Zweipol mit negativem Widerstand und Verwendung des Zweipols in einem
Gleichspannungswandler
Die Erfindung betrifft einen Zweipol mit einstellbarem, negativem, differentiellem Widerstand, bestehend aus einer Schaltungsanordnung mit einem ersten Verstärker Dreipol und einem zweiten Verstärker-Dreipol, in der eine erste Elektrode des ersten Verstärker-Dreipols und die Steuerelektrode des zweiten Verstärker-Dreipols an eine gemeinsame Klemme angeschlossen sind, die die eine Klemme des Zweipols bildet.
Die Erfindung betrifft weiterhin die Verwendung des Zweipols als aktives Element in einem Gleichspannungswandler.
Zweipole mit negativem Widerstand, z. B. Tunneldioden, Vierschichtdioden, Dynatrons etc., finden in elektronischen Schaltkreisen ein weites Anwendungsgebiet. Sie werden in Filtern zur Entdämpfung des Schwingkreises, in Oszillatorschaltungen, Verstärkern, Impuls- und Digitalkreisen etc. eingesetzt. Diese oben genannten klassischen Zweipole weisen jedoch eine Reihe von Mängeln auf. So ist beispielsweise der ausnutzbare Bereich negativen Widerstandes auf der U-I-Kennlinie sehr klein (bei Tunneldioden ca. 0,5 V), grösstenteils ist die Linearität in diesem Bereich ungenügend und der verfügbare Spannungshub relativ gering (bei GaAs-Tunneldioden beträgt er beispielsweise nur ungefähr 1 V). Ein weiterer Mangel ist darin zu sehen, dass die Beeinflussung der Grösse des negativen Widerstandes nur in engen Grenzen oder überhaupt nicht möglich ist.
Um diese Mängel zu beheben, wurden verschiedene Ersatzschaltungen mit Transistoren, ohmschen Widerständen und fallweise zusätzlichen Hilfsstromquellen vorgeschlagen, die in bestimmten Bereichen ihrer U-I-Kennlinie ähnliches Verhalten wie die oben aufgeführten Bauelemente zeigen. So wird z. B. in Electronic Engineering 1963, S. 751, eine Transistorschaltung angegeben, die die Charakteristik einer Tunneldiode aufweist, in Electronic Engineering 1967, S. 715, eine Anwendung dieser Schaltung in einem Transistoroszillator -beschrieben.
Ebenso wie bei den eingangs aufgeführten Bauelementen erlauben diese Ersatzschaltungen die Variation des Betrages des negativen Widerstandes nur in einem gewissen, engen Bereich, beispielsweise durch Variieren der Betriebsspannung.
Eine weitere Schaltung, die das Verhalten eines Zweipols mit negativer Widerstandscharakteristik aufweist, wird in Electronics Letters, Vol. 6, 1970, Nr. 1, S. 2, beschrieben. Sie ist in Fig. 1 dargestellt. Der Emitter-Strom eines bipolaren Transistors 1 wird durch einen in Serie mit dem Basis-Anschluss 2 des Transistors 1 liegenden Feldeffekt-Transistor 3 gesteuert. Der Arbeitspunkt des Feldeffekt-Transistors 3 wird durch den aus den Widerständen 4 und 5 gebildeten Spannungsteiler festgelegt, der zwischen den Emitter-Anschluss 6 und Kollektor-Anschluss 7 des Transistors 1 geschaltet ist. Die Grösse des negativen Widerstandes ist durch den Widerstand 5 festgelegt. Durch Variieren des Widerstandswertes von 5 lässt sich die Grösse des negativen Widerstandes des Zweipols in weiten Grenzen beeinflussen.
Diese Transistorschaltung hat jedoch eine Reihe von Nachteilen, die ihre Anwendung bei höheren Frequenzen problematisch macht. Der Widerstand 5 liegt mit einem Pol an der Signalspannung. Eine Änderung des Widerstandswertes von 5 von aussen, d. h. durch nicht unmittelbar in der Nachbarschaft der Schaltung angeordnete Einstellorgane, ist dann mit Schwierigkeiten verbunden. Ein weiterer Nachteil der bekannten Anordnung besteht darin, dass der aus den Widerständen 4 und 5 bestehende Spannungsteiler kapazitiv kompensiert werden muss, was zur Folge hat, dass mindestens eine Elektrode des Feldeffekt-Transistors 3 von einer Impedanz gespeist wird, was sich wiederum auf die dynamische U-I-Kennlinie des Feldeffekt-Transistors bei hohen Frequenzen ungünstig auswirkt und ein Versagen der Schaltung zur Folge haben kann.
Von Nachteil ist ferner, dass in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 stets ein kleiner, durch die Widerstände 4 und 5 des 'Spannungsteilers bestimmter Strom fliesst, der sich zudem mit dem eingestellten negativen Widerstand verändert.
Ein weiterer Nachteil der bekannten Schaltungsanordnung ist darin zu sehen, dass die Widerstände 4 und 5 des Spannungsteilers den Rauschabstand des Zweipols ver schlechtern, da sie stets parallel zu den Zweipolklemmen liegen.
Ziel der Erfindung ist ein Zweipol mit einstellbarem, negativem, differentiellem Widerstand, dessen charakteristische Eigenschaften nicht durch die die Grösse des negativen Widerstandes bestimmenden Schaltmittel verändert werden und dessen Hochfrequenz-Eigenschaften nur durch die verwendeten aktiven Bauelemente, also die Transistoren bestimmt werden.
Das Ziel der vorgenannten Erfindung wird dadurch erreicht, dass die zweite Elektrode des ersten Verstärker Dreipols mit der ersten Elektrode des zweiten Verstärker Dreipols verbunden ist, dass die Steuerelektrode des ersten Verstärker-Dreipols die andere Klemme des Zweipols bildet, und dass eine zwischen die Steuerelektrode des ersten Verstärker-Dreipols und die zweite Elektrode des zweiten Verstärker-Dreipols geschaltete variable Gleichspannungsquelle vorgesehen ist, die zur Änderung des negativen, differentiellen Widerstandes des Zweipols dient.
Die Erfindung wird in vorteilhafter Weise dadurch realisiert, dass der erste Verstärker-Dreipol ein bipolarer Transistor, der zweite Verstärker-Dreipol ein Feldeffekt Transistor (Verarmungs-Typ) ist.
Gegenüber den bekannten Schaltungsanordnungen hat diese Lösung den Vorteil, dass der Betrag des negativen Widerstandes durch eine nicht signalspannungsführende Gleichspannung einstellbar ist. Diese Lösung zeichnet sich weiterhin dadurch aus, dass die Grenzfrequenz des Zweipols nur durch die aktiven Elemente bestimmt wird und nicht durch die die Grösse des negativen Widerstandes bestimmenden Schaltmittel.
Diese Schaltungsanordnung kommt zudem mit einem Minimum an Bauelementen aus, wodurch es gut möglich ist, diesen Zweipol in einfacher Weise als monolithischen Schaltkreis herzustellen.
Das weite Feld der Anwendung dieses Zweipols erstreckt sich nicht nur auf Hochfrequenz-Anwendungen, z. B. Abstimmen der Güte von Resonanzkreisen in Verstärkern, Filtern, Oszillatoren, sondern auch auf digitale Schaltkreise und ganz allgemein auf das Erzeugen und Verformen von nicht sinusförmigen Wechselspannungen.
Eine erste vorteilhafte Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes sieht vor, in die Verbindungsleitung zwischen der zweiten Elektrode des ersten Verstärker-Dreipols und der ersten Elektrode des zweiten Verstärker Dreipols einen Hilfsstrom einzuleiten. Durch diese Massnahme wird erreicht, dass sich der differentielle Widerstand des Zweipols von positiven Werten über den Wert unendlich bis hin zu negativen Werten einstellen lässt.
Eine zweite vorteilhafte Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes besteht im Hinzufügen eines aus einem dritten Verstärker-Dreipol gebildetem Konstantstrom-Zweipols, dessen erste Elektrode mit der zweiten Elektrode des zweiten Verstärker-Dreipols in Serie geschaltet ist, welcher Konstantstrom-Zweipol mittels einer zwischen der zweiten Elektrode des dritten Verstärker-Dreipols und dessen Steuerelektrode angelegten, von einer zweiten Hilfsspannungsquelle erzeugten Hilfsspannung einstellbar ist. Die aus dieser Massnahme resultierenden Eigenschaften gestatten die Verwendung der so aufgebauten Schaltungsanordnung als Erreger-Zweipol in Oszillator-Schaltungen mit selbsttätiger Amplitudenregulierung.
Es ist vorteilhaft, in der Realisierung dieser Weiterbildung der Erfindung als dritten Verstärker-Dreipol einen Feldeffekt-Transistor (Verarmungs-Typ) vorzusehen.
Der Zweipol gemäss der Erfindung kann als Erreger Zwei pol in einem Gleichspannungswandler verwendet werden, in dem der Zweipol in einer zwischen seine Klemmen geschalteten Spule Relaxations-Schwingungen erzeugt, die anschliessend gleichgerichtet werden, wobei als Eingangsklemmen des Wandlers die Hilfsspannungsklemmen des Zweipols, d. h. der Abfluss-Anschluss des Feldeffekt-Transistors und der Basis-Anschluss des bipolaren Transistors, figurieren.
Dieser Gleichspannungswandler weist gegenüber bekannten Einrichtungen den Vorteil auf, kleine Spannungen ( 0,3 V) mit gutem Wirkungsgrad ohne Zwischenschaltung eines Transformators in Gleichspannungen umzusetzen, die um den Faktor 50-100 höher sind, als die Eingangs-Gleichspannung, wobei die maximal zu erreichende Ausgangs-Gleichspannung nur durch die Durchbruch Sapnnungen der im Zweipol verwendeten Halbleiter begrenzt wird. Auch werden keine zusätzlichen Polarisations Spannungen benötigt, wie sie beispielsweise bei tunneldiodenbestückten Gleichspannungswandlern unbedingt erforderlich sind.
In den Zeichnungen sind neben dem Stand der Technik erfindungsgemäss Ausführungen beispielsweise dargestellt.
Es zeigt
Fig. 1 einen bekannten Zweipol,
Fig. 2 eine erste beispielsweise Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 3 das U-I-Kennlinienfeld eines Zweipols gemäss Fig. 2,
Fig. 4 eine erste Abwandlung der Erfindung gemäss Fig. 2,
Fig. 5 das U-I-Kennlinienfeld eines Zweipols gemäss Fig. 4,
Fig. 6 eine zweite Abwandlung der Erfindung gemäss Fig. 2,
Fig. 7 das U-I-Kennlinienfeld eines Zweipols gemäss Fig. 6,
Fig. 8 ein Anwendungsbeispiel eines Zweipols gemäss Fig. 2.
Gleiche Teile sind in den Fig. 2, Fig. 4, Fig. 6, Fig. 8 mit denselben Bezugsziffern versehen.
Die Erfindung soll nun anhand der Figuren näher erläutert werden.
In Fig. 2 ist der Emitter-Anschluss eines bipolaren Transistors 8 mit 9, der Basis-Anschluss mit 10, der Kollektor-Anschluss mit 11 bezeichnet. Mit der Bezugsziffer 12 ist ein Feldeffekt-Transistor benannt, sein Quellen-Anschluss mit 13, sein Steuerelektroden-Anschluss mit 14, sein Abfluss-Anschluss mit 15. Der Emitter-Anschluss 9 des bipolaren Transistors 8 ist mit dem Quellen-Anschluss 13 des Feldeffekt-Transistors 12, der Kollektor-Anschluss 11 des bipolaren Transistors 8 ist mit dem Steuerelektroden-Anschluss 14 des Feldeffekt-Transistors 12 verbunden.
Zwischen den Basis-Anschluss 10 des bipolaren Transi stor 8 und den Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt-Transistors 12 ist eine variable Spannungsquelle 16 geschaltet, derart, dass der Pluspol der Spannungsquelle 16 mit dem Abfluss-Anschluss 15, der Minuspol mit dem Basis-Anschluss 10 verbunden ist. Die Verbindungsleitung vom Kollektor-Anschluss 11 des bipolaren Transistors 8 zum Steuerelektroden-Anschluss 14 des Feldeffekt-Transistors 12 ist an eine Klemme 17 geführt, der Basis-Anschluss 10 des bipolaren Transistors 8 ist an eine weitere Klemme 18 geführt. Diese beiden Klemmen 17 und 18 bilden die Klemmen des Zweipols.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 soll nun in Verbindung mit dem in Fig. 3 dargestellten U-I-Kennlinienfeld näher erläutert werden. Um die Betrachtungsweise zu vereinfachen, sei in den nachstehen den Erläuterungen angenommen, dass die Klemme 18 des
Zweipols auf Massepotential liege.
Die Gleichspannungsquelle 16 sei so eingestellt, dass der Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt-Transistors 12 po sitiv gegenüber der Klemme 18 ist. Legt man nun eine negative Spannung - etwa in der Grösse - 15 bis -30 Volt an die Klemme 17 an, so ist der Feldeffekt-Transistor 12 gesperrt, da sein Steuerelektroden-Anschluss 14 auf einem negativen Potential in Bezug auf seinen Quellen-Anschluss
13 liegt. Über die Kollektor-Basis-Diode des bipolaren Transistors 8 kann ebenfalls kein Strom fliessen, da diese durch die an die Klemme 17 angelegte negative Spannung gesperrt ist. Es fliesst also kein Strom im Zweipol. Auch geringfügige Spannungserhöhung ändert an diesem Zustand nichts, d. h. der differentielle Widerstand des Zweipols ist unendlich gross, der entsprechende Abschnitt der U-I-Kennlinie hat die Steigung null und fällt mit der U-Achse zusammen (Fig. 3).
Wird nun die Spannung an der Klemme 17 in Richtung positiver Werte erhöht, so geht der Feldeffekt-Transistor 12 allmählich in den leitenden Zustand über, und es kann ein Strom in den Emitter-Anschluss 9 des bipolaren Transistors 8 hineinfliessen, der um den sehr kleinen Basis Strom vermindert, an der Klemme 17 des Zweipols erscheint, und zwar entgegengesetzt zur eingetragenen Pfeilrichtung I. Mit positiver werdender Spannung an der Klemme 17 nimmt der aus der Klemme 17 herausfliessende Strom immer mehr zu, d. h. die U-I-Kennlinie hat in diesem Bereich eine negative Steigung, der differentielle Widerstand ist negativ (Fig. 3).
Erst wenn die an die Klemme 17 angelegte Spannung positiv ist, genauer gesagt, wenn sie einen durch den bipolaren Transistor 8 bestimmten positiven Wert übersteigt, wird die Kollektor-Basis-Diode des bipolaren Transistors 8 leitend, um mit zunehmender Spannung an der Klemme 17 erhöht sich auch der Strom (in Pfeilrichtung I) im Zweipol.
Die Höhe der am Abfluss-Anschluss 15 anliegenden Hilfsspannung Ul bestimmt bei gegebener Spannung an der Klemme 17 den Öffnungszustand des Feldeffekt-Transistors 12 und damit auch die Steigung der U-I-Kennlinie.
Der Betrag der Steigung ist etwa proportional der angelegten Hilfsspannung Ul. Der negative differentielle Widerstand des Zweipols ist demnach umgekehrt proportional der an den Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt Transistors 12 angelegten Hilfsspannung U.
In Fig. 4 ist eine erste Abwandlung des Zweipols gemäss Fig. 2 dargestellt. Diese unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung der Fig. 2 dadurch, dass die Verbindungsleitung zwischen dem Emitter-Anschluss 9 des bipolaren Transistors 8 Jnd dem Quellen-Anschluss 13 des Feldeffekt-Transistors 12 an eine weitere Klemme 19 geführt ist, die mit einer Hilfsstromquelle 20 verbunden ist.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss
Fig. 4 soll nun in Verbindung mit dem in Fig. 5 dargestell ten U-I-Kennlinienfeld näher erläutert werden. In den nachstehenden Erläuterungen sei wiederum angenommen, dass die Klemme 18 des Zweipols auf Massepotential liege
Die variable Spannungsquelle 16' sei zunächst so einge stellt, dass der Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt-Transi stors 12 positiv gegenüber der Klemme 18 ist. Die Strom quelle 20 liefere einen Strom, der als Strom I, aus der Klemme 17 entgegengesetzt zur Pfeilrichtung I heraus fliesst. Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung un terscheidet sich von der in Fig. 2 dargestellten Anordnung nur dadurch, dass die U-I-Kennlinien um den Betrag II in negativer I-Richtung verschoben sind (Fig. 5).
Erniedrigt man nun die Hilfsspannung U bis auf. den Wert Null, so bleibt der Feldeffekt-Transistor 12 gesperrt, da seine Quellen-Abfluss-Spannung verschwindend klein ist - der Spannungsabfall an der Emitter-Basis-Diode des bipolaren Transistors 8 sei hierbei vernachlässigt. Die Steigung der entsprechenden Kennlinie in Fig. 5 bleibt null , bis die an die Klemme 17 angelegte Spannung positiv wird, und die Kollektor-Basis-Diode leitend wird.
Lässt man die Hilfsspannung Ul negativ werden, dann geht der Feldeffekt-Transistor 12 wieder allmählich in den leitenden Zustand über, wobei aber Quellen und Abfluss Anschluss vertauscht erscheinen, d. h. der Feldeffekt-Transistor 12 lässt nun einen Stromfluss in entgegengesetzter Richtung zu. Daraus resultiert ein Strom, der in den Zweipol in Pfeilrichtung I hineinfliesst. Eine Erhöhung der Spannung an Klemme 17 hat eine Stromerhöhung (in Pfeilrichtung I) zur Folge, d. h. die Steigung der U-I-Kennlinie (Fig. 5) ist positiv - der differentielle Widerstand ist ebenfalls positiv und lässt sich durch die an den Abfluss
Anschluss des Feldeffekt-Transistors 12 angelegte Hilfsspannung in seiner Grösse beeinflussen.
Mit der in Fig. 4 beispielsweise dargestellten Schaltungsanordnung hat man einen Zweipol zur Hand, der nach Massgabe der an dem Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt-Transistors 12 anliegenden Hilfsspannung, negativen, unendlich grossen oder positiven differentiellen Widerstand aufweist.
Eine weitere Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 besteht darin, in Reihe mit dem Feldeffekt Transistor 12 einen weiteren Feldeffekt-Transistor 21 entgegengesetzter Zonenfolge als Konstantstromquelle zu schalten.
In Fig. 6 ist der Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt Transistors 12 mit dem Quellen-Anschluss 22 eines Feldeffekt-Transistors 21 verbunden. Der Steuerelektroden-Anschluss 23 und der Abfluss-Anschluss 24 des Feldeffekt- - Transistors 21 sind mit einer Spannungsquelle 25 verbunden, die eine Hilfs-Gleichspannung U2 liefert. Die variable Spannungsquelle 16 ist mit ihrem Plus-Pol mit dem Abfluss-Anschluss 24 des Feldeffekt-Transistors 21, mit ihrem Minus-Pol mit der Klemme 18 des Zweipols verbunden.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6 soll nun in Verbindung mit dem in Fig. 7 dargestellten U-I-Kennlinienfeld näher erläutert werden. Es sei wiederum angenommen, dass die Klemme 18 des Zweipol auf Massepotential liege.
Durch Anlegen einer Hilfsspannung U2 derart, dass der Steuerelektroden-Anschluss 23 des Feldeffekt-Transistors 21 negativ gegenüber dem Abfluss-Anschluss 24 ist, wird der im Zweipol fliessende Strom so gesteuert, dass er einen durch die Hilfsspannung bestimmten maximalen Wert nicht übersteigen kann. Ist der Strom im Zweipol und damit auch der durch den Feldeffekt-Transistor 12 fliessende Strom kleiner als der eingestellte Maximalstrom, so ist der Spannungsabfall zwischen Abfluss-Anschluss 24 und Quellen-Anschluss 22 des Feldeffekt-Transistors 21 gering. Dies bedeutet aber, dass die Spannung zwischen Klemme 18 und Abfluss-Anschluss 15 des Feldeffekt-Transistors 12 etwa gleich der Hilfsspannung Ul ist.
Damit ergibt sich für solche Spannungen, die einen Strom entgegengesetzt zur Pfeilrichtung I im Zweipol zur Folge haben, der grösser ist als der eingestellte Strom, ein Kennlinienverlauf, der etwa dem in Fig. 3 dargestellten Verlauf entspricht. Ist aber der einstellbare Maximalstrom erreicht, verlaufen alle Kennlinien parallel zur U-Achse.
Es ergeben sich somit U-I-Kennlinien für die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 6, wie sie in Fig. 7 dargestellt sind. In dem interessierenden Bereich des Kennlinienfeldes links der I-Achse nimmt der differentielle Widerstand des Zweipols nur negative oder unendlich grosse Werte an, wobei die Hilfsspannung Ul, wie vorstehend dargelegt, den Betrag des differentiellen Widerstandes festlegt, die Hilfsspannung U2 den maximal fliessenden Strom (entgegengesetzt zur Pfeilrichtung I) bestimmt.
Der Erfindungsgegenstand ist auf das in den Zeichnungen Dargestellte selbstverständlich nicht beschränkt. So kann an die Stelle des Feldeffekt-Transistors 12 in Fig. 2 resp. Fig. 4 ein Verstärker-Dreipol mit ähnlichen Eigenschaften treten. Ebenso kann in Fig. 6 der Feldeffekt-Transistor 12 undloder 21 durch geeignete Verstärker-Dreipole ersetzt werden. Dasselbe trifft auch für die bipolaren Transistor 8 in den Fig. 2, 4, 6 zu. Von wesentlicher Bedeutung ist nur, dass die Verstärker-Dreipole 8 und 12 vom gleichen Leitfähigkeitstyp sind, die Verstärker-Dreipole 12 und 21 entgegengesetzte Zonenfolge aufweisen.
Ein Anwendungsbeispiel des Zweipols gemäss Fig. 2, ein transformatorloser Gleichspannungswandler, ist in Fig.
8 dargestellt. Der Zweipol ist mit seinen Klemmen 17 und 18 mit einer Spule 26 verbunden. An die Stelle der Hilfsspannungsquelle 16 tritt jetzt eine Batterie 27, deren Gleichspannung in eine höhere zu wandeln ist. An die Klemme 17 ist weiterhin eine Zenerdiode 28 geschaltet, zwischen der Anode der Zenerdiode 28 und der Klemme 18 liegt ein Kondensator 29. Die Ausgangsklemmen des Wandlers sind mit 30 und 31 bezeichnet.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8 soll nun erläutert werden.
Beim Anlegen der Betriebsspannung UB = U1 fliesst ein Strom durch den Feldeffekt-Transistor 12 über die Kol- lektor-Emitterstrecke des bipolaren Transistors 8 in die Spule 26. Aufgrund deren Induktivität ist dieser Strom anfangs relativ klein, so dass beim Zuschalten der Batterie 27 nahezu die gesamte Batteriespannung Ug an der Klemme 17 ansteht. Der durch die Spule 26 fliessende Strom nimmt allmählich zu, wodurch sich die Spannung an der Klemme 17 erniedrigt. Dadurch sperrt der Feldeffekt-Transistor 12.
Da auch über die Basis-Kollektorstrecke des bipolaren Transistors 8 kein Strom abfliessen kann, wirkt diese Spannungserniedrigung an der Klemme 17 so, als würde der Stromfluss in die Spule 26 plötzlich abgeschaltet, was zur Folge hat, dass an den Enden der Spule 26 eine die Batteriespannung um das Vielfache übersteigende positive Spannung entsteht. Diese Spannung wiederum hat einen Strom zur Folge, der über die Kollektor-Basis-Strecke des bipolaren Transistors 8 einerseits und über die Last L wieder abfliesst. Dies erfolgt so lange, bis die Klemme 17 wieder auf Batteriepotential liegt.
Dann wiederholt sich der eben beschriebene Vorgang.
An den Klemmen 17 und 18 entsteht also eine Wechselspannung, die mittels einer Zenerdiode 28 gleichgerichtet und durch den Kondensator 29 geglättet wird.
Die Zenerdiode 28 erfüllt in dieser Schaltungsanordnung zwei Aufgaben. Auf der einen Seite dient sie als Gleichrichterelement, auf der anderen Seite bewirkt sie eine Stabilisierung der Ausgangsgleichspannung, da sie die Amplituden der an der Spule 26 auftretenden Schwingungen begrenzt.
PATENTANSPRUCH 1
Zweipol mit einstellbarem, negativem, differentiellem Widerstand, bestehend aus einer Schaltungsanordnung mit einem ersten Verstärker-Dreipol und einem zweiten Verstärker-Dreipol in der die erste Elektrode des ersten Verstärker-Dreipols und die Steuerelektrode des zweiten Verstärker-Dreipols an eine gemeinsame Klemme angeschlossen sind, die die eine Klemme des Zweipols bildet, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Elektrode (9) des ersten Verstärker-Dreipols (8) mit der ersten Elektrode t13) des zweiten Verstärker-Dreipols (12) verbunden ist, dass die Steuerelektrode (10) des ersten Verstärker-Dreipols (8) die andere Klemme (18) des Zweipols bildet,
und dass eine zwischen die Steuerelektrode (10) des ersten Verstärker-Dreipols (8) und die zweite Elektrode (15) des zweiten Verstärker-Dreipols (12) geschaltete variable Gleichspannungsquelle (16) vorgesehen ist, die zur Änderung des negativen, differentiellen Widerstandes des Zweipols dient.
UNTERANSPRÜCHE
1. Zweipol nach Patentanspruch I, wobei der erste Verstärker-Dreipol ein Feldeffekt-Transistor mit einer bestimmten Zonenfolge und der zweite Verstärker-Dreipol ein bipolarer Transistor mit gleicher Zonenfolge ist, und der Kollektor-Anschluss des bipolaren Transistors und der Steuerelektroden-Anschluss des Feldeffekt-Transistors an die gemeinsame Klemme angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter-Anschluss (9) des bipolaren Transistors (8) mit dem Quellen-Anschluss (13) des Feldeffekt-Transistors (12) verbunden ist, dass der Basis-Anschluss (10) des bipolaren Transistors (8) die andere Klemme (18) des Zweipols bildet, und dass die variable Gleichsapnnungsquelle (16) zwischen den Basis-Anschluss (10) des bipolaren Transistors (8) und den Abfluss-Anschluss (15) des Feldeffekt-Transistors (12) geschaltet ist.
2. Zweipol nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass in die Verbindungsleitung zwischen der zweiten Elektrode (9) des ersten Verstärker-Dreipols (8) und der ersten Elektrode (13) des zweiten Verstärker Dreipols (12) eine Hilfsstromquelle (20) geschaltet ist.
3. Zweipol nach Patentanspruch I und Unteranspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass in die Verbindungsleitung zwischen Emitter-Anschluss (9) des bipolaren Transistors (8) und Quellen-Anschluss (13) des Feldeffekt-Transistors (12) eine Hilfsstromquelle (20) geschaltet ist.
4. Zweipol nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass ein aus einem dritten Verstärker-Dreipol (21) gebildeter Konstantstrom-Zweipol vorgesehen ist, der in Serie mit der zweiten Elektrode (15) des zweiten Verstärker-Dreipols (12) geschaltet ist, welcher Konstantstrom-Zweipol mittels einer zwischen der zweiten Elektrode (24) und der Steuerelektrode (23) des dritten Verstärker-Dreipols (21) angelegten, von einer zweiten Hilfsspannungsquelle (25) erzeugten Hilfsspannung einstellbar ist.
5. Zweipol nach Patentanspruch I und Unteransprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein aus einem zweiten Feldeffekt-Transistor (21) gebildeter Konstantstrom-Zweipol vorgesehen ist, der in Serie mit dem Abfluss-Anschluss (15) des ersten Feldeffekt-Transistors (12) geschaltet ist, welcher Konstantstrom-Zweipol durch eine zwischen dem Steuerelektroden-Anschluss (23) und dem Abfluss-Anschluss (24) des zweiten Feldeffekt-Transistors (21) angelegte, von einer zweiten Hilfsspannungsquelle (25) erzeugten Hilfsspannung (U2) einstellbar ist.
PATENTANSPRUCH 11
Verwendung des Zweipols nach Patentanspruch I als aktives Element in einem Gleichspannungswandler, dadurch gekennzeichnet, dass die Klemmen (17, 18) des Zweipols mit den Enden einer Spule (26) verbunden sind, dass an die erste Klemme (17) des Zweipols eine Zenerdiode (28) geschaltet ist, dass zwischen der Anode der Zenerdiode (28) und der zweiten Klemme (18) des Zwei pols ein Kondensator (29) liegt, und dass die Spannungsquelle mit der zu wandelnden Gleichspannung die variable Hilfsspannungsquelle bildet.
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Two-pole with negative resistance and use of the two-pole in one
DC-DC converter
The invention relates to a two-pole with adjustable, negative, differential resistance, consisting of a circuit arrangement with a first three-pole amplifier and a second three-pole amplifier, in which a first electrode of the first three-pole amplifier and the control electrode of the second three-pole amplifier are connected to a common Terminal are connected, which forms one terminal of the two-pole.
The invention also relates to the use of the dipole as an active element in a DC voltage converter.
Two-pole with negative resistance, e.g. B. tunnel diodes, four-layer diodes, dynatrons, etc., find a wide range of applications in electronic circuits. They are used in filters for undamping the resonant circuit, in oscillator circuits, amplifiers, pulse and digital circuits, etc. However, these above-mentioned classic two-pole systems have a number of shortcomings. For example, the usable range of negative resistance on the UI characteristic is very small (with tunnel diodes approx. 0.5 V), for the most part the linearity in this range is insufficient and the available voltage swing is relatively small (with GaAs tunnel diodes, for example, it is only approximately 1 V). Another deficiency can be seen in the fact that the size of the negative resistance can only be influenced within narrow limits or not at all.
In order to remedy these deficiencies, various equivalent circuits with transistors, ohmic resistors and, in some cases, additional auxiliary power sources have been proposed, which in certain areas of their U-I characteristic show similar behavior as the components listed above. So z. B. in Electronic Engineering 1963, p. 751, a transistor circuit is specified which has the characteristics of a tunnel diode, in Electronic Engineering 1967, p. 715, an application of this circuit in a transistor oscillator -described.
As with the components listed at the beginning, these equivalent circuits allow the amount of the negative resistance to be varied only within a certain, narrow range, for example by varying the operating voltage.
Another circuit which has the behavior of a two-terminal network with a negative resistance characteristic is described in Electronics Letters, Vol. 6, 1970, No. 1, p. It is shown in FIG. 1. The emitter current of a bipolar transistor 1 is controlled by a field effect transistor 3 lying in series with the base connection 2 of the transistor 1. The operating point of the field effect transistor 3 is determined by the voltage divider formed from the resistors 4 and 5, which is connected between the emitter connection 6 and the collector connection 7 of the transistor 1. The size of the negative resistance is determined by the resistor 5. By varying the resistance value of 5, the size of the negative resistance of the two-terminal network can be influenced within wide limits.
However, this transistor circuit has a number of disadvantages which make its use at higher frequencies problematic. The resistor 5 has one pole connected to the signal voltage. A change in the resistance value of 5 from the outside, i.e. H. by adjusting elements not arranged in the immediate vicinity of the circuit is then associated with difficulties. Another disadvantage of the known arrangement is that the voltage divider consisting of resistors 4 and 5 has to be capacitively compensated, which has the consequence that at least one electrode of the field effect transistor 3 is fed by an impedance, which in turn affects the dynamic UI characteristic of the field effect transistor has an unfavorable effect at high frequencies and can result in circuit failure.
A further disadvantage is that in the circuit arrangement according to FIG. 1 there is always a small current flowing through the resistors 4 and 5 of the voltage divider, which current also changes with the set negative resistance.
Another disadvantage of the known circuit arrangement can be seen in the fact that the resistors 4 and 5 of the voltage divider worsen the signal-to-noise ratio of the two-pole ver, since they are always parallel to the two-pole terminals.
The aim of the invention is a two-pole with adjustable, negative, differential resistance, the characteristic properties of which are not changed by the switching means determining the size of the negative resistance and whose high-frequency properties are only determined by the active components used, i.e. the transistors.
The aim of the aforementioned invention is achieved in that the second electrode of the first three-pole amplifier is connected to the first electrode of the second three-pole amplifier, that the control electrode of the first three-pole amplifier forms the other terminal of the two-pole, and that one between the control electrode of the first amplifier three-pole and the second electrode of the second amplifier three-pole connected variable DC voltage source is provided, which is used to change the negative, differential resistance of the two-pole.
The invention is advantageously implemented in that the first three-pole amplifier is a bipolar transistor and the second three-pole amplifier is a field effect transistor (depletion type).
Compared to the known circuit arrangements, this solution has the advantage that the amount of the negative resistance can be adjusted by a direct voltage that does not carry signal voltage. This solution is also characterized in that the cut-off frequency of the two-terminal network is only determined by the active elements and not by the switching means that determine the size of the negative resistance.
This circuit arrangement also manages with a minimum of components, which makes it possible to produce this two-terminal network in a simple manner as a monolithic circuit.
The broad field of application of this bipolar does not only extend to high-frequency applications, e.g. B. Adjustment of the quality of resonance circuits in amplifiers, filters, oscillators, but also on digital circuits and in general on the generation and deformation of non-sinusoidal alternating voltages.
A first advantageous development of the subject matter of the invention provides for an auxiliary current to be introduced into the connection line between the second electrode of the first three-pole amplifier and the first electrode of the second three-pole amplifier. This measure ensures that the differential resistance of the two-terminal network can be set from positive values through the value infinite to negative values.
A second advantageous development of the subject matter of the invention consists in adding a constant current two-pole formed from a third amplifier three-pole, the first electrode of which is connected in series with the second electrode of the second amplifier three-pole, which constant current two-pole by means of a between the second electrode of the third Amplifier three-pole and its control electrode applied, auxiliary voltage generated by a second auxiliary voltage source is adjustable. The properties resulting from this measure allow the circuit arrangement constructed in this way to be used as an exciter two-pole in oscillator circuits with automatic amplitude regulation.
It is advantageous to provide a field effect transistor (depletion type) as the third three-pole amplifier in the implementation of this development of the invention.
The two-pole according to the invention can be used as a two-pole exciter in a DC / DC converter, in which the two-pole generates relaxation oscillations in a coil connected between its terminals, which are then rectified, with the auxiliary voltage terminals of the two-pole, i.e. the input terminals of the converter. H. the drain connection of the field effect transistor and the base connection of the bipolar transistor, figure.
This DC voltage converter has the advantage over known devices of converting small voltages (0.3 V) with good efficiency without the interposition of a transformer into DC voltages that are 50-100 times higher than the input DC voltage, the maximum that can be achieved Output DC voltage is only limited by the breakdown voltages of the semiconductors used in the two-pole connection. Also, no additional polarization voltages are required, such as are absolutely necessary for DC voltage converters equipped with tunnel diodes.
In the drawings, in addition to the prior art, embodiments according to the invention are shown, for example.
It shows
Fig. 1 shows a known two-pole,
2 shows a first exemplary embodiment of the invention,
3 shows the U-I characteristic curve field of a two-pole according to FIG. 2,
FIG. 4 shows a first modification of the invention according to FIG. 2,
FIG. 5 shows the U-I characteristic curve field of a two-pole according to FIG. 4,
FIG. 6 shows a second modification of the invention according to FIG. 2,
FIG. 7 shows the U-I characteristic curve field of a two-pole according to FIG. 6,
8 shows an application example of a two-terminal network according to FIG. 2.
The same parts are provided with the same reference numerals in FIGS. 2, 4, 6 and 8.
The invention will now be explained in more detail with reference to the figures.
In FIG. 2, the emitter connection of a bipolar transistor 8 is denoted by 9, the base connection by 10, and the collector connection by 11. The reference number 12 denotes a field effect transistor, its source connection with 13, its control electrode connection with 14, its drain connection with 15. The emitter connection 9 of the bipolar transistor 8 is connected to the source connection 13 of the field effect -Transistor 12, the collector connection 11 of the bipolar transistor 8 is connected to the control electrode connection 14 of the field effect transistor 12.
A variable voltage source 16 is connected between the base connection 10 of the bipolar transistor 8 and the outflow connection 15 of the field effect transistor 12, in such a way that the positive pole of the voltage source 16 with the outflow connection 15, the negative pole with the base Port 10 is connected. The connection line from the collector connection 11 of the bipolar transistor 8 to the control electrode connection 14 of the field effect transistor 12 is led to a terminal 17, the base connection 10 of the bipolar transistor 8 is led to a further terminal 18. These two terminals 17 and 18 form the terminals of the two-terminal network.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 2 will now be explained in more detail in connection with the U-I characteristic curve field shown in FIG. 3. In order to simplify the approach, it is assumed in the following explanations that terminal 18 of the
Two-pole lie on ground potential.
The DC voltage source 16 is set so that the drain connection 15 of the field effect transistor 12 is positive with respect to the terminal 18. If you now apply a negative voltage of about 15 to -30 volts to terminal 17, the field effect transistor 12 is blocked because its control electrode connection 14 is at a negative potential with respect to its source connection
13 lies. No current can flow through the collector-base diode of the bipolar transistor 8 either, since this is blocked by the negative voltage applied to the terminal 17. So there is no current flowing in the two-pole. Even a slight increase in voltage does not change anything in this state; H. the differential resistance of the dipole is infinitely large, the corresponding section of the U-I characteristic curve has a gradient of zero and coincides with the U axis (Fig. 3).
If the voltage at terminal 17 is now increased in the direction of positive values, the field effect transistor 12 gradually changes to the conductive state and a current can flow into the emitter connection 9 of the bipolar transistor 8, which is very small Base current is reduced, appears at terminal 17 of the two-pole, in the opposite direction to the arrow direction I entered. As the voltage at terminal 17 becomes more positive, the current flowing out of terminal 17 increases more and more, i. H. the U-I characteristic curve has a negative slope in this area, the differential resistance is negative (Fig. 3).
Only when the voltage applied to terminal 17 is positive, more precisely when it exceeds a positive value determined by the bipolar transistor 8, the collector-base diode of the bipolar transistor 8 becomes conductive and increases as the voltage at terminal 17 increases The current (in the direction of the arrow I) is also two-pole.
With a given voltage at terminal 17, the level of the auxiliary voltage U1 applied to the drain connection 15 determines the opening state of the field effect transistor 12 and thus also the slope of the U-I characteristic.
The amount of the slope is roughly proportional to the applied auxiliary voltage Ul. The negative differential resistance of the dipole is accordingly inversely proportional to the auxiliary voltage U applied to the drain connection 15 of the field effect transistor 12.
In Fig. 4 a first modification of the two-terminal network according to FIG. 2 is shown. This differs from the circuit arrangement in FIG. 2 in that the connection line between the emitter connection 9 of the bipolar transistor 8 and the source connection 13 of the field effect transistor 12 is led to a further terminal 19 which is connected to an auxiliary power source 20 is.
The mode of operation of the circuit arrangement according to
Fig. 4 will now be explained in more detail in connection with the U-I characteristics map illustrated in Fig. 5. In the explanations below it is again assumed that the terminal 18 of the two-terminal network is at ground potential
The variable voltage source 16 ′ is initially set so that the drain connection 15 of the field effect transistor 12 is positive with respect to the terminal 18. The current source 20 delivers a current that flows as current I from the terminal 17 opposite to the direction of the arrow I. The mode of operation of this circuit arrangement differs from the arrangement shown in FIG. 2 only in that the U-I characteristics are shifted by the amount II in the negative I direction (FIG. 5).
If you now reduce the auxiliary voltage U up to. the value zero, the field effect transistor 12 remains blocked, since its source-drain voltage is negligibly small - the voltage drop at the emitter-base diode of the bipolar transistor 8 is neglected here. The slope of the corresponding characteristic in FIG. 5 remains zero until the voltage applied to terminal 17 becomes positive and the collector-base diode becomes conductive.
If the auxiliary voltage U1 is allowed to become negative, the field effect transistor 12 gradually changes over to the conductive state again, but the source and drain connection appear to be interchanged, ie. H. the field effect transistor 12 now allows a current to flow in the opposite direction. This results in a current that flows into the two-pole in the direction of the arrow I. An increase in the voltage at terminal 17 results in an increase in the current (in the direction of the arrow I); H. the slope of the U-I characteristic curve (Fig. 5) is positive - the differential resistance is also positive and can be applied to the drain
Connection of the field effect transistor 12 affect the applied auxiliary voltage in its size.
With the circuit arrangement shown in FIG. 4, for example, one has a two-pole terminal at hand, which has negative, infinitely large or positive differential resistance depending on the auxiliary voltage applied to the drain connection 15 of the field effect transistor 12.
A further modification of the circuit arrangement according to FIG. 2 consists in connecting a further field effect transistor 21 in the opposite zone sequence as a constant current source in series with the field effect transistor 12.
In FIG. 6, the outflow connection 15 of the field effect transistor 12 is connected to the source connection 22 of a field effect transistor 21. The control electrode connection 23 and the drain connection 24 of the field effect transistor 21 are connected to a voltage source 25 which supplies an auxiliary direct voltage U2. The plus pole of the variable voltage source 16 is connected to the drain connection 24 of the field effect transistor 21, and its minus pole is connected to the terminal 18 of the two pole.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 6 will now be explained in more detail in connection with the U-I characteristic curve field shown in FIG. It is again assumed that the terminal 18 of the two-pole is at ground potential.
By applying an auxiliary voltage U2 in such a way that the control electrode connection 23 of the field effect transistor 21 is negative compared to the drain connection 24, the current flowing in the two-pole circuit is controlled so that it cannot exceed a maximum value determined by the auxiliary voltage. If the two-pole current and thus also the current flowing through the field effect transistor 12 is less than the set maximum current, the voltage drop between the drain connection 24 and the source connection 22 of the field effect transistor 21 is low. This means, however, that the voltage between terminal 18 and drain connection 15 of the field effect transistor 12 is approximately equal to the auxiliary voltage Ul.
This results in a characteristic curve for those voltages which result in a current opposite to the direction of the arrow I in the two-pole, which is greater than the set current, which corresponds approximately to the course shown in FIG. But if the adjustable maximum current is reached, all characteristics run parallel to the U-axis.
This results in U-I characteristic curves for the circuit arrangement according to FIG. 6, as shown in FIG. In the area of interest of the family of characteristics to the left of the I-axis, the differential resistance of the dipole only assumes negative or infinitely large values, the auxiliary voltage Ul, as explained above, determining the amount of the differential resistance, the auxiliary voltage U2 the maximum current flowing (opposite to the direction of the arrow I).
The subject matter of the invention is of course not limited to what is shown in the drawings. Thus, instead of the field effect transistor 12 in FIG. 2, respectively. Fig. 4 a three-terminal amplifier with similar properties. Likewise, the field effect transistor 12 and / or 21 in FIG. 6 can be replaced by suitable three-pole amplifier. The same also applies to the bipolar transistor 8 in FIGS. 2, 4, 6. It is only essential that the amplifier three-pole 8 and 12 are of the same conductivity type, the amplifier three-pole 12 and 21 have opposite zone sequences.
An application example of the two-terminal network according to FIG. 2, a transformerless DC voltage converter, is shown in FIG.
8 shown. The two-pole terminals 17 and 18 are connected to a coil 26. The auxiliary voltage source 16 is now replaced by a battery 27, the DC voltage of which is to be converted into a higher one. A Zener diode 28 is also connected to terminal 17, and a capacitor 29 is located between the anode of Zener diode 28 and terminal 18. The output terminals of the converter are designated 30 and 31.
The mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 8 will now be explained.
When the operating voltage UB = U1 is applied, a current flows through the field effect transistor 12 via the collector-emitter path of the bipolar transistor 8 into the coil 26. Due to its inductance, this current is initially relatively small, so that when the battery 27 is switched on, it is almost the entire battery voltage Ug is present at terminal 17. The current flowing through the coil 26 gradually increases, as a result of which the voltage at the terminal 17 decreases. As a result, the field effect transistor 12 blocks.
Since no current can flow through the base-collector path of the bipolar transistor 8 either, this lowering of the voltage at the terminal 17 acts as if the current flow into the coil 26 were suddenly switched off, which has the consequence that a die at the ends of the coil 26 A positive voltage that exceeds the battery voltage by a multiple is generated. This voltage in turn results in a current which flows off again via the collector-base path of the bipolar transistor 8 on the one hand and via the load L again. This continues until terminal 17 is again at battery potential.
Then the process just described is repeated.
An alternating voltage thus arises at terminals 17 and 18, which is rectified by means of a Zener diode 28 and smoothed by capacitor 29.
The Zener diode 28 fulfills two tasks in this circuit arrangement. On the one hand, it serves as a rectifier element; on the other hand, it stabilizes the output DC voltage, since it limits the amplitudes of the oscillations occurring at the coil 26.
PATENT CLAIM 1
Two-pole with adjustable, negative, differential resistance, consisting of a circuit arrangement with a first three-pole amplifier and a second three-pole amplifier in which the first electrode of the first three-pole amplifier and the control electrode of the second three-pole amplifier are connected to a common terminal, which forms one terminal of the two-pole, characterized in that the second electrode (9) of the first three-pole amplifier (8) is connected to the first electrode t13) of the second three-pole amplifier (12), that the control electrode (10) of the first amplifier three-pole (8) forms the other terminal (18) of the two-pole,
and that a variable DC voltage source (16) connected between the control electrode (10) of the first three-terminal amplifier (8) and the second electrode (15) of the second three-terminal amplifier (12) is provided, which is used to change the negative, differential resistance of the Serves bipolar.
SUBCLAIMS
1. Two-pole according to claim I, wherein the first three-pole amplifier is a field effect transistor with a specific zone sequence and the second three-pole amplifier is a bipolar transistor with the same zone sequence, and the collector connection of the bipolar transistor and the control electrode connection of the field effect -Transistors are connected to the common terminal, characterized in that the emitter connection (9) of the bipolar transistor (8) is connected to the source connection (13) of the field effect transistor (12), that the base connection ( 10) of the bipolar transistor (8) forms the other terminal (18) of the two-pole, and that the variable DC voltage source (16) between the base connection (10) of the bipolar transistor (8) and the drain connection (15) of the field effect -Transistor (12) is switched.
2. Two-pole according to claim I, characterized in that an auxiliary power source (20) is connected in the connecting line between the second electrode (9) of the first three-pole amplifier (8) and the first electrode (13) of the second three-pole amplifier (12) .
3. Two-pole according to claim I and dependent claims 1 and 2, characterized in that in the connecting line between the emitter connection (9) of the bipolar transistor (8) and the source connection (13) of the field effect transistor (12) an auxiliary power source (20 ) is switched.
4. Two-pole according to claim I, characterized in that a third amplifier three-pole (21) formed constant current two-pole is provided which is connected in series with the second electrode (15) of the second amplifier three-pole (12), which Constant current two-pole can be set by means of an auxiliary voltage applied between the second electrode (24) and the control electrode (23) of the third amplifier three-pole (21) and generated by a second auxiliary voltage source (25).
5. Two-pole according to claim I and dependent claims 1 and 4, characterized in that a constant current two-pole formed from a second field effect transistor (21) is provided which is in series with the drain connection (15) of the first field effect transistor ( 12) is switched, which constant current two-pole can be set by an auxiliary voltage (U2) applied between the control electrode connection (23) and the drain connection (24) of the second field effect transistor (21) and generated by a second auxiliary voltage source (25) is.
PATENT CLAIM 11
Use of the two-pole according to claim 1 as an active element in a DC voltage converter, characterized in that the terminals (17, 18) of the two-pole are connected to the ends of a coil (26), that a Zener diode (17) is connected to the first terminal (17) of the two-pole. 28) is connected, that between the anode of the Zener diode (28) and the second terminal (18) of the two-pole a capacitor (29) is located, and that the voltage source forms the variable auxiliary voltage source with the DC voltage to be converted.
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