umgeschaltet ist.
Letzterer ist mit dem Motorstrom-Istwertausgang A der führenden Regeleinrichtung I verbunden, so dass der geführten Regeleinrichtung als Sollwert für ihren Strom- und Spannungsregelkreis ein Motorstrom-Istwert der führenden Regeleinrichtung eingegeben wird. Während also die führende Regeleinrichtung gemäss den eingegebenen Fahrbefehlen willkürlich gesteuert wird, folgt die geführte Regeleinrichtung beim Anfahren wie auch bei den sonstigen Übergängen zwischen den verschiedenen eingesteuerten Fahrzuständen dem Istzustand des führenden Systems. Dagegen arbeitet die geführte Regeleinrichtung hinsichtlich der Reaktion auf Regelabweichungen, insbesondere auf einsetzendes Schleudern, im wesentlichen unabhängig von der Kopplung wie im Einzelbetrieb, so dass also beginnendes Schleudern in der vorstehend erläuterten Weise abgefangen wird.
Damit lassen sich die angestrebten Vorteile auch bei Mehrfachtraktion verwirklichen.
Im dargestellten Beispielsfall führt der zusätzliche Motorstrom-Istwertausgang A gemäss der Schaltung nach Fig. 2 jeweils das ausgewählte Grösst-Istwertsignal der Antriebsgruppen. Gegebenenfalls kann jedoch der Ausgang A auch über eine andersartige Schaltung von den Ausgängen der Strommessglieder abgeleitet werden, nämlich insbesondere über eine mittelwertbildende Schaltung, so dass die geführte Regeleinrichtung nicht dem Grösstwert, sondern einem Durchschnittswert der verschiedenen Motorströme des führenden Systems folgt.
Control device for the electric motor drive of at least one rail vehicle
The invention relates to a control device for the electromotive drive of at least one rail vehicle with a motor current control circuit, which has a measuring element that detects the motor current as a control variable and a current controller which compares the setpoint and actual values of the motor current, and also has a controllable depending on input travel commands Setpoint generator and with an actuator that is in operative connection with the drive circuit.
Control devices for driving rail vehicles with a structure of the aforementioned type are known, for. B. by the usual variable speed switch, in which a step switch driven by a servomotor od. The like. The drive current. The drive current flowing in each case is compared here with a setpoint value that can be set by entering travel commands. The control deviation signal that results from this and represents the difference between the setpoint value and the actual value of the drive current then controls the servomotor of the tap changer in the corresponding direction.
Railway drives with current control loops of this type have the fundamental advantage that the drive current can be used to automatically regulate or more or less approximate a value of the drive torque or tractive force that is desired according to the respective driving state, with the integral behavior of the servomotor jerky compensation processes between the various driving states mitigates. However, this is offset by fundamental disadvantages, especially with regard to the drive behavior when the drive wheels slip, the so-called skidding.
If namely, based on a driving condition with a stable operating point corresponding to a certain point of intersection of the tractive force characteristic (tractive force transferable between rail and wheel via the slip between rail and wheel) on the one hand with the motor characteristic curve at an instantaneous speed of the vehicle assumed to be constant (motor torque converted to circumferential wheel force depending on the slip between rail and wheel at the relevant vehicle speed), on the other hand, the tractive force that can be transmitted between rail and wheel decreases, for example by driving into a damp rail section, which corresponds to a transition to an overall lower tractive force characteristic, so the excess portion of the tractive force resp.
of the engine torque, a sudden angular acceleration of the engine and wheel with a corresponding increase in the slip and the engine speed with initially unchanged driving speed due to the inertia. As a result of the more or less pronounced main circuit behavior of conventional rail motors, this is associated with a decrease in the motor current and an increase in the motor voltage. The decrease in the motor torque and the tractive force associated with the current decrease in accordance with the inclination of the motor characteristic is desirable in this case because it facilitates the setting of a new, stable operating point on the lower slip characteristic and thus prevents the drive from spinning automatically.
However, the current control circuit, the measuring element of which detects the current decrease and causes the servomotor and thus the tap changer to react in the opposite direction, more or less avoids this effect. The effect of the current control loop is based on a constant current being impressed, which is undesirable in the case of skidding. H. on maintaining an almost constant torque similar to an extremely steep main circuit characteristic of the motor and thereby increases the tendency to skid.
The integral behavior of the servomotor can mitigate this undesirable effect to a certain extent, but practice has shown that electric motor-driven rail vehicles with current control often show a significant tendency to skid, with correspondingly disadvantageous operating behavior and the risk of damage to the drive units.
As a remedy against the tendency to spin, the use of the known spin detectors comes into consideration, which work, for example, with the help of an additional measuring wheel or with the help of inductive sensors and magnetization marks stamped in the wheel and in the rail or respond to different speeds of the various drive axles and then a braking process or trigger a current reduction. Such devices are, however, associated with undesirably high construction costs and often with a comparatively high susceptibility to failure.
The object of the invention is therefore to create a control device for the electric motor drive of at least one rail vehicle, which allows the advantages of current control to be retained, but on the other hand avoids the increase in the tendency to skid associated with such control. The inventive solution to this problem is characterized in a control device of the type mentioned in that, in addition to the motor current control loop, a motor voltage control loop with a measuring element that detects the motor voltage as a controlled variable and with a voltage regulator that performs the setpoint-actual value comparison of the motor voltage is provided, in each case at least one of these control loops is in operative connection via the setpoint input of its controller with a setpoint generator and via the output of its controller with the other control loop.
This coupling of a current control loop with a voltage control loop in the manner of a cascade circuit ensures that the advantageous effect of the current control loop comes into play during normal start-up processes and changes in the driving condition caused by entered driving commands, with the voltage control loop ensuring a more or less approximately constant motor voltage and appears non-disruptive, while on the other hand, in the case of beginning spin, d. H. In the event of a sudden increase in speed with a corresponding increase in voltage, the voltage control loop acts in the direction of a reduction in the motor voltage and thus also in a reduction in the motor current.
In this way, with appropriate coordination, the undesired impression of constant current, which would be caused by a single current control circuit if the travel switch position remained unchanged, can be at least partially compensated and the tendency of the drive to skid can be reduced.
A first embodiment of the invention is characterized in that the motor voltage control loop, which is operatively connected to the setpoint generator via the setpoint input of the voltage regulator, is in turn designed as a circuit part with a control function with respect to the motor current control loop and is operatively connected to the setpoint input of the current regulator via the output of the voltage regulator stands. This is a cascade-like intermeshing of the two control loops, with the current control loop acting directly on the drive circuit via the actuator, but itself forming the actuator for the voltage control loop, which the latter via the setpoint input of its controller, i.e. H. of the voltage regulator, is controlled according to the respective movement commands.
In such a cascade circuit, the voltage control circuit counteracts the constant current maintenance due to the current control circuit in the event of the drive wheels skidding with a corresponding increase in voltage, in that the via the
Output of the voltage regulator reduces the effective current setpoint at the input of the current regulator.
In a further development of the invention, the motor voltage and motor current can slowly run up in a control device of the aforementioned type by providing a timing element assigned to the setpoint input circuit of the current controller, the transfer function of which has an integral component. With respect to the start-up process, a behavior can thus be approximated which, in conventional travel switches, is caused by the integral behavior of the switch servomotor.
In addition, it is often desirable to influence the integral transition behavior of the control loops, especially with regard to the start-up process or the rate of increase when starting up. According to a development of the invention, this can be achieved in that the voltage regulator is provided as the timing element assigned to the setpoint input circuit of the current regulator, the transition function of the voltage regulator between its setpoint input and the controller output having an integral component.
In addition, in order to influence the response speed of the voltage regulator to deviations from the respective nominal value of the motor voltage as little as possible through the desired delay of the nominal value changes, according to the invention a timing element separate from the actual value input circuit of the voltage regulator can be used to determine the integral component of the transition function between the nominal value input and the output of the Voltage regulator are provided. In particular, it can be advantageous here to make the time constant of the integral component of the transition function between the setpoint input and the output of the voltage regulator greater than that of the integral component of the transfer function between the actual value input and the output of the voltage regulator.
The voltage regulator then reacts more quickly to deviations in the motor voltage from the respective setpoint value than to changes in the setting of the setpoint generator, i. H. to changed travel commands. In principle, this enables the tendency to spin to be reduced, in that increases in the motor voltage that occur when the spin starts are quickly compensated, which in any case is associated with a limitation of the motor current to lower values in a transitional phase up to the onset of the opposing current regulation.
This desired effect can be further enhanced by arranging a timer for the actual value input circuit of the current controller, which is separate from the setpoint input circuit of the current controller, this timer being equipped with an integral effect on the transfer function between the actual value input and the output of the current controller.
Because in the embodiment described above, the corrective effect of the voltage regulator with respect to deviations in the motor voltage that occurs takes place via the setpoint input circuit of the current regulator, it is recommended to use the time constant of the integral component of the transfer function between the actual value input and the current control to further delay the current control intervention and thus to reduce the tendency to skid The output of the current controller should be larger than that of the integral component of the transfer function between the setpoint input and the output of the current controller.
Another embodiment of the invention aims at avoiding or stressing the correction effect of the voltage regulator with respect to motor voltage fluctuations with the time constants of the current regulator from the outset.
to hold back. According to this embodiment, it is provided that the voltage regulator is directly connected to the input of the actuator that intervenes in the drive circuit via its output and to the output of the current regulator via its setpoint input, while the setpoint input of the current controller is connected to the setpoint generator, which can be controlled depending on the travel commands entered Operational connection is. Here, the effect of the current regulator with its timing elements initially only extends to the setpoint input circuit of the voltage regulator, which anyway has a pronounced integral behavior in the sense of a slow start-up when starting, while the reaction of the voltage regulator to motor voltage fluctuations can be kept with extremely little delay.
Analogously, this embodiment again allows a separate timing element to be provided for the setpoint input circuit of the voltage regulator with an integral effect on the transfer function between the setpoint input and the output of this regulator, but this has no effect on the response speed of the voltage regulator to motor voltage fluctuations. Furthermore, in this embodiment, the time behavior of the setpoint input circuit and the actual value input circuit of the current controller can be measured differently according to the conditions of the application without affecting the actual value input circuit of the voltage controller, preferably so that the response speed of the current controller to motor current fluctuations by a corresponding timer in the actual value input circuit of this controller is reduced.
Further advantages of the invention emerge from the following description of exemplary embodiments with reference to the drawings. Herein shows:
1 shows the basic circuit diagram of a first embodiment of the control device according to the invention for a locomotive with a current control circuit arranged on the actuator side,
2 shows a second embodiment of the control device for a locomotive with a voltage control circuit arranged on the actuator side and
3 a control device coupled to one another in the embodiment according to FIG. 2 to illustrate the conditions in a double traction with a leading and a guided locomotive.
In the embodiment according to Fig. 1, two control loops coupled together in a cascade-like manner are provided, namely a current control loop 1 and a voltage control loop 2. Via an actuator 8, which is a direct part of the current control loop 1, both control loops are operatively connected to a drive circuit 11, the latter being one A plurality of drive groups 9 connected in parallel to one another are supplied, only one of which is indicated in FIG. 1.
Each drive group comprises at least one motor 10 (only one indicated in the illustration), for example a direct current motor fed with wave-shaped rectified alternating current, a so-called shaft current motor, and a current measuring element 3, for example in the form of a strongly negative feedback voltage amplifier with a correspondingly precisely defined gain, which its input voltage is tapped at a measuring resistor 3b with a smoothing capacitor 3a. Under certain circumstances, several motors that form a drive group can be combined on one current measuring element.
A common voltage measuring element 4 is provided for the entire drive system, also for example in the form of a strongly negative feedback voltage amplifier, which is connected to the drive circuit 11 parallel to the drive groups via a smoothing element with a series resistor 4b and a smoothing capacitor 4a.
For the aforementioned measuring elements as well as for the controllers to be discussed below, conventional operational amplifiers with high input resistance and with one inverting and one non-inverting input (the inputs are identified by - and +) are assumed as voltage amplifiers. The corresponding polarity of the drive circuit 11 is indicated by the signs at the outputs of the actuator 8. Accordingly, the output 3c of the current measuring element delivers a positive and the output 4c of the voltage measuring element a negative actual value signal.
The output 3c of the current measuring element is, like the outputs 3'c of the current measuring elements of the further drive groups (not shown), each connected to an input of a maximum value switching device 12, which is made up of a corresponding number of polarized in the forward direction with respect to the signal polarity and with their cathodes parallel to the Output of the switching device connected diodes 12a consists. This switching device works in the manner of an OR circuit, the largest input signal in each case opening the associated diode and blocking all other diodes.
The current control circuit 1 also includes a current regulator 5 with a setpoint input 5a and an actual value input 5b. The former is connected to the output of a voltage regulator 6, the latter to that of the switching device 12. The current regulator has a negative feedback via a PI timing element 5c, the non-inverting input of which is connected to ground and the inverting input of unspecified summing resistors to the setpoint input 5a and to the actual value input 5b.
The summing resistors of the actual value input also form a PI timing element 5d with an associated capacitor.
The voltage regulator 6 supplies a setpoint signal of negative polarity to the setpoint input 5a of the current controller, so that at the inverting input of the amplifier 5e in connection with the positive signal polarity from the actual value input circuit, a control deviation signal (setpoint actual value difference) results, which has negative polarity if the setpoint excess is present and via the inverting input of the amplifier 5e at the input 8a of the actuator 8, a control signal e of positive polarity is supplied.
The actuator comprises a phase shifter 8b and a thyristor rectifier 8c, which are fed in parallel from an alternating current network 13. The phase shifter supplies, at its complementary outputs labeled a and a + Z, with a positively increasing control signal e from the value z, decreasing phase angles for a gate control of the rectifier 8c.
The voltage regulator 6 also has a voltage amplifier 6e, the inputs of which are connected to ground as in the case of the amplifier 5e of the current regulator or to a setpoint input 6a and an actual value input 6b via summing resistors. Here, the summing resistors of the setpoint input circuit with an associated capacitor form a PI timing element 6d. Via its setpoint input, the voltage regulator 6 is connected to a setpoint generator 7 with a DC voltage source 7a and a potentiometer 7b, the latter being set in a manner not shown in more detail as a function of the drive commands entered and providing a voltage of positive polarity that increases with the speed level and which represents the setpoint signal.
The mode of operation of the control device according to FIG. 1 results as follows:
First of all, a start-up process starting from a standstill is considered. After appropriately setting the potentiometer 7b, the capacitor of the PI timing element 6d in the voltage regulator 6 is charged from the discharge state, which results in a correspondingly slow rise in the setpoint signal at the inverting input of the amplifier 6e. When the actuator 8 is initially not yet controlled, the output of the amplifier 6e results in a correspondingly increasing setpoint signal for the downstream current controller 5. The PI timer 6c with its integral component also slows down the increase in the setpoint signal for the current controller.
The integral action of the element 6c, which has a PD transition function for itself, results in the usual way from the arrangement in the negative feedback branch of the amplifier 6e. The same applies to the timing element 5c of the current regulator. Overall, the actual value signal at input Sb of the current regulator is initially still zero - a slow rise in control signal e at input 8a of the actuator. The corresponding increase in voltage on the drive circuit 11 and the corresponding increase in current in the motors that are initially still at a standstill initiate the start of the actual start-up process.
The feedback of the voltage and current actual value signals to the two controllers then results in a continuous increase in voltage and current with a speed resulting from the gain factors and time components. The counter-electromotive voltage on the motors, which increases with the motor speed, slows down the increase in current. If necessary, the difference-forming amplifiers in the controllers can be saturated, or by means of specially inserted saturation elements, for example amplifiers with correspondingly low negative feedback, for linearization of the voltage or
Current increase until the target values are reached. When these setpoint values, as they result from the setting of the potentiometer 7b, are approached, the transition to a stationary control and driving state takes place.
Next, the behavior of the control device in the event that the wheels driven by the motors begin to spin is considered. Here, with the sudden acceleration of the motors connected to the skidding wheels, a correspondingly rapid increase in voltage at measuring element 4 and a current drop at measuring element 3 according to the motor characteristics become noticeable.
The reaction to this change in the controlled variable, which is sent to the voltage regulator 6 via the actual value input 6b, is a reduction in the control signal e at the input of the control element 8 and thus a corrective voltage drop, with only a delay due to the timing elements 6c and 5c on the drive circuit 11. At the same time, the drive current is further reduced so that a new state of equilibrium can easily be established in the power transmission between the wheel and the rail. As a result of the additional integral component according to the timing element 5d in the actual value input circuit of the current controller, its opposite, ie. H. The reaction that increases the current only occurs later, so that the restoration of stable power transmission between the rail and the wheel is initially not hindered.
Only in a comparatively late phase of the control process can the effect of the current regulator then predominate and lead to a current increase that is then desired.
As a result of the multiple current detection via the switching device 12, it is achieved at the same time that the drive group with the most critical power transmission ratios is detected and the strongest tendency to skid is thus compensated.
In the embodiment according to FIG. 2, the drive system with an illustrated drive group 109 and a voltage measuring element 104, again with a smoothing capacitor 104a and series resistor 104b, corresponds to the embodiment according to FIG. 1. This also applies to the motor 110 shown in the drive group with main circuit winding 110a and 110a separately excited winding 1 10b and current measuring element 103, again with measuring resistor 103b in the main circuit of the motor and smoothing capacitor 103a.
The arrangement of the inverting or non-inverting inputs of the voltage amplifiers forming the measuring elements in relation to the polarity of the drive circuit 111 is, however, reversed as in the case of the reversed arrangement of the two control loops, namely here the voltage control loop 102 with actuator 108 and the current control loop 101 with setpoint generator 107 the arrangement according to FIG. 1.
The voltage control circuit 102 acts with the control signal e at the output of its regulator, namely a voltage regulator 106, directly at the input 108a of the actuator 108, which is constructed according to the embodiment according to FIG. 1 and is connected to an alternating current network 113.
The actual value input 106b of the voltage regulator connected to the output of the voltage measuring element 104 leads, without a timer, via a summing resistor to the inverting input of a voltage amplifier provided as in the previous embodiment, which is provided with negative feedback via a PI timer 106c for stabilization. The reaction of the voltage regulator to occurring voltage fluctuations in the drive circuit is thus only subject to a comparatively small delay as a result of the correspondingly dimensioned timing element 106c. As a result, when the skid starts, the voltage rise that occurs with the current reduction in the drive motors is quickly corrected and the immediate stabilization of the power transmission between wheel and rail is promoted.
Furthermore, in this embodiment, the reaction of the current control loop can be delayed without influencing the actual value input circuit of the voltage regulator to a degree which sufficiently reduces the unfavorable effect of the current control loop with regard to the tendency to skid. For this purpose, the current regulator 105 connected with its output to the setpoint input 106a of the voltage regulator has, in addition to a negative feedback timing element 105c with PI effect, a further PI timing element 105e in its actual value input circuit 105b. In addition, this is again connected to the current measuring elements of the drive system via a maximum value switching device 112 with diodes 112a, corresponding to the embodiment according to FIG. 1.
Here, too, the through-connection device feeds the motor current actual value signal, which is the largest in magnitude, to the current regulator 105 in each case in a predetermined direction. Furthermore, an additional motor current actual value output A with an upstream inverter amplifier 1 12b is provided here. This output is used, in a manner to be explained, for coupling with the control device of another locomotive in double traction. The same purpose is served by an external setpoint input B, to which the setpoint input 105a of the current regulator 105 can be connected via a changeover switch in exchange for the output of the setpoint generator 107.
In individual operation, the setpoint input 105a of the current controller is connected via the aforementioned changeover switch to the tap of a potentiometer 107b of the setpoint generator 107, whose DC voltage source 107a determines the motor current setpoint relevant for the travel command with regard to its end value according to the respective tap position of the potentiometer. The slow rise of the respectively effective instantaneous setpoint is determined by a series of timing elements with integral components, namely - apart from the already mentioned PI timing elements 105c and 106c in the negative feedback branches of the voltage amplifier of the current and voltage regulator, by a further timing element 105d or 106d in the setpoint input circuit of the current regulator and the voltage regulator.
In total, five such timing elements are provided in the example, namely elements 105c, 105d, 105e, 106c and 106d, of which only element 106c has a delaying effect on the actual value input circuit of the voltage regulator. The element 105e acts exclusively on the actual value input circuit of the current regulator and the element 105d only on the setpoint input circuit of the current regulator.
By appropriately dimensioning the two last-mentioned timing elements, the run-up speed of the setpoint, namely both control loops, on the one hand, and the response delay of the current control loop on the other hand, can be set independently of the response speed of the voltage control loop. In this way, in many cases, the start-up and control behavior of the vehicle can be largely optimized, taking into account the tendency to skid. If, for example, in the interest of a smoother course of the voltage regulation process, it is desired to also provide the actual value input circuit of the voltage regulator with an additional integral component, this can be achieved by inserting a corresponding element in the actual value input 106b.
In general, however, it is advisable to measure the time constant of such an integral component of the transfer function between the actual value input and the output of the voltage regulator to be less than the corresponding time constant of the setpoint input circuit.
For a double traction according to FIG. 3, control devices according to FIG. 2 are provided for both coupled locomotives, namely control device I of a leading locomotive and control device II of a guided locomotive. The main circuit groups, which have already been explained with reference to FIG. 2, are shown schematically in simplified form in FIG. 3 and are provided with the same reference symbols for the control device I and with corresponding, but apostrophized reference symbols for the control device II. In the switching state shown for the double traction, the setpoint input 105a of the current controller of the leading control device I is connected to the output of the setpoint generator 107 via the associated switch, as in individual operation, while the setpoint input 105'a of the current controller of the controlled control device II is connected to the external setpoint input B. 'is switched.
The latter is connected to the actual motor current value output A of the leading control device I, so that an actual motor current value of the leading control device is input to the controlled control device as a setpoint value for its current and voltage control loop. While the leading control device is controlled arbitrarily in accordance with the entered driving commands, the controlled control device follows the actual state of the leading system when starting up as well as during the other transitions between the different controlled driving states. In contrast, the controlled control device works with regard to the reaction to control deviations, in particular to the onset of spin, essentially independently of the coupling as in individual operation, so that the start of spin is intercepted in the manner explained above.
This means that the desired advantages can also be achieved with multiple traction.
In the example shown, the additional motor current actual value output A carries the selected maximum actual value signal of the drive groups in accordance with the circuit according to FIG. If necessary, however, output A can also be derived from the outputs of the current measuring elements via a different type of circuit, namely in particular via an averaging circuit, so that the controlled control device does not follow the maximum value, but an average value of the various motor currents of the leading system.