Schaltungsanordnung für den kontaktlosen Antrieb des Gangordnerschwingers eines zeithaltenden Geräts
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für den kontaktlosen Antrieb des Gangordnerschwingers eines zeithaltenden Geräts mit wenigstens einem Halbleiter-Verstärker, der durch eine durch die Relativbewegung zwischen einem Magnetsystem und einer Steuerspule erzeugte Spannung gesteuert wird und ausgangsseitig die Triebspule durchfliessende, auf den Gangordnerschwinger antreibend wirkende Strom impulse liefert, und mit einem ausgangsseitig den Eingang des Halbleiter-Verstärkers beeinflussenden elektrisch steuerbaren Widerstandselement, das eingangsseitig von einer dem Triebkreis entnommenen Spannung beaufschlagt wird.
Bei Halbleiter-Verstärker verwendenden Schaltungsanordnungen der oben genannten Art ist eine Stabilisierung der Schwingeramplitude des zeithaltenden Gangordnerschwingers von besonderer Wichtigkeit, da die von dem Halbleiter-Verstärker gelieferten Impulse von der Spannung der Stromquelle und von den Umgebungsbedingungen, insbesondere der Temperatur, abhängig sind.
Es ist bereits bekannt, für die Amplitudenstabilisierung eines ein Permanentmagnetsystem tragenden Schwingers eine Wirbelstrombremse zu verwenden, welche von dem Permanentmagnetsystem beeinflusst wird, sobald der Schwinger eine bestimmte Amplitude überschreitet. Der Schwinger wird in diesem Falle durch die Wirbelströme gebremst und so auf die gewünschte Schwingungsamplitude zurückgeführt. Diese Stabilisie rungseinrichtung ist aber nicht immer ausreichend wirksam. Nachteilig ist hierbei auch, dass die dem Schwinger zugeführte überschüssige Antriebsenergie vollständig vernichtet wird. Das bedeutet eine zusätzliche Belastung der Stromquelle.
Es ist bereits bei einem Schwingarbeitsgerät mit elektromagnetischem Antrieb, das auf die Frequenz des speisenden Wechselstromes abgestimmt ist, bekannt, die Konstanthaltung der Schwingungsamplitude mit Hilfe einer in Abhängigkeit von der Amplitude der Schwingungen des Geräts erzeugten elektrischen Spannung zu bewirken, die einen im Speisestromkreis liegenden Ma gnetverstärker steuert. Abgesehen davon, dass es sich hier nicht um ein zeithaltendes Gerät mit einem freischwingenden, selbstgesteuerten Schwinger, sondern um ein Vibrationsgerät handelt, das im Takte der Netzfrequenz zwangweise angetrieben wird, setzt die Verwendung eines Magnletverstärkers einen möglichst gleichförmigen Steuerstrom voraus, der bei einem zeithaltenden Gerät der eingangs genannten Art nicht zur Verfügung steht.
Es ist zwar möglich, die in einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auftretenden Stromimpulse mit Hilfe eines RC-Gliedes zu glätten, jedoch ergibt sich hiermit eine starke Temperaturabhängigkeit der Steuerspannung.
Es ist weiterin ein selbstgesteuerter mechanischer Schwinger bekannt, der unter Anwendung von Elektronenröhren in seiner Eigenfrequenz angetrieben wird, wobei Steuervorrichtungen vorgesehen sind, welche an einem RC-Glied eine von der Schwingungsamplitude abhängige, die Amplitude der Schwingung begrenzende Vorspannung erzeugen. Auch hier ergibt sich infolge der Verwendung eines RC-Gliedes eine starke Temperaturabhänggikeit jedenfalls dann, wenn für den Antrieb des Schwingers eine verhältnismässig niedrige Frequenz mit grossem Tastverhältnis verwendet wird, wie sie bei einem zeithaltenden Gerät der eingangs genannten Art auftritt.
Es ist weiterhin ein zeithaltendes elektrisches Gerät mit einer selbsterregten, in ihrer Eigenfrequenz durch elektromagnetische Antriebssysteme in Schwingung gehaltenen Stimmgabel als zeitbestimmendes Schwingglied unter Verwendung eines elektronischen Schwingkreises bekannt. Bei diesem Gerät wird eine Amplitudenstabili sierung durch eine bestimmte Bemessung der Trieb spule erreicht, wodurch die in ihr erzeugte Gegen-EMK bei vergrösserter Amplitude einen solchen Wert erreicht, dass der Antriebsstrom vermindert wird. Eine solche Steuerung ist jedoch allein nicht genügend wirksam.
Es ist schliesslich auch eine Schaltungsanordnung für den kontaktlosen Antrieb eines Gangordnerschwingers mit wenigstens einem Transistorverstärker bekannt, bei welcher der Transistorverstärker durch eine durch die Relativbewegung zwischen einem Magnetsystem und einer Steuerspule erzeugte Spannung gesteuert wird und ausgangsseitig die Triebspule durchfliessende, auf den Gangordnerschwinger antreibend wirkende Stromimpulse liefert. Dabei enthält die Schaltungsanordnung ein ausgangsseitig den Eingang des Transistorverstärkers beeinflussendes elektrisch steuerbares Widerstandselement, das eingangsseitig von einer dem Triebkreis entnommenen Spannung beaufschlagt wird.
Dabei ist im Eingangskreis des ausgangsseitig die Antriebsimpulse für den Gangordnerschwinger liefernden Transistorverstärkers jeweils ein Kondensator vorgesehen, welcher entweder über einen mit der Batterie verbundenen Widerstand oder durch die in der Steuerspule erzeugten Impulse aufgeladen wird und somit eine Vorspannungsquelle für den Transistor darstellt. Diese bekannte Schaltung ist verhältnismässig aufwendig, da ein zusätzlicher Kondensator, eine Triebspule mit Anzapfungen oder eine Triebspule mit einer zweiten Wicklung vorgesehen sein müssen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei geringem Aufwand eine für normale Verhältnisse ausreichende Amplitudenstabilisierung bewirkt. Dies wird erfindungsgemäss dadurch erreicht, dass das Widerstandselement ausgangsseitig der Steuerspule unmittelbar parallel geschaltet ist. Es ergibt sich dadurch eine wesentlich einfachere Schaltungsanordnung, bei welcher ein Kondensator im Eingangskreis des Halbleiter-Verstärkers, eine Anzapfung der Triebspule oder eine Triebspule mit einer zweiten Wicklung nicht erforderlich ist.
Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Schaltung mit zur Steuerspule parallel geschaltetem Transistor als steuerbarer Widerstand,
Fig. 2 eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und
Fig. 3 eine weitere Abwandlung der Schaltungsanordnung, bei welcher der Eingangskreis des ausgangsseitig zur Steuerspule parallel geschalteten Transistors parallel zu einem im Triebkreis liegenden Widerstand geschaltet ist.
Die grundlegende Antriebsschaltung für einen Gangordnerschwinger ist in allen gezeigten Beispielen im weseitlichen die gleiche. Sie besteht aus dem Transistor Trl, der im Basis-Emitter-Kreis dieses Transistors liegenden Steuerspule L1, der im Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors liegenden Reihenschaltung aus der Stromquelle U3 und der Triebspule L2 und dem Neutralisationskondensator Cn, der das Auftreten von Rückkopplungsschwingungen infolge der Kopplung der Spulen L1 und L2 verhindern soll.
In Fig. 1 ist parallel zur Steuerspule L1 die Emitter Kollektor-Strecke eines zu dem Transistor Trl komplementären Transistors Tr2 geschaltet, dessen Basis über einen veränderbaren Widerstand Rv1 an den Verbindungspunkt zwischen Stromquelle UB und Triebspule L2 geführt ist. Der Eingangskreis des Transistors Tr2 liegt somit parallel zur Triebspule L2 und wird durch die an dieser auftretenden Spannung gesteuert.
Mit zunehmender Spannung an der Triebspule L2 wird der Widerstand der Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Tr2 geringer und damit fliesst ein immer grösserer Anteil der in der Steuerspule L1 erzeugten Spannung über den Transistor Tor2, wodurch die Aussteuerung des Haupttransistors Trl geringer und damit auch die Spannung der die Triebspule L2 durchfliessenden Stromimpulse kleiner wird.
Der Vorwiderstand Rvi dient zur Einstellung des Arbeitspunktes, d. h. zur Einstellung des Wertes, von welchem an der Transistor Tr2. wirksam werden soll.
Bei der Schaltung nach Fig. 2 ist parallel zur Steuerspule L1 ein Transistor Trs geschaltet, der die gleiche Leitungsart wie der Haupttransistor Trl hat. Im übrigen entspricht die Schaltung weitgehend derjenigen nach Fig. 1. Der Widerstand Rv2 im Basiskreis des Transistors Tr8 dient auch hier zur Einstellung des Arbeitspunktes.
In der Schaltung nach Fig. 3 sind ebenfalls Transistoren Trl und Tr4 gleicher Leitungsart verwendet.
Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Tr4 liegt hier ebenfalls parallel zur Steuerspule L1, während der Eingangskreis, d. h. die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Tr4 parallel zu einem im Emitter-Kreis des Haupttransistors Trl liegenden veränderbaren Widerstand Rv3, geschaltet ist. Mit Hilfe des Widerstandes Rvs ist der Einsatzpunkt des Transistors Tr4 einstellbar.
Circuit arrangement for the contactless drive of the aisle folder oscillator of a time-keeping device
The invention relates to a circuit arrangement for the contactless drive of the aisle folder oscillator of a time-keeping device with at least one semiconductor amplifier, which is controlled by a voltage generated by the relative movement between a magnet system and a control coil and, on the output side, the drive coil flowing through the drive coil and has a driving effect on the aisle folder oscillator supplies, and with an electrically controllable resistance element which influences the input of the semiconductor amplifier on the output side and which is acted upon on the input side by a voltage taken from the drive circuit.
In circuit arrangements of the above-mentioned type using semiconductor amplifiers, stabilization of the oscillator amplitude of the time-keeping gear folder oscillator is of particular importance, since the pulses supplied by the semiconductor amplifier depend on the voltage of the power source and the ambient conditions, in particular the temperature.
It is already known to use an eddy current brake to stabilize the amplitude of an oscillator carrying a permanent magnet system, which is influenced by the permanent magnet system as soon as the oscillator exceeds a certain amplitude. In this case, the oscillator is braked by the eddy currents and thus returned to the desired oscillation amplitude. This stabilization device is not always sufficiently effective. It is also disadvantageous here that the excess drive energy supplied to the oscillator is completely destroyed. This means an additional load on the power source.
It is already known in a vibratory work device with electromagnetic drive, which is matched to the frequency of the feeding alternating current, to keep the oscillation amplitude constant with the help of an electrical voltage generated as a function of the amplitude of the vibrations of the device, which causes a Ma lying in the feed circuit gnet amplifier controls. Apart from the fact that this is not a time-keeping device with a free-swinging, self-controlled oscillator, but rather a vibration device that is forcibly driven in rhythm with the mains frequency, the use of a magnlet amplifier requires a control current that is as uniform as possible, which is the case with a time-keeping device of the type mentioned above is not available.
Although it is possible to smooth the current pulses occurring in a circuit arrangement of the type mentioned above with the aid of an RC element, this results in a strong temperature dependence of the control voltage.
Furthermore, a self-controlled mechanical oscillator is known which is driven at its natural frequency using electron tubes, control devices being provided which generate a bias voltage which is dependent on the oscillation amplitude and which limits the amplitude of the oscillation on an RC element. Here, too, the use of an RC element results in a strong temperature dependency in any case when a relatively low frequency with a large pulse duty factor is used to drive the oscillator, as occurs in a time-keeping device of the type mentioned above.
There is also known a time-keeping electrical device with a self-excited tuning fork, which is kept vibrating in its natural frequency by electromagnetic drive systems, as a time-determining oscillating element using an electronic oscillating circuit. In this device, an amplitude stabilization is achieved by a specific dimensioning of the drive coil, whereby the back EMF generated in it reaches such a value with increased amplitude that the drive current is reduced. However, such control alone is not sufficiently effective.
Finally, a circuit arrangement is also known for the contactless drive of an aisle folder oscillator with at least one transistor amplifier, in which the transistor amplifier is controlled by a voltage generated by the relative movement between a magnet system and a control coil and, on the output side, delivers current pulses that flow through the drive coil and have a driving effect on the aisle folder oscillator . The circuit arrangement contains an electrically controllable resistance element which influences the input of the transistor amplifier on the output side and is acted upon on the input side by a voltage taken from the drive circuit.
A capacitor is provided in the input circuit of the transistor amplifier delivering the drive pulses for the gear folder oscillator on the output side, which is charged either via a resistor connected to the battery or by the pulses generated in the control coil and thus represents a bias voltage source for the transistor. This known circuit is relatively complex, since an additional capacitor, a drive coil with taps or a drive coil with a second winding must be provided.
The invention is based on the object of creating a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning which, with little effort, brings about an amplitude stabilization which is sufficient for normal conditions. This is achieved according to the invention in that the resistance element is connected directly in parallel on the output side of the control coil. This results in a much simpler circuit arrangement in which a capacitor in the input circuit of the semiconductor amplifier, a tapping of the drive coil or a drive coil with a second winding is not required.
The invention is explained in more detail below with reference to the drawing of some exemplary embodiments.
In the drawing show:
1 shows a circuit diagram of a first exemplary embodiment of a circuit with a transistor connected in parallel to the control coil as a controllable resistor,
2 shows a modification of the circuit arrangement according to FIGS. 1 and
3 shows a further modification of the circuit arrangement in which the input circuit of the transistor connected in parallel with the control coil on the output side is connected in parallel with a resistor in the drive circuit.
The basic drive circuit for an aisle folder oscillator is essentially the same in all examples shown. It consists of the transistor Trl, the control coil L1 located in the base-emitter circuit of this transistor, the series circuit consisting of the current source U3 and the drive coil L2 and the neutralization capacitor Cn, which is the occurrence of feedback oscillations as a result of the transistor's emitter-collector circuit to prevent the coupling of the coils L1 and L2.
In Fig. 1, the emitter-collector path of a transistor Tr2 complementary to the transistor Trl is connected in parallel to the control coil L1, the base of which is led via a variable resistor Rv1 to the connection point between the current source UB and the drive coil L2. The input circuit of the transistor Tr2 is thus parallel to the drive coil L2 and is controlled by the voltage occurring across it.
As the voltage at the drive coil L2 increases, the resistance of the emitter-collector path of the transistor Tr2 is lower and thus an ever larger proportion of the voltage generated in the control coil L1 flows through the transistor Tor2, whereby the modulation of the main transistor Trl is lower and thus also the The voltage of the current pulses flowing through the drive coil L2 becomes smaller.
The series resistor Rvi is used to set the operating point, i.e. H. to set the value from which the transistor Tr2. should take effect.
In the circuit according to FIG. 2, a transistor Trs is connected in parallel to the control coil L1 and has the same type of conduction as the main transistor Trl. Otherwise, the circuit largely corresponds to that of FIG. 1. The resistor Rv2 in the base circuit of the transistor Tr8 is also used here to set the operating point.
In the circuit according to FIG. 3, transistors Trl and Tr4 of the same type of conduction are also used.
The emitter-collector path of the transistor Tr4 is also parallel to the control coil L1, while the input circuit, d. H. the base-emitter path of the transistor Tr4 is connected in parallel to a variable resistor Rv3 located in the emitter circuit of the main transistor Trl. The starting point of the transistor Tr4 can be set with the aid of the resistor Rvs.