Verfahren und Vorrichtung zur lichtelektrischen Überwachung dynamischer Vorgänge, insbesondere zur Überwachung mindestens eines Fadens in einer Textilmaschine
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur lichtelektrischen Überwachung dynamischer Vorgänge, insbesondere zur überwachung mindestens eines Fadens in einer Textilmaschine, mit einem Siliziumfotoelement, das bezüglich des Gleichlichteinflusses annähernd im Kurzschluss betrieben wird, sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens mit einem Siliziumfotoelement, dem ein ohm'scher Widerstand solcher Grösse parallelgeschaltet ist, dass das Fotoelement in bezug auf den Gleichstromanteil annähernd kurzgeschlossen ist.
Es ist bekannt, dass bei Fotoelementen, beispielsweise aus Silizium, der Kurzschlussstrom linear mit der Beleuchtung zunimmt, die Leerlaufspannung jedoch mit der Beleuchtung logaritlimisch ansteigt. Dieser für die Praxis bedeutungsvolle logarithmische Spannungsanstieg geht jedoch bei einer bestimmten Beleuchtungsstärke in einen Sättigungsbereich über, wodurch der logarithmische Anstieg verfälscht wird. Für die Praxis bedeutet dies, dass der Sättigungsbereich für Messzwecke nicht mehr verwendbar ist. Wird ein solches Fotoelement ausser von dem Messlicht zusätzlich von Fremdlicht beaufschlagt, beispielsweise durch direkte oder indirekte Sonneneinstrahlung, so kann die Beleuchtungsstärke leicht eine solche Grösse erreichen, dass der Sättigungsbereich erreicht wird und damit eine einwandfreie Überwachung nicht mehr möglich ist.
Bei der lichtelektrischen Überwachung dynamischer Vorgänge, insbesondere bei der Überwachung eines oder mehrerer Fäden in Textilmaschinen, z.B. bei Fadenbewegungswächtern, elektronischen Fadenreinigern oder Knotenprüfern, handelt es sich um sogenannte Wechsellichtschranken, da die dynamischen Vorgänge einen ständigen Wechsel des das Fotoelement beaufschlagenden Lichtstromes hervorrufen. Andererseits kann das störende Fremdlicht, beispielsweise das Sonnenlicht, im wesentlichen als Gleichlicht angesprochen werden, da es nur über grosse Zeitabstände langsamen Schwankungen unterliegt.
Um den störenden Gleichlichteinfluss von dem zu nutzenden Wechsellichteinfluss zu trennen, ist es bekannt, an das Fotoelement einen induktiv-kapazitiven Parallel-Resonanz-Schwingkreis, einen sogenannten LC-Schwingkreis, anzuschliessen und diesen Schwingkreis so abzustimmen, dass er mit der Frequenz des Nutzwechsellichtes in Resonanz ist. Infolgedessen wird der durch störendes Gleichlicht entstehende Gleichspannungsanteil des Fotoelementes von dem niedrigen ohm'schen Widerstand der Induktivität kurzgeschlossen, so dass das Fotoelement bezüglich des Gleichlichteinflusses annähernd im Kurzschluss betrieben wird.
Der Wechselspannungsanteil des Fotoelementes wird aber mit dem Resonanzwiderstand des LC-Schwingkreises belastet, dessen Kreisgüte Q so bemessen werden kann, dass der Resonanzwiderstand sehr hoch wird und damit nur noch eine sehr schwache Belastung für das Fotoelement darstellt. Da somit das Fotoelement nur noch bezüglich seines Wechselspannungsanteiles annähernd im Leerlauf betrieben wird, ist die übersteuernde Wirkung des störenden Gleichlichtes unschädlich gemacht. Eine derartige Lösung des vorliegenden Problems hat jedoch zwei erhebliche Nachteile:
1. Bei dynamischen Vorgängen mit niedrigen Frequenzen werden relativ grosse Induktivitäten benötigt, die abgestimmt werden müssen und teuer sind. Ausserdem ist es vielfach schwierig, den erforderlichen Raumbedarf bereitzustellen.
2. Werden beispielsweise durch die zu überwachende Maschine oder durch benachbarte Maschinen magnetische Wechselfelder erzeugt, so rufen diese in der Induktivität Störspannungen hervor, die in der Grössenordnung der Nutzwechselspannung liegen können. Um derartige magnetische Störeinflüsse zu vermeiden, ist eine magnetische Abschirmung erforderlich, die einen erheblichen mechanischen und kostenmässigen Aufwand erfordert.
Zweck der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur lichtelektrischen Überwachung dynamischer Vorgänge, insbesondere zur Überwachung mindestens eines Fadens in einer Textilmaschine anzugeben, mit denen Fremdlichteinflüsse ausgeschaltet und gleichzeitig die vorerwähnten Nachteile der Verwendung von LC-Schwingkreisen vermieden werden.
Gegenstand der Erfindung ist demgemäss: a) das eingangs genannte erfindungsgemässe Verfahren, das dadurch gekennzeichnet ist, dass die durch Wechsellichteinflüsse hervorgerufene Wechselspannung des Fotoelementes durch eine ihr proportionale und phasengleiche Zusatzspannung derart entlastet wird, dass das Fotoelement bezüglich der Wechselspannung annähernd im Leerlauf betrieben wird; sowie b) die eingangs genannte Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens, die dadurch gekennzeichnet ist, dass sie eine Einrichtung zur Erzeu.
gung einer durch Wechsellichteinflüsse hervorgerufenen Wechselspannung proportionalen und phasengleichen Zusatzspannung aufweist, derart, dass das Fotoelement bezüglich der Wechselspannung annähernd im Leerlauf arbeitet.
Während also bei der bekannten Verwendung eines LC-Schwingkreises die Wechselspannung des Fotoelementes an einen im Nutzfrequenzbereich sehr hohen Wechselstromresonanzwiderstand angeschlossen und dadurch das Fotoelement von der Nutzwechselspannung nur schwach belastet wurde, erfolgt gemäss dem Verfah- ren vorliegender Erfindung eine Entlastung des Fotoelementes im Bereich der Nutzwechselspannung dadurch, dass der Nutzwechselspannung eine proportionale und phasengleiche Zusatzspannung hinzugefügt wird, welche derart bemessen ist, dass das Fotoelement bezüglich der Wechselspannung annähernd im Leerlauf betrieben wird.
Zur Durchführung des Verfahrens vorliegender Erfindung eignet sich beispielsweise eine Vorrichtung mit einem LC-Schwingkreis, bei dem, im Gegensatz zu der bekannten Anordnung mit einem LC-Schwingkreis, der ohm'sche Widerstand Teil eines Bandpasses ist, der aus einem unterhalb der Schwinggrenze betriebenen RC Generator besteht, der in an sich bekannter Weise lediglich ohm'sche und kapazitive Widerstände enthält.
Die Durchlassfrequenz des Bandpasses entspricht vorzugsweise annähernd der zu überwachenden Nutzfrequenz.
Besondere Vorteile können sich noch dann ergeben, wenn der RC-Generator aus einem dreistufigen RC Glied besteht und das Fotoelement parallel zu dem in der Mitte des dreistufigen RC-Gliedes liegenden ohm'schen Widerstand geschaltet ist.
Bei der vorbeschriebenen Anordnung ist jedoch die Bandbreite der durch die Wechsellichteinflüsse hervorgerufenen und zu verstärkenden Wechselspannung nur schmal. Zur Messung dynamischer Vorgänge, wie sie die Übenvadchung mindestens eines Fadens in Textilmaschinen, und zwar ganz besonders die Überwachung der ordnungsgemässen Verknotung zweier Fäden darstellt, kann es jedoch erwünscht sein, das weite Frequenzspektrum der aus den dynamischen Vorgängen resultierenden Wechselspannungen beizubehalten, gleichzeitig aber für den Gleichspannungsanteil des Fotoelementes eine relativ hohe Belastung herbeizuführen, um die Übersteuerung durch Fremdlicht zu vermeiden.
Dies kann gemäss einer anderen Ausfühmngsform einer Vorrichtung dadurch erreicht werden, dass der dem Fotoelement parallelgeschaltete ohm'sche Widerstand Teil eines breitbandigen Wechselspannungsverstärkers ist, dessen Mitkopplung stets kleiner als die den Verstärkungsfaktor bestimmende Gegenkopplung ist. Dabei kann der breitbandige Wechselspannungsverstärker aus einem mittels eines Kondensators und eines Ableitwiderstandes an den Belastungswiderstand angeschlossenen Verstärkungselement bestehen.
Das Verstärkungselement kann beispielsweise aus einem oder mehreren Transistoren bestehen.
Eine besonders vorteilhafte und einfache Ausführungsform ergibt sich, wenn das Verstärkungselement aus einem an sich für Rechenoperationen bekannten Operationsverstärker besteht, dessen den ohm'schen Widerstand entdämpfende Mitkopplung stets kleiner als seine den Verstärkungsfaktor bestimmende Gegenkopplung ist.
Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung werden nachfolgend anhand der in den Figuren dargestellten Schaltungen näher erläutert.
Man erkennt in dem Schaltungsschema nach Fig. 1 zwei in Reihe geschaltete Siliziumfotoelemente 1 und 2, denen ein ohm'scher Wiederstand 3 solcher Grösse parallelgeschaltet ist dass die Fotoelemente 1 und 2 in bezug auf den Gleichstromanteil annähernd kurzgeschlossen sind. Dieser ohm'sche Widerstand ist Teil eines Bandpasses, der aus einem unterhalb der Schwinggrenze betriebenen RC-Generator mit den weiteren ohm'schen Widerständen 4 und 5 und den kapazitiven Widerständen 6, 7 und 8 sowie dem Transistor 9 besteht. Die kapazitiven und die ohm'schen Widerstände sind derart aneinander angepasst, dass die Eigenfrequenz des RC-Generators annähernd derjenigen Frequenz entspricht, die als Nutzfrequenz ausgesiebt werden soll.
Wenn mittels des Gegenkoppelwiderstandes 11 die Verstärkung des Transistors 9 kleiner als 29 gehalten wird, dann erhält man in bekannter Weise anstelle eines Generators einen Bandpass mit verstellbarer Kreisgüte, die zwischen 1 und 28 verstellt werden kann. Dadurch wird auch automatisch die gewünschte Bandbreite des Bandpasses bestimmt.
Der Widerstand 10 bildet in Verbindung mit dem Widerstand 5 einen Spannungsteiler, der in bekannter Weise zur Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors 9 dient. Der Widerstand 12 ist der Arbeitswiderstand des Verstärkers innerhalb des Bandpasses, und der Konden- sator 15 dient zur Ankopplung an die nächste Verstärkerstufe.
Sobald die Anordnung an den Punkten 13 und 14 mit Gleichspannung gespeist wird, werden alle im Durchlassbereich des Bandpasses liegenden Wechselspannungsanteile der Fotoelemente 1 und 2 durch die proportionalen und phasengleichen Zusatzspannungsanteile des Bandpasses um den am Widerstand 11 eingestellten Verstärkungsgrad entlastet. Während somit die Fotoelemente 1, 2 für Wechselspannungen praktisch im Leerlauf betrieben werden, sind die Fremdlichteinflüsse durch den Widerstand 3 kurzgeschlossen und können sich im Messergebnis nicht auswirken.
Neben reinen Gleichlichtstöreinflüssen können aber auch Wechsellichtstöreinflüsse auftreten. Da das Fre quenzspektrum - dieser Wechsellichtstöreinflüsse aber erheblich von demjenigen der Nutzlichteinflüsse abweicht, kann der Bandpass mittels des Widerstandes 11 leicht so eingestellt werden, dass der Abstand zwischen der Nutzund der Störspannung genügend gross gehalten werden kann. Dieser Vorteil macht sich besonders bei der Überwachung von extrem feinen Fäden bemerkbar, da bei diesen feinen Fäden das Nutzsignal trotz Doppelfotoelement sehr klein ist.
Grundsätzlich ist es möglich, anstelle des dargestellten dreistufigen RC-Gliedes auch ein solches mit einer anderen Stufenzahl zu verwenden. Ebenso ist es möglich, das Fotoelement nicht zu dem Widerstand 3, sondern zu dem Widerstand 4 oder 5 parallelzuschalten. Wird jedoch, entsprechend dem dargestellten Ausführungsbei spiel, das Fotoelement parallel zu dem in der Mitte eines dreistufigen RC-Gliedes liegenden ohm'schen Widerstand 3 geschaltet, so ergibt sich für zahlreiche Anwendungsfälle noch ein zusätzlicher Vorteil. Bei der Überwachung von Fäden entsteht bekanntlich beim Einlegen des Fadens in die Messlichtschranke ein Spannungs sprung, der das während des Fadenlaufes entstehende Signal bis zum Sfachen Wert übersteigen kann.
Ausserdem kann der ruhende, aber von Luftströmen, beispielsweise eines Wanderbläsers, angestossene Faden in Schwingungen geraten, die zwar ausserhalb der Frequenzen des Bandpasses liegen, aber durch die hohe Amplitude unter Umständen schädlich wirken. Durch die symmetrische Einspeisung am Widerstand 3 werden diese Störeinflüsse differenziert und weitgehend abgedämpft.
In Fig. 2 bilden die Fotoelemente 21 und 22 zusammen mit einer nicht dargestellten Optik und einer Gallium-Arsenid-Diode als Infrarotquelle die Messlichtschranke. Dabei ist die lichtempfindliche Nutzfläche auf zwei Fotoelemente verteilt, um die innere Sperrschichtkapazität herabzusetzen. Man erkennt dies deutlich durch die als Ersatzschaltbild gestrichelt angedeuteten Sperrschichtkapazitäten 23 und 24, die jeweils für die beiden Fotoelemente nur halb so gross sind, als würde lediglich ein Fotoelement doppelter Nutzfläche verwendet, und deren Reihenschaltung zwangsläufig eine Verminderung der gesamten Sperrschichtkapazität auf 25% ergibt.
Diese Verminderung der Sperrschichtkapazität ist besonders bedeutungsvoll wegen der Herabsetzung des Siebfaktors für hohe Frequenzen, weil die Gallium-Arsenid-Diode mit pulsierendem Gleichstrom einer Impulsfolgefrequenz von beispielsweise 10 kHz gespeist wird und demzufolge auch die Wechsellichtbestrahlung der Fotoelemente in dieser Grössenordnung liegt, wobei die Amplitude dieses Wechsellichtes von der Abschattung durch den oder die Fäden moduliert ist.
Parallel zu den Fotoelementen 21 und 22 ist der niederohmige Belastungswiderstand 25 geschaltet, dessen Grösse so bemessen ist, dass die Fotoelemente bezüglich des Gleichlichteinflusses annähernd im Kurzschluss betrieben werden. Ein Kondensator 27 trennt die verbliebene Restgleichspannung ab und ist so bemessen, dass er zusammen mit dem Ableitwiderstand 28 eine sehr kleine Zeitkonstante aufweist, damit Frequenzen im Bereich der Netzfrequenz nicht übertragen werden.
Der als Bauelement handelsübliche, an sich für Rechenoperationen bekannte Operationsverstärker 34 hat die Aufgabe, die von den Fotoelementen 21 und 22 erzeugten Wechselspannungen von ca. 10 kHz möglichst hoch zu verstärken, während die von relativ langsamen Änderungen der Fremdlichteinflüsse herrührenden Spannungsimpulse der Fotoelemente 21 und 22 nicht verstärkt werden sollen. Die Wechselspannungsverstärkung wird in bekannter Weise durch die Gegenkopplungswiderstände 30 und 29 sowie den Kondensator 31 bestimmt. Bei Wahl einer möglichst kleinen Zeitkonstanten für die Widerstände 28 und 29 und die Kondensatoren 27 und 31 werden die Gleichspannungskomponenten und tiefe Frequenzen unterdrückt, so dass die Spannungsteilung im Gegenkopplungskanal so günstig wird, dass keine Verstärkung in dem vorstehenden Übertragungsbereich entsteht.
Die erwünschte Entdämpfung des Belastungswiderstandes 25, d.h. also die scheinbare Erhöhung des Belastungswiderstandes, um eine angenäherte Leerlaufcharakteristik für Wechselspannungen ab einer unteren Grenzfrequenz, z.B. 150Hz, zu erzielen, wird mit einer Mitkopplung erreicht, welche vorteilhafterweise stets einige Prozent kleiner sein sollte als die vorbeschriebene Gegenkopplung, um Selbsterregung zu vermeiden. Der Belastungswiderstand 25 stellt zusammen mit dem Widerstand 26 den Ausgangslastwiderstand des Operationsverstärkers 34 dar. Das Teilerverhältnis dieser beiden Widerstände bestimmt die Höhe der Mitkopplung.
Da der Operationsverstärker 34, wie bereits erwähnt, eine hohe Wechselspannungsverstärkung für höhere Frequenzen, aber keine Verstärkung für Gleich- und niedrige Wechselspannungen aufweist, wird der Widerstand 25, wie gewünscht, für Wechselspannungen im Nutzfrequenzbereich stark entdämpft. Es ergibt sich infolgedessen für den Nutzfrequenzbereich der Wechselspannungen eine scheinbare Erhöhung des Belastungswiderstandes, während für Gleichspannung der niedrigere Widerstandswert des Belastungswiderstandes 25 erhalten bleibt.
Die Kondensatoren 35 und 36 sowie der Widerstand 37 sind für die übliche Frequenzkompensation des Operationsverstärkers vorgesehen und vielfach bereits im Operationsverstärker mit eingebaut. Der Widerstand 38 stellt den üblichen Entkopplungswiderstand bei kapaziti- ver Belastung durch den Kondensator 39 dar. Die Speisung des Operationsverstärkers erfolgt über die Klemmen 40, 41 von einer Konstantstromquelle aus. An den Trennstellen 43a und 43b wird das Ausgangswechselspannungssignal abgenommen, welches praktisch frei von jeder Gleichspannungskomponente ist. Dieses Ausgangssignal kann - ggf. über weitere Verstärker - einem Demodulator zugeführt werden, welcher die von der Abschattung des Fadens herrührenden Amplitudenschwankungen von der Grundfrequenz trennt.
Das in der Figur dargestellte Schaltungsbeispiel ist auf mannigfache Weise variierbar. Wesentlich ist jedoch dass der den Fotoelementen 1 und 2 parallelgeschaltete ohm'sche Belastungswiderstand 5 Teil eines breitbandigen Wechselspannungsverstärkers ist, der eine verstärkungsbestimmende Gegenkopplung hat und eine den ohm'schen Widerstand entdämpfende Mitkopplung enthält, die, wie schon geschildert, immer kleiner sein soll als die Gegenkopplung. Auf diese Weise wird erreicht dass der Widerstand 5 eine hohe Belastung für Gleichspannungen, aber nur eine sehr niedrige Belastung für Wechselspannungen darstellt, ohne dass die Nachteile von Induktivitäten, Siebketten, Resonanzkreisen oder dergleichen in Kauf genommen werden müssen.
So kann beispielsweise anstelle des Operationsverstärkers 14 ein beliebiges anderes Verstärkungselement, beispielsweise ein einfacher Transistor treten, dessen Ausgangswechselspannung sodann über weitere Verstärkerstufen geführt wird. Die Verwendung des Operationsverstärkers 14 als Verstärkungselement hat jedoch den Vorteil, dass er neben der hohen Stabilität gleichzeitig mehrere Folgeverstärker erübrigt. Trotzdem kann es unter Umständen vorteilhaft sein, das an den Trennstellen 43a und 43b abgenommene Ausgangswechselspannungssignal über weitere Verstärkerstufen zu führen.
Method and device for photoelectric monitoring of dynamic processes, in particular for monitoring at least one thread in a textile machine
The invention relates to a method for photoelectric monitoring of dynamic processes, in particular for monitoring at least one thread in a textile machine, with a silicon photo element, which is operated approximately in short circuit with regard to the influence of constant light, and a device for carrying out the method with a silicon photo element to which an ohm ' is connected in parallel with a shear resistance of such magnitude that the photo element is approximately short-circuited with respect to the direct current component.
It is known that in the case of photo elements, for example made of silicon, the short-circuit current increases linearly with the lighting, but the open circuit voltage increases logarithmically with the lighting. This logarithmic increase in voltage, which is significant in practice, changes into a saturation range at a certain illuminance, which falsifies the logarithmic increase. In practice, this means that the saturation range can no longer be used for measurement purposes. If such a photo element is exposed to external light in addition to the measuring light, for example by direct or indirect solar radiation, the illuminance can easily reach such a level that the saturation range is reached and perfect monitoring is no longer possible.
In the photoelectric monitoring of dynamic processes, in particular in the monitoring of one or more threads in textile machines, e.g. thread motion monitors, electronic thread cleaners or knot checkers are so-called alternating light barriers, since the dynamic processes cause a constant change in the luminous flux acting on the photo element. On the other hand, the interfering external light, for example sunlight, can essentially be addressed as constant light, since it is only subject to slow fluctuations over large time intervals.
In order to separate the disturbing influence of constant light from the influence of alternating light to be used, it is known to connect an inductive-capacitive parallel resonance oscillating circuit, a so-called LC oscillating circuit, to the photo element and to tune this oscillating circuit so that it corresponds to the frequency of the useful alternating light Is resonance. As a result, the DC voltage component of the photo element resulting from interfering direct light is short-circuited by the low ohmic resistance of the inductance, so that the photo element is operated almost in short circuit with regard to the influence of direct light.
However, the AC voltage component of the photo element is loaded with the resonance resistance of the LC resonant circuit, the circular quality Q of which can be measured in such a way that the resonance resistance becomes very high and thus only represents a very weak load for the photo element. Since the photo element is therefore only operated approximately in idle with regard to its alternating voltage component, the overriding effect of the disturbing constant light is rendered harmless. However, such a solution to the problem at hand has two significant disadvantages:
1. In the case of dynamic processes with low frequencies, relatively large inductances are required, which have to be tuned and are expensive. In addition, it is often difficult to provide the required space.
2. If, for example, alternating magnetic fields are generated by the machine to be monitored or by neighboring machines, then these cause interference voltages in the inductance which can be of the order of magnitude of the useful alternating voltage. In order to avoid such magnetic interference, magnetic shielding is required, which requires considerable mechanical effort and expense.
The purpose of the invention is to provide a method and a device for photoelectric monitoring of dynamic processes, in particular for monitoring at least one thread in a textile machine, with which extraneous light influences are eliminated and the aforementioned disadvantages of the use of LC resonant circuits are avoided.
The subject of the invention is accordingly: a) the method according to the invention mentioned at the beginning, which is characterized in that the alternating voltage of the photo element caused by the effects of alternating light is relieved by an additional voltage proportional to it and in phase so that the photo element is operated approximately in idle with respect to the alternating voltage; and b) the device mentioned at the beginning for carrying out the method according to the invention, which is characterized in that it has a device for generating.
generation of an alternating voltage caused by the effects of alternating light has proportional and in-phase additional voltage, such that the photo element works approximately in no-load operation with respect to the alternating voltage.
So while with the known use of an LC resonant circuit the AC voltage of the photo element is connected to an AC resonance resistor that is very high in the useful frequency range and the photo element is therefore only slightly loaded by the useful AC voltage, according to the method of the present invention, the photo element is relieved in the area of the useful AC voltage in that a proportional and in-phase additional voltage is added to the useful AC voltage, which is dimensioned in such a way that the photo element is operated approximately in idle with respect to the AC voltage.
To carry out the method of the present invention, for example, a device with an LC resonant circuit is suitable in which, in contrast to the known arrangement with an LC resonant circuit, the ohmic resistance is part of a bandpass that comes from an RC operated below the oscillation limit There is a generator that contains only ohmic and capacitive resistances in a manner known per se.
The pass frequency of the bandpass filter preferably corresponds approximately to the useful frequency to be monitored.
Special advantages can also result if the RC generator consists of a three-stage RC element and the photo element is connected in parallel to the ohmic resistor located in the middle of the three-stage RC element.
In the above-described arrangement, however, the bandwidth of the alternating voltage caused by the influences of alternating light and to be amplified is only narrow. To measure dynamic processes, such as the practice of at least one thread in textile machines, and in particular the monitoring of the proper knotting of two threads, it may be desirable to maintain the wide frequency spectrum of the alternating voltages resulting from the dynamic processes, but at the same time for the Direct voltage component of the photo element to bring about a relatively high load in order to avoid overmodulation by extraneous light.
According to another embodiment of a device, this can be achieved in that the ohmic resistor connected in parallel with the photo element is part of a broadband AC voltage amplifier whose positive feedback is always smaller than the negative feedback that determines the gain factor. The broadband AC voltage amplifier can consist of a gain element connected to the load resistor by means of a capacitor and a bleeder resistor.
The reinforcement element can consist of one or more transistors, for example.
A particularly advantageous and simple embodiment results when the gain element consists of an operational amplifier known per se for arithmetic operations, whose positive feedback reducing the ohmic resistance is always smaller than its negative feedback which determines the gain factor.
Embodiments of the subject matter of the invention are explained in more detail below with reference to the circuits shown in the figures.
One recognizes in the circuit diagram of FIG. 1 two silicon photo elements 1 and 2 connected in series, with which an ohmic resistor 3 is connected in parallel so that the photo elements 1 and 2 are approximately short-circuited with respect to the direct current component. This ohmic resistance is part of a bandpass that consists of an RC generator operated below the oscillation limit with the further ohmic resistors 4 and 5 and the capacitive resistors 6, 7 and 8 as well as the transistor 9. The capacitive and ohmic resistances are matched to one another in such a way that the natural frequency of the RC generator corresponds approximately to the frequency that is to be filtered out as the useful frequency.
If the gain of the transistor 9 is kept smaller than 29 by means of the negative feedback resistor 11, a bandpass filter with adjustable circular quality, which can be adjusted between 1 and 28, is obtained in a known manner instead of a generator. This also automatically determines the desired bandwidth of the bandpass.
The resistor 10, in conjunction with the resistor 5, forms a voltage divider which is used in a known manner to set the operating point of the transistor 9. The resistor 12 is the working resistance of the amplifier within the bandpass filter, and the capacitor 15 is used for coupling to the next amplifier stage.
As soon as the arrangement is fed with DC voltage at points 13 and 14, all AC voltage components of photo elements 1 and 2 in the pass range of the bandpass filter are relieved by the proportional and in-phase additional voltage components of the bandpass filter by the gain set at resistor 11. While the photo elements 1, 2 for alternating voltages are operated practically in no-load operation, the external light influences are short-circuited by the resistor 3 and cannot affect the measurement result.
In addition to pure constant light interference, alternating light interference can also occur. Since the frequency spectrum of these alternating light interfering influences differs considerably from that of the useful light influences, the bandpass can easily be set by means of the resistor 11 so that the distance between the useful and the interference voltage can be kept sufficiently large. This advantage is particularly noticeable when monitoring extremely fine threads, since with these fine threads the useful signal is very small despite the double photo element.
In principle, it is possible to use one with a different number of stages instead of the three-stage RC element shown. It is also possible to connect the photo element in parallel not to resistor 3 but to resistor 4 or 5. If, however, according to the illustrated Ausführungsbei, the photo element is switched in parallel to the ohmic resistor 3 located in the middle of a three-stage RC element, there is an additional advantage for numerous applications. When monitoring threads, as is well known, when the thread is inserted into the measuring light barrier, a jump in tension occurs that can exceed the signal generated during the thread run by up to six times the value.
In addition, the dormant thread, which is pushed by air currents, for example from a traveling blower, can start to vibrate which, although outside the frequencies of the band pass, may have a harmful effect due to the high amplitude. The symmetrical feed at resistor 3 differentiates these interfering influences and largely dampens them.
In Fig. 2, the photo elements 21 and 22 together with optics (not shown) and a gallium arsenide diode as an infrared source form the measuring light barrier. The light-sensitive usable area is distributed over two photo elements in order to reduce the internal barrier layer capacitance. This can be clearly seen from the junction capacitances 23 and 24 indicated by dashed lines as an equivalent circuit diagram, which are only half as large for the two photo elements as if only one photo element with double the usable area were used, and whose series connection inevitably results in a reduction of the total junction capacitance to 25%.
This reduction in the junction capacitance is particularly significant because of the lowering of the sieve factor for high frequencies, because the gallium arsenide diode is fed with pulsating direct current with a pulse repetition frequency of 10 kHz, for example, and consequently the alternating light irradiation of the photo elements is of this order of magnitude, whereby the amplitude is this Alternating light is modulated by the shading by the thread or threads.
In parallel with the photo elements 21 and 22, the low-ohm load resistor 25 is connected, the size of which is dimensioned such that the photo elements are operated approximately in a short circuit with regard to the influence of constant light. A capacitor 27 separates the remaining DC voltage and is dimensioned such that it, together with the bleeder resistor 28, has a very small time constant so that frequencies in the range of the mains frequency are not transmitted.
The operational amplifier 34, which is commercially available as a component and known per se for arithmetic operations, has the task of amplifying the alternating voltages of approx. 10 kHz generated by the photo elements 21 and 22 as high as possible, while the voltage pulses of the photo elements 21 and 22 resulting from relatively slow changes in external light influences should not be reinforced. The AC voltage gain is determined in a known manner by the negative feedback resistors 30 and 29 and the capacitor 31. If the smallest possible time constant is selected for the resistors 28 and 29 and the capacitors 27 and 31, the DC voltage components and low frequencies are suppressed so that the voltage division in the negative feedback channel is so favorable that there is no amplification in the above transmission range.
The desired undamping of the load resistor 25, i. i.e. the apparent increase in the load resistance in order to achieve an approximate no-load characteristic for AC voltages from a lower limit frequency, e.g. 150 Hz is achieved with positive feedback, which should advantageously always be a few percent smaller than the previously described negative feedback in order to avoid self-excitation. The load resistor 25, together with the resistor 26, represents the output load resistance of the operational amplifier 34. The dividing ratio of these two resistors determines the level of positive feedback.
Since the operational amplifier 34, as already mentioned, has a high AC voltage gain for higher frequencies, but no gain for DC and low AC voltages, the resistor 25 is, as desired, strongly undamped for AC voltages in the useful frequency range. As a result, there is an apparent increase in the load resistance for the useful frequency range of the AC voltages, while the lower resistance value of the load resistor 25 is retained for DC voltage.
The capacitors 35 and 36 and the resistor 37 are provided for the usual frequency compensation of the operational amplifier and are often already built into the operational amplifier. The resistor 38 represents the usual decoupling resistor when there is a capacitive load from the capacitor 39. The operational amplifier is fed via the terminals 40, 41 from a constant current source. The output AC voltage signal, which is practically free of any DC voltage component, is picked up at the separation points 43a and 43b. This output signal can - possibly via further amplifiers - be fed to a demodulator which separates the amplitude fluctuations resulting from the shadowing of the thread from the basic frequency.
The circuit example shown in the figure can be varied in many ways. It is essential, however, that the ohmic load resistor 5 connected in parallel to the photo elements 1 and 2 is part of a broadband AC voltage amplifier which has a gain-determining negative feedback and contains a positive feedback that reduces the ohmic resistance and which, as already described, should always be smaller than the Negative feedback. In this way it is achieved that the resistor 5 represents a high load for direct voltages, but only a very low load for alternating voltages, without the disadvantages of inductances, sieve chains, resonance circuits or the like having to be accepted.
For example, instead of the operational amplifier 14, any other amplification element, for example a simple transistor, can be used, the output alternating voltage of which is then passed through further amplifier stages. The use of the operational amplifier 14 as a reinforcement element, however, has the advantage that, in addition to the high stability, it simultaneously eliminates the need for a plurality of follow-up amplifiers. Nevertheless, it can be advantageous under certain circumstances to pass the output AC voltage signal picked up at the separating points 43a and 43b via further amplifier stages.