Anlage zur Übertragung von Informationssignalen Das Hauptpatent bezieht sich auf eine Anlage zur Übertragung von Informationssignalen, die durch Impulse gebildet werden, die zu Zeitpunkten auftreten, die mit einer Reihe äquidistanter Taktimpulse zusammenfallen, wobei in der Sendestation die Impulse einem Amplituden- modulator mit einem zu diesem gehörigen Trägerwellen oszillator zugeführt werden und die Empfangsstation zur Wiedergewinnung der ausgesandten Impulse einen Ampli- tudendemodulator mit einem sich daran anschliessenden Impulsregenerator enthält, wobei die Sendestation mit einem Übertragungsnetzwerk versehen ist, das einem Dif ferenzerzeuger entspricht,
dem einerseits das Eingangssi gnal direkt und anderseits über ein Verzögerungselement zugeführt wird und dass zwischen dem Ausgangskreis des Amplitudenmodulators und dem Eingangskreis des Ampli- tudendemodulators ein Einseitenbandfilter aufgenommen ist, das zusammen mit dem Übertragungsnetzwerk ledig lich eines der beiden am Ausgang des Amplitudendemodu- lators auftretenden Seitenbandsignale durchlässt, wobei die zu übertragenden Ausgangssignale des Amplitudenmo- dulators von mindestens einem Pilotsignal begleitet wer den.
Wie im Hauptpatent ausführlich erläutert wurde, wird auf diese Weise eine Anlage zur Übertragung von Infor mationssignalen erhalten, die eine sehr einfache Bauart aufweist, und bei der die bei einem bestimmten Frequenz band mögliche Übertragungsgeschwindigkeit auf einen Höchstwert gesteigert wird.
Die Erfindung hat den Zweck, eine Anlage der erwähn ten Art zu schaffen, bei der die Grenzfrequenz des Einsei tenbandfilters von der Frequenzlage des zu übertragender Einseitenbandsignals am Ausgang der Sendestation unab hängig ist und lediglich durch die Übertragungsgeschwin digkeit bestimmt wird, wodurch die Bauart des Einseiten bandfilters erheblich vereinfacht wird und die Sendesta tion besonders gut als eine integrierte Schaltung ausgebil det werden kann.
Die Anlage nach der Erfindung ist dadurch gekenn zeichnet, dass die Sendestation mehrere Kanäle enthält, denen die Ausgangsimpulse des Übertragungsnetzwerkes parallel zugeführt werden, und dass jeder Kanal mit einem dem genannten Amplitudenmodulator entsprechen den Amplitudenmodulator versehen ist, wobei der zugehö rige Trägerfrequenzoszillator durch einen allen Kanälen gemeinsamen Oszillator gebildet ist, in welchen Amplitu- denmodulatoren die Impulse auf Trägerschwingungen aufmoduliert werden, welche eine gemeinsame Frequenz gleich einem Viertel der Taktimpulsfrequenz, jedoch eine für jeden Kanal verschiedene Phasenverschiebung aufwei sen,
wobei an den Ausgang jedes Amplitudenmodulators ein dem genannten Einseitenbandfilter entsprechendes Einseitenbandfilter in Form eines Tiefpasses angeschlos sen ist, dessen Grenzfrequenz höher als ein Viertel der Taktimpulsfrequenz ist, und jeder Kanal weiter mit einem zweiten gleichfalls an einen gemeinsamen Trägerfrequenz oszillator angeschlossenen Amplitudenmodulator verse hen ist, in welchen zweiten Amplitudenmodulatoren die den Einseitenbandfiltern entnommenen Signale auf Trägerschwingungen gleicher Frequenz aufmoduliert wer den, welche Trägerschwingungen jeweils eine Phasenver schiebung aufweisen, welche gleich derjenigen der Träger schwingungen für den ersten Amplitudenmodulator im be treffenden Kanal ist, wobei die Ausgänge der zweiten Amplitudenmodulatoren mit einer Zusammenfügungsvor richtung verbunden sind,
der das an die Empfangsstation zu übertragende Einseitenbandsignal entnommen wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 die Sendevorrichtung einer erfindungsgemässen Anlage, Fig. 2 einige Frequenzkennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung der Fig. 1; Fig. 3 eine Abart der Sendevorrichtung der Fig. 1; Fig. 4 einige Frequenzkennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise der Sendevorrichtung der Fig. 3.
Wie bereits eingangs erwähnt, umfasst die erfindungs- gemässe Anlage zur Übertragung von Informationssigna len sowohl eine Sendestation als auch eine Empfangssta tion. Die nachfolgende Beschreibung befasst sich jedoch nur mit einer weiteren Ausführungsform der Sendevorrich tung, die anhand zweier Beispiele erläutert wird und dazu vorgesehen ist, z. B. zusammen mit der im Hauptpatent be- schriebenen Empfangsvorrichtung die Übertragungsan lage zu bilden.
Die in Fig. 1 gezeigte Sendevorrichtung kann über eine Fernsprechleitung mit einer gegebenen Bandbreite von z. B. 4 kHz Informationssignale übertragen, die durch von einer Impulsquelle 1 herrührende zweiwertige Im pulse gebildet werden, deren Auftrittszeitpunkte mit einer Reihe äquidistanter Taktimpulse zusammenfallen, die z. B. von einem Taktimpulsgenerator 2 herrühren. Die Übertra gungsgeschwindigkeit der zweiwertigen Impulse beträgt z. B. 4000 Baud, was einer Taktimpulsfrequenz von 4 kHz entspricht.
Die Übertragung der zweiwertigen Impulse erfolgt bei der dargestellten Sendevorrichtung durch Einseitenband- amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerwelle, wobei synchrone Detektion auf der Empfangsseite mög lich ist.
Im Hauptpatent wurde ausführlich erläutert, wie dieser Modulationsvorgang durchgeführt werden kann, indem das Frequenzspektrum der zweiwertigen Impulse geändert wird, und wie die Wiedergewinnung der ursprüng lichen zweiwertigen Impulse auf der Empfangsseite mit Hilfe einer einfachen Doppelweggleichrichtung dadurch bewirkt werden kann, dass vor dieser Spektrumänderung eine Impulstransformation durchgeführt wird.-Zu diesem Zweck werden in der Sendevorrichtung die von der Im pulsquelle 1 herrührenden Impulse einem Kodeumwandler 3 zugeführt, der mit einem Übertragungsnetzwerk 4 verse hen ist, das die gewünschte Spektrumänderung bewirkt und das die Form eines Differenzerzeugers 5 hat, dem die Impulse einerseits unmittelbar und andererseits über ein Verzögerungsglied 6 zugeführt werden,
während im Ko- deumwandler 3 dem Übertragungsnetzwerk 4 eine Impuls- transformationsvorrichtung 7 vorangeschaltet ist, der die mit der Spektrumänderung einhergehende Impulstrans formation bewirkt und der die Form eines Modulo-2-Sum- menerzeugers 8 hat, dem einerseits die Impulse der Im pulsquelle 1 und andererseits die über das Verzögerungs glied 6 verzögerten Ausgangsimpulse der Impulstransfor- mationsvorrichtung 7 zugeführt werden. Die Ausgangsim pulse des Kodeumwandlers werden an einen Tiefpass 9 weitergeleitet, dessen Grenzfrequenz etwas höher als die halbe Taktimpulsfrequenz, z.
B. 2,1 kHz, ist.
Wie im Hauptpatent erläutert wurde, wird das impuls- förmige Ausgangssignal des Tiefpasses 9 in einer Amplitu- denmodulationsvorrichtung mit Trägerwellenunterdrük- kung auf eine Trägerschwingung aufmoduliert und wird zur weiteren Übertragung von einem Einseitenbandfilter am Ausgang der Amplitudenmodulationsvorrichtung zu sammen mit dem Übertragungsnetzwerk 4 nur eines der beiden am Ausgang der Amplitudenmodulationsvorrich- tung auftretenden Seitenbandsignale durchgelassen, wäh rend mit dem zu übertragenden Einseitenbandsignal Pilot signale mitgesandt werden,
damit auf der Empfangsseite die Trägerfrequenzschwingung und die Taktimpulse ge treu wiedergewonnen werden können.
Zum Erzielen einer erheblichen Vereinfachung des an gewandten Einseitenbandfilters enthält die vorliegende Sendevorrichtung mehrere Kanäle 10, 11, denen die Im pulse parallel zugeführt werden, wobei jeder der Kanäle 10, 11 mit einem an einen gemeinsamen Trägerfrequenzos zillator 12 angeschlossenen Amplitudenmodulator 13, 14 versehen ist, in welchen Amplitudenmodulatoren 13, 14 die Impulse auf Trägerfrequenzschwingungen mit einer gemeinsamen Frequenz gleich einem Viertel der Taktim pulsfrequenz und mit einer für jeden der Kanäle 10, 11 verschiedenen Phasenverschiebung aufmoduliert werden, wobei an den Ausgang jedes der Amplitudenmodulatoren 13, 14 ein Einseitenbandfilter 15, 16 in Form eines Tiefpas- ses angeschlossen ist, dessen Grenzfrequenz etwas höher als ein Viertel der Taktimpulsfrequenz ist, während jeder der Kanäle 10,
11 weiter mit einem zweiten gleichfalls an einen gemeinsamen Trägerfrequenzoszillator 17 ange schlossenen Amplitudenmodulator 18, 19 versehen ist, in welchen zweiten Amplitudenmodulatoren 18, 19 die den Einseitenbandfiltern 15, 16 entnommenen Signale auf Trägerfrequenzschwingungen mit einer gemeinsamen Fre quenz und mit einer Phasenverschiebung gleich der der Trägerfrequenzschwingung für den ersten Amplitudenmo- dulator 13, 14 im betreffenden Kanal 10, l l aufmoduliert werden, wobei die Ausgänge der zweiten Amplitudenmo- dulatoren 18, 19 mit einer Zusammenfügungsvorrichtung 20 verbunden sind, der das zu übertragende Einseitenband signal entnommen wird.
In der dargestellten Ausführungsform, in der die An zahl Kanäle 10, 11 gleich zwei ist, beträgt die Phasenver schiebung der Trägerfrequenzschwingungen zwischen den Kanälen 90 , welche Phasenverschiebung bei den ersten Amplitudenmodulatoren 13, 14 mit Hilfe eines 90 -Phasen- verschiebungsnetzwerkes 22 bewerkstelligt wird.
Der Trägerfrequenzoszillator 12 für die ersten Amplitudenmo- dulatoren 13, 14 wird in diesem Falle durch einen an den Taktimpulsgenerator 2 angeschlossenen Frequenzteiler mit einem Teilfaktor 4 und ein sich daran anschliessendes Selektionsfilter gebildet und liefert somit Trägerschwin gungen mit einer Frequenz von 1 kHz, während die Grenzfrequenz der Einseitenbandfilter 15, 16 etwas höher als 1 kHz ist. Die Trägerfrequenz des Trägerfrequenzoszil- lators 17 beträgt z. B. 62 kHz. Die Amplitudenmodulato- ren 13, 14, 18, 19 sind als Gegentaktmodulatoren, z. B. als Ringmodulatoren, ausgebildet.
Ferner ist in jeden der Ka näle 10, 11 in Reihe mit dem Einseitenbandfilter 15, 16 eine weitere Zusammenfügungsvorrichtung 23, 24 aufge nommen, in der ein Pilotsignal mit einer Frequenz gleich einem Viertel der Taktimpulsfrequenz, in diesem Falle also gleich 1 kHz, und mit einem geeignet gewählten Pegel mit den Ausgangssignalen der Amplitudenmodulato- ren 13, 14 zusammengefügt wird. Ausserdem wird ein Pi lotsignal, das z.
B. durch Mischung der zweiten Trägerfre quenz von 62 kHz mit der ersten Trägerfrequenz von 1 kHz in einer Mischstufe 25 mit zugehörigem Selektionsfil ter 26 erhalten wird, nach geeigneter Phaseneinstellung mit einem geeignet gewählten Pegel in einem Summener zeuger 28 mit dem am Ausgang der Zusammenfügungs vorrichtung 20 auftretenden Einseitenbandsignal zusam mengefügt. Auf der Empfangsseite können aus diesen bei den Pilotsignalen die Trägerfrequenz von 62 kHz für die synchrone Detektion und die Taktimpulsfrequenz von 4 kHz für die Regeneration der zweiwertigen Impulse wiedergewonnen werden.
Der in der Sendevorrichtung vorgesehene Kodeum- wandler 3 ist von der im Hauptpatent beschriebenen Art, bei welcher für eine Verzögerungszeit NT des Verzöge rungsgliedes 6, wobei N grösser als 1 und T gleich der Taktimpulsperiode ist, die Übertragungskennlinie des Übertragungsnetzwerkes 4 für die Frequenzen f = 0 und f = k/NT, wobei k = 1, 2, 3 ... ist, Nullpunkte aufweist, wäh rend die vorangehende Impulstransformationsvorrichtung 7 dann die erforderliche Impulstransformation bewirkt, wodurch auf der Empfangsseite die ursprünglichen zweiwertigen Impulse einfach durch Doppelweggleichrich. tung wiedergewonnen werden können.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Sendevorrichtung ist die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 6 gleich 2T gewählt, wobei die Taktimpulsperiode T im vorliegenden Falle 0,25 msek beträgt und Nullpunkte in der Obertra- gungskennlinie für die Frequenzen f = 0, f = 1/2T, f = 1/T, f =<B>3/2T....</B> usw. auftreten.
Die Wirkungsweise der Sendevorrichtung nach Fig. 1 wird nun an Hand der Frequenzkennlinien der Fig. 2 näher erläutert.
In Fig. 2 ist bei a die Amplituden-Freqüenzkennlinie des Übertragungsnetzwerkes 4 dargestellt. Unter dem Ein- fluss dieser Übertragungskennlinie werden der Gleich stromterm und die Komponenten des Impulsspektrums in regelmässigen Frequenzabständen 1/2T unterdrückt. Die Unterdrückung der Spektrumkomponenten bei der Fre quenz f = 1/2T vereinfacht die Bauart des Tiefpasses 9, mit dem auf übliche Weise die oberhalb der halben Tak timpulsfrequenz f = 1/2T liegenden Spektrumkomponen ten unterdrückt werden. Die Übertragungskennlinie der Reihenschaltung des Kodeumwandlers 3 und des Tiefpas ses 9 ist bei _b in Fig. 2 dargestellt.
Das Ausgangssignal des Tiefpasses 9 mit einer Bandbreite 1/2T und mit unterdrück ten Spektrumkomponenten bei den Frequenzen f = 0 und f = 1/2T wird in Parallelschaltung den Kanälen 10, 11 zu geführt und in den Amplitudenmodulatoren 13, 14 mit Trägerwellenunterdrückung auf Trägerschwingungen auf moduliert, die eine Frequenz f = 1/4T gleich der Zwischen frequenz des Ausgangssignals des Tiefpasses 9 und einen gegenseitigen Phasenunterschied von 90 aufweisen.
Wie aus _c in Fig. 2 ersichtlich ist, bilden sich bei diesem Modu lationsvorgang zwei Seitenbänder beiderseits der Träger frequenz f = 1/4T, wobei eine Hälfte des unteren Seiten bandes im Frequenzband von f = 0 bis f = 1/4T in Kehr lage und die andere Hälfte dieses unteren Seitenbandes (bei c in Fig. 2 gestrichelt dargestellt) durch die Umkehr des Frequenzspektrums bei der Frequenz f= 0 auch im Frequenzband von f = 0 bis f = 1/4T, aber nun in Regel lage auftritt.
Mit Hilfe der durch Tiefpässe gebildeten Ein seitenbandfilter 15, 16, deren Grenzfrquenz bei f = 1/4T liegt, wird das obere Seitenband des Ausgangssignals der Amplitudenmodulatoren 13, 14 unterdrückt, so dass nach Zusatz der Pilotsignale mit der Frequenz f = 1/4T an dem Ausgang der Zusammenfügungsvorrichtungen 23, 24 ein zusammengesetztes Signal auftritt, das aus den beiden Hälften des unteren Seitenbandes (einer Hälfte in Kehr lage und der anderen Hälfte in Regellage) besteht und dessen Bandbreite 1/4T beträgt, wie bei _d in Fig. 2 darge stellt ist.
Werden diese den Zusammenfügungsvorrichtungen 23, 24 entnommenen zusammengesetzten Signale in den bei den Amplitudenmodulatoren 18, 19 mit Trägerwellen unterdrückung auf Trägerschwingungen mit einer Fre quenz f, = 62 kHz und mit einem gegenseitigen Phasen unterschied von 90 aufmoduliert, so bilden sich an den Ausgängen der Amplitudenmodulatoren 18, 19 beiderseits der Trägerfrequenz f, Seitenbänder, die je für sich dem zu sammengesetzten Signal bei _d in Fig. 2 entsprechen, wobei diese beiden Seitenbandsignale im Frequenzband von f, - 1/4T bis f, = 1/4T zusammen zwei zusammenfal lende Einseitenbandsignale des Signals bei _b in Fig.
2 bil den, von denen eines in Kehrlage und das andere in Regel lage auftritt. Dabei treten diese in demselben Frequenz band liegenden Einseitenbandsignale beim Amplitudenmo- dulator 18 mit gleicher Phase und beim Amplitudenmodu- lator 19 mit entgegengesetzter Phase auf. Addition dieser Ausgangssignale der Amplitudenmodulatoren 18, 19 in der Zusammenfügungsvorrichtung 20 ergibt ein übliches Ein seitenbandsignal im Frequenzband von f, - 1/4T bis f , + 1/4T, in Kehrlage samt einem Pilotsignal mit einer Fre quenz f, + 1/4T.
Das andere Pilotsignal mit einer Fre quenz f, - 1/4T wird nun mit Hilfe der Mischstufe 25 und des Selektionsfilters 26 erhalten und im Summenerzeuger 28 zu dem Einseitenbandsignal addiert, so dass das Aus- gangssignal der Sendevorrichtung die in Fig. 2 bei _e darge stellte Frequenzkennlinie aufweist.
Der Vollständigkeit halber sei erwähnt, dass Subtrak tion der Ausgangssignale der Amplitudenmodulatoren 18, 19 in der Zusammenfügungsvorrichtung 20 gleichfalls ein übliches Einseitenbandsignal in demselben Frequenzband, aber nun in Regellage, ergibt, mit dem ein Pilotsignal mit der Frequenz f, - 1/4T mitgesandt wird, wobei das Pilot signal mit der Frequenz f, + 1/4T auf ähnliche Weise durch Mischung erhalten wird.
Auf diese Weise wird in der vorliegenden Sendevor richtung ein Einseitenbandsignal im Frequenzband von f, - 1/4T bis f, + 1/4T erhalten, wobei die benötigten Einsei tenbandfilter 15, 16 nicht nur durch die Unterdrückung der Spektrumkomponenten bei der Grenzfrequenz (vgl. c und _d in Fig. 2) eine einfache Bauart haben, sondern auch den erheblichen Vorteil aufweisen, dass die Grenzfre- quenz f = 1/4T von der endgültigen Frequenzlage des Ein seitenbandsignals beiderseits der Trägerfrequenz f, des Trägerfrequenzoszillators 17 unabhängig ist und lediglich durch die Übertragungsgeschwindigkeit der zu übertra genden zweiwertigen Impulse der Impulsquelle 1 be stimmt wird.
Auch infolge der einfachen Bauart der durch Tiefpässe gebildeten Einseitenbandfilter 15, 16 lässt sich die Sendevorrichtung vorzüglich als eine integrierte Schal tung ausbilden.
Eine günstige Abänderung der Sendevorrichtung nach Fig. 1 ist in Fig. 3 dargestellt, wobei entsprechende Ele mente der Fig. 1 und 3 mit den gleichen Bezugsziffern be zeichnet sind.
Die Sendevorrichtung nach Fig. 3 unterscheidet sich dadurch von der der Fig. 1, dass die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 6 nun gleich 4T gewählt ist, wodurch in der bei _a in Fig. 4 veranschaulichten Übertragungskenn linie des Übertragungsnetzwerkes 4 nun bei den Frequen zen f=O,f=1/4T,f=1/2T,f=3/4T,f=1/T...usw.Null- punkte auftreten. Im Ausgangssignal des Tiefpasses 9 sind dadurch neben den Spektrumkomponenten bei der Fre quenz f = 1/4T unterdrückt, wie bei der Frequenzkennli nie _b in Fig. 4 dargestellt ist.
Auf ähnliche Weise wie bei der Sendevorrichtung nach Fig. 1 ergibt Modulation die ses Ausgangssignals auf die Trägerschwingungen der Fre quenz f = 1/4T in den Amplitudenmodulatoren 13, 14 dann ein moduliertes Signal mit einem bei c in Fig. 4 ge gebenen Spektrum, aus dem nach Unterdrückung der oberhalb der Frequenz f = 1/4T liegenden Komponenten durch die Einseitenbandfilter 15, 16 und nach Zusatz der Pilotsignale der Frequenz f = 1/4T ein zusammengesetztes Signal mit einem bei _d in Fig.
4 dargestellten Spektrum gebildet wird, während Modulation dieses zusammenge setzten Signals auf die Trägerschwingungen der Frequenz f, in den Amplitudenmodulatoren 18, 19 und Addition der modulierten Signale in der Zusammenfügungsvorrichtung 20 schliesslich ein Einseitenbandsignal im Frequenzband von f, - 1/4T bis f, + 1/4T in Kehrlage ergibt, mit dem ein Pilotsignal der Frequenz f, + 1/4T mitgesandt wird, wel chen Signalen in diesem Falle ein Pilotsignal der Fre quenz f, zugesetzt werden kann.
Die bei der Sendevorrichtung nach Fig. 3 auftretende Unterdrückung von Komponenten im Impulsspektrum bei der Frequenz f = 1/4T ergibt den Vorteil, dass einerseits die Amplitudenmodulatoren 13,18 im Kanal 10 und die Amplitudenmodulatoren 14, 19 im Kanal 11 gleichstrom- mässig entkoppelt sind (vgl. _d in Fig. 4 und Fig. 2), wäh rend andererseits im Einseitenbandsignal am Ausgang der Zusammenfügungsvorrichtung 20 die Spektrumkomponen- ten bei der Trägerfrequenz f, nicht vorhanden sind (vgl.
e in Fig. 4 und Fig. 2), wodurch gegebenenfalls ein Pilotsi- gnal zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz f, ohne Mi schung mit einem anderen Pilotsignal unmittelbar dem Einseitenbandsignal zugesetzt werden kann.
Die Anzahl Kanäle 10, 11, die bei den bisher beschrie benen Sendevorrichtungen zwei beträgt, kann unbedenk lich auf m gesteigert werden, wobei m = 3, 4, 5 ... ist, während die Phasenverschiebungen in jedem Kanal für die beiden Trägerschwingungen mit der Frequenz f = 114T und f = f, einander gleich sind und für die aufeinan der folgenden Kanäle stets um einen Betrag q - 180 /m zu nehmen, wobei q/m und q = 1, 2, 3 ... ist; wenn z. B. q = 1 und m = 3 ist, beträgt die obenerwähnte Phasenverschie bung für den ersten Kanal 0 , für den zweiten Kanal 60 und für den dritten Kanal 120 . Addition der modulierten Signale der m Kanäle in der Zusammenfügungsvorrich tung 20 ergibt dann ein Einseitenbandsignal in Kehrlage.
Ein Vorteil der Vergrösserung der Anzahl Kanäle ist, dass kleine Fehler in den Phasenverschiebungen für die Kanäle bei einer grösseren Anzahl Kanäle einen stets geringeren Einfluss haben.
Es sei noch erwähnt, dass bei der Sendevorrichtung nach Fig. 1 die beiden Pilotsignale mit Frequenzen f, - 1/4T und f, + 1/4T auch dadurch erhalten werden können, dass nur einem Kanal,z. B. dem Kanal 10, ein Pilotsignal mit der Frequenz f = 1/4T zugeführt wird, wodurch die Zusammenfügungsvorrichtung 24 im anderen Kanal 11 sowie die Mischstufe 25, das Selektionsfilter 26, das Pha senverschiebungsnetzwerk 27 und der Summenerzeuger 28 fortgelassen werden können. Die in Fig. 1 dargestellte symmetrische Ausführungsform wird jedoch aus prakti schen Gründen bevorzugt.
Es sei weiter noch bemerkt, dass das am Ausgang der Sendevorrichtung auftretende Einseitenbandsignal je nach seiner Frequenzlage auch auf bekannte Weise mit Hilfe einer Trägerschwingung der Frequenz f, - 1/4T oder f, + 1/4T demoduliert werden kann.
System for the transmission of information signals The main patent relates to a system for the transmission of information signals that are formed by pulses that occur at times that coincide with a series of equidistant clock pulses, the pulses being an amplitude modulator with an amplitude modulator in the transmitting station associated carrier wave oscillator and the receiving station for recovering the transmitted pulses contains an amplitude demodulator with a connected pulse regenerator, the transmitting station being provided with a transmission network that corresponds to a difference generator,
on the one hand the input signal is fed directly and on the other hand via a delay element and that a single sideband filter is added between the output circuit of the amplitude modulator and the input circuit of the amplitude demodulator, which together with the transmission network only has one of the two sideband signals occurring at the output of the amplitude demodulator lets through, the output signals to be transmitted from the amplitude modulator being accompanied by at least one pilot signal.
As explained in detail in the main patent, a system for the transmission of information signals is obtained in this way, which has a very simple design, and in which the transmission speed possible at a certain frequency band is increased to a maximum value.
The purpose of the invention is to create a system of the type mentioned, in which the cut-off frequency of the single-side band filter is independent of the frequency position of the single-side band signal to be transmitted at the output of the transmitting station and is only determined by the speed of the transmission, whereby the type of single-side band filter is considerably simplified and the transmitting station can be particularly well designed as an integrated circuit.
The system according to the invention is characterized in that the transmitting station contains several channels to which the output pulses of the transmission network are fed in parallel, and in that each channel is provided with an amplitude modulator corresponding to the amplitude modulator mentioned, the associated carrier frequency oscillator through one of all channels common oscillator is formed, in which amplitude modulators the pulses are modulated onto carrier oscillations, which have a common frequency equal to a quarter of the clock pulse frequency, but have a different phase shift for each channel,
at the output of each amplitude modulator a single sideband filter corresponding to said single sideband filter in the form of a low pass is ruled out, the cutoff frequency of which is higher than a quarter of the clock pulse frequency, and each channel is further provided with a second amplitude modulator also connected to a common carrier frequency oscillator, in Which second amplitude modulators the signals taken from the single sideband filters are modulated onto carrier waves of the same frequency, which carrier waves each have a phase shift that is the same as that of the carrier waves for the first amplitude modulator in the relevant channel, the outputs of the second amplitude modulators with a jointing device are connected,
from which the single sideband signal to be transmitted to the receiving station is taken.
Embodiments of the invention will now be explained in more detail with reference to the drawing. 1 shows the transmission device of a system according to the invention; FIG. 2 shows some frequency characteristics to explain the mode of operation of the device in FIG. 1; FIG. 3 shows a variant of the transmission device of FIG. 1; FIG. 4 shows some frequency characteristics to explain the mode of operation of the transmission device of FIG. 3.
As already mentioned at the beginning, the system according to the invention for the transmission of information signals includes both a transmitting station and a receiving station. However, the following description deals only with a further embodiment of the Sendevorrich device, which is explained using two examples and is provided, for. B. to form the transmission facility together with the receiving device described in the main patent.
The transmitting device shown in Fig. 1 can be over a telephone line with a given bandwidth of e.g. B. 4 kHz transmitted information signals that are formed by originating from a pulse source 1 two-valued In pulses, the times of occurrence coincide with a series of equidistant clock pulses z. B. from a clock pulse generator 2. The transmission speed of the two-valued pulses is z. B. 4000 baud, which corresponds to a clock pulse frequency of 4 kHz.
The transmission of the two-valued pulses takes place in the transmission device shown by single sideband amplitude modulation with suppressed carrier wave, with synchronous detection on the receiving side being possible, please include.
In the main patent it was explained in detail how this modulation process can be carried out by changing the frequency spectrum of the two-valued pulses, and how the recovery of the original two-valued pulses on the receiving side can be achieved with the help of a simple full-wave rectification by a pulse transformation before this spectrum change For this purpose, the impulses originating from the pulse source 1 are fed to a code converter 3 in the transmitting device, which is provided with a transmission network 4 which causes the desired change in spectrum and which has the form of a difference generator 5 to which the impulses are supplied on the one hand directly and on the other hand via a delay element 6,
while in the code converter 3 the transmission network 4 is preceded by a pulse transformation device 7 which effects the pulse transformation associated with the spectrum change and which has the form of a modulo-2 sum generator 8 to which on the one hand the pulses from the pulse source 1 and on the other hand, the output pulses delayed via the delay element 6 are fed to the pulse transformation device 7. The output pulses of the code converter are forwarded to a low pass 9, the cutoff frequency slightly higher than half the clock pulse frequency, z.
B. 2.1 kHz.
As explained in the main patent, the pulse-shaped output signal of the low-pass filter 9 is modulated onto a carrier oscillation in an amplitude modulation device with carrier wave suppression and is only used by one of the two for further transmission by a single sideband filter at the output of the amplitude modulation device together with the transmission network 4 sideband signals occurring at the output of the amplitude modulation device are allowed to pass, while pilot signals are sent along with the single sideband signal to be transmitted,
so that the carrier frequency oscillation and the clock pulses can be faithfully recovered on the receiving side.
To achieve a considerable simplification of the applied single sideband filter, the present transmission device contains several channels 10, 11, to which the pulses are fed in parallel, each of the channels 10, 11 being provided with an amplitude modulator 13, 14 connected to a common carrier frequency oscillator 12, in which amplitude modulators 13, 14 the pulses are modulated on carrier frequency oscillations with a common frequency equal to a quarter of the clock pulse frequency and with a different phase shift for each of the channels 10, 11, with a single sideband filter 15, 16 at the output of each of the amplitude modulators 13, 14 is connected in the form of a low-pass filter whose cutoff frequency is slightly higher than a quarter of the clock pulse frequency, while each of the channels 10,
11 is also provided with a second amplitude modulator 18, 19, which is also connected to a common carrier frequency oscillator 17, in which second amplitude modulators 18, 19 the signals extracted from the single sideband filters 15, 16 are based on carrier frequency oscillations with a common frequency and with a phase shift equal to that of the carrier frequency oscillation for the first amplitude modulator 13, 14 in the relevant channel 10, 11 are modulated, the outputs of the second amplitude modulators 18, 19 being connected to a joining device 20 from which the single sideband signal to be transmitted is taken.
In the embodiment shown, in which the number of channels 10, 11 is two, the phase shift of the carrier frequency oscillations between the channels 90, which phase shift in the first amplitude modulators 13, 14 with the help of a 90 phase shift network 22 is accomplished.
The carrier frequency oscillator 12 for the first amplitude modulators 13, 14 is formed in this case by a frequency divider connected to the clock pulse generator 2 with a division factor of 4 and an adjoining selection filter and thus supplies carrier oscillations with a frequency of 1 kHz, during the cutoff frequency the single sideband filter 15, 16 is slightly higher than 1 kHz. The carrier frequency of the carrier frequency oscillator 17 is z. B. 62 kHz. The amplitude modulators 13, 14, 18, 19 are designed as push-pull modulators, e.g. B. as ring modulators.
Furthermore, in each of the channels 10, 11 in series with the single sideband filter 15, 16, a further assembly device 23, 24 took up, in which a pilot signal with a frequency equal to a quarter of the clock pulse frequency, in this case equal to 1 kHz, and with A suitably selected level is combined with the output signals of the amplitude modulators 13, 14. In addition, a Pi lotsignal that z.
B. is obtained by mixing the second carrier frequency of 62 kHz with the first carrier frequency of 1 kHz in a mixer 25 with associated Selektionsfil ter 26, after suitable phase setting with a suitably selected level in a Sumer generator 28 with the device at the output of the assembly 20 occurring single sideband signal added together. On the receiving side, the carrier frequency of 62 kHz for the synchronous detection and the clock pulse frequency of 4 kHz for the regeneration of the two-valued pulses can be recovered from these for the pilot signals.
The code converter 3 provided in the transmission device is of the type described in the main patent, in which for a delay time NT of the delay element 6, where N is greater than 1 and T is equal to the clock pulse period, the transmission characteristic of the transmission network 4 for the frequencies f = 0 and f = k / NT, where k = 1, 2, 3 ..., has zero points, while the preceding pulse transformation device 7 then causes the required pulse transformation, whereby the original two-valued pulses on the receiving side simply by full wave rectification. can be recovered.
In the transmission device shown in FIG. 1, the delay time of the delay element 6 is selected to be 2T, the clock pulse period T in the present case being 0.25 msec and zero points in the transmission characteristic for the frequencies f = 0, f = 1 / 2T, f = 1 / T, f = <B> 3 / 2T .... </B> etc. occur.
The mode of operation of the transmission device according to FIG. 1 will now be explained in more detail with reference to the frequency characteristics of FIG.
In Fig. 2, the amplitude-frequency characteristic curve of the transmission network 4 is shown at a. Under the influence of this transfer characteristic, the direct current term and the components of the pulse spectrum are suppressed at regular frequency intervals of 1 / 2T. The suppression of the spectrum components at the frequency f = 1 / 2T simplifies the design of the low-pass filter 9, with which the spectrum components above half the clock pulse frequency f = 1 / 2T are suppressed in the usual way. The transfer characteristic of the series connection of the code converter 3 and the low-pass filter 9 is shown at _b in FIG.
The output signal of the low-pass filter 9 with a bandwidth of 1 / 2T and with suppressed spectrum components at the frequencies f = 0 and f = 1 / 2T is fed in parallel to the channels 10, 11 and in the amplitude modulators 13, 14 with carrier wave suppression on carrier oscillations modulated, which have a frequency f = 1 / 4T equal to the intermediate frequency of the output signal of the low-pass filter 9 and a mutual phase difference of 90.
As can be seen from _c in Fig. 2, two sidebands form on both sides of the carrier frequency f = 1 / 4T, with one half of the lower sideband in the frequency band from f = 0 to f = 1 / 4T in the reverse position and the other half of this lower sideband (shown in dashed lines at c in Fig. 2) by reversing the frequency spectrum at frequency f = 0 also in the frequency band from f = 0 to f = 1 / 4T, but now usually occurs.
With the help of a sideband filter 15, 16 formed by low-pass filters, the limit frequency of which is f = 1 / 4T, the upper sideband of the output signal of the amplitude modulators 13, 14 is suppressed so that after the addition of the pilot signals with the frequency f = 1 / 4T the output of the joining devices 23, 24 a composite signal occurs, which consists of the two halves of the lower sideband (one half in the reverse position and the other half in the normal position) and whose bandwidth is 1 / 4T, as shown in _d in Fig. 2 Darge is.
If these composite signals taken from the assembling devices 23, 24 are modulated in the amplitude modulators 18, 19 with carrier wave suppression on carrier oscillations with a frequency f = 62 kHz and with a mutual phase difference of 90, then form at the outputs of the amplitude modulators 18, 19 on both sides of the carrier frequency f, sidebands, which each correspond to the composite signal at _d in Fig. 2, these two sideband signals in the frequency band from f, - 1 / 4T to f, = 1 / 4T together two coincident ends Single sideband signals of the signal at _b in Fig.
2 forms, one of which is inverted and the other is in the normal position. In this case, these single sideband signals, which are in the same frequency band, occur in the amplitude modulator 18 with the same phase and in the amplitude modulator 19 with the opposite phase. Addition of these output signals of the amplitude modulators 18, 19 in the assembly device 20 results in a customary A sideband signal in the frequency band from f, - 1 / 4T to f, + 1 / 4T, in reverse position together with a pilot signal with a frequency f, + 1 / 4T.
The other pilot signal with a frequency f, −1 / 4T is now obtained with the aid of the mixer 25 and the selection filter 26 and added to the single sideband signal in the sum generator 28, so that the output signal of the transmitting device is shown at _e in FIG exhibited frequency characteristic.
For the sake of completeness, it should be mentioned that subtraction of the output signals of the amplitude modulators 18, 19 in the assembly device 20 also results in a usual single sideband signal in the same frequency band, but now in the normal position, with which a pilot signal with the frequency f 1 - 1 / 4T is also sent , the pilot signal having the frequency f, + 1 / 4T is obtained in a similar manner by mixing.
In this way, a single sideband signal in the frequency band from f, - 1 / 4T to f, + 1 / 4T is obtained in the present Sendevor direction, with the required single sideband filters 15, 16 not only by suppressing the spectrum components at the cutoff frequency (cf. c and _d in Fig. 2) have a simple design, but also have the considerable advantage that the cut-off frequency f = 1 / 4T of the final frequency position of the one sideband signal on both sides of the carrier frequency f, of the carrier frequency oscillator 17 is independent and only through the transmission speed of the two-valued pulses to be transmitted from the pulse source 1 is true.
As a result of the simple design of the single-sideband filters 15, 16 formed by low-pass filters, the transmitting device can be designed as an integrated circuit.
A favorable modification of the transmitting device according to FIG. 1 is shown in FIG. 3, with corresponding elements of FIGS. 1 and 3 with the same reference numerals be.
The transmission device according to FIG. 3 differs from that of FIG. 1 in that the delay time of the delay element 6 is now selected to be 4T, which means that in the transmission characteristic line of the transmission network 4 illustrated at _a in FIG. 4, at the frequencies f = O, f = 1 / 4T, f = 1 / 2T, f = 3 / 4T, f = 1 / T ... etc., zero points occur. As a result, in addition to the spectrum components at the frequency f = 1 / 4T, in the output signal of the low-pass filter 9, as shown in the frequency characteristic b in FIG. 4, is suppressed.
In a manner similar to that of the transmitting device according to FIG. 1, modulation results in this output signal on the carrier oscillations of the frequency f = 1 / 4T in the amplitude modulators 13, 14 then a modulated signal with a spectrum given at c in FIG. 4 after the suppression of the components lying above the frequency f = 1 / 4T by the single sideband filters 15, 16 and after the addition of the pilot signals of the frequency f = 1 / 4T a composite signal with a signal at _d in FIG.
4 is formed while modulating this composite signal on the carrier waves of frequency f, in the amplitude modulators 18, 19 and adding the modulated signals in the assembly device 20 finally a single sideband signal in the frequency band from f, - 1 / 4T to f, + 1 / 4T results in the inverted position, with which a pilot signal of the frequency f, + 1 / 4T is also sent, wel chen signals in this case a pilot signal of the frequency f, can be added.
The suppression of components in the pulse spectrum at the frequency f = 1 / 4T which occurs in the transmission device according to FIG. 3 has the advantage that on the one hand the amplitude modulators 13, 18 in channel 10 and the amplitude modulators 14, 19 in channel 11 are DC-decoupled (cf. _d in FIG. 4 and FIG. 2), while on the other hand the spectrum components at the carrier frequency f 1 are not present in the single sideband signal at the output of the assembly device 20 (cf.
e in FIG. 4 and FIG. 2), as a result of which a pilot signal for the recovery of the carrier frequency f can be added directly to the single sideband signal without mixing with another pilot signal.
The number of channels 10, 11, which is two in the previously described transmitting devices enclosed, can be increased to m without hesitation, where m = 3, 4, 5 ..., while the phase shifts in each channel for the two carrier waves with the Frequency f = 114T and f = f, are equal to each other and for the successive channels always to be increased by an amount q - 180 / m, where q / m and q = 1, 2, 3 ...; if z. B. q = 1 and m = 3, the phase shift mentioned above is 0 for the first channel, 60 for the second channel and 120 for the third channel. Addition of the modulated signals of the m channels in the assembly device 20 then results in a single sideband signal in the reverse position.
An advantage of increasing the number of channels is that small errors in the phase shifts for the channels always have less of an influence with a larger number of channels.
It should also be mentioned that in the transmission device according to FIG. 1, the two pilot signals with frequencies f, −1 / 4T and f, + 1 / 4T can also be obtained in that only one channel, e.g. B. the channel 10, a pilot signal with the frequency f = 1 / 4T is supplied, whereby the assembly device 24 in the other channel 11 and the mixer 25, the selection filter 26, the Pha senverschiebungsnetzwerk 27 and the sum generator 28 can be omitted. The symmetrical embodiment shown in Fig. 1 is preferred for practical reasons.
It should also be noted that the single sideband signal occurring at the output of the transmitting device can also be demodulated in a known manner with the aid of a carrier oscillation of frequency f, −1 / 4T or f, + 1 / 4T, depending on its frequency position.