Montre électronique On connaît depuis longtemps différentes horloges électroniques de très haute précision, comprenant une base de temps produisant des signaux électriques à haute fréquence, de l'ordre de 106 c/s pour un oscillateur à quartz par exemple, et un démultiplicateur électronique servant à diviser la fréquence de ces signaux pour la porter à une valeur propre à la commande d'un dispo sitif électromécanique d'indication du temps.
Bien que la miniaturisation des composants électro niques indispensables à leur fabrication ait fait des pro grès importants, notamment par l'apparition des circuits intégrés, il a, jusqu'à ce jour, été impossible de créer une montre de dimensions réduites, notamment une montre-bracelet, fonctionnant sur le principe des hor loges ci-dessus.
Les procédés pour l'élaboration de tels circuits con naissent en effet des difficultés de fabrication et d'ordre technologique telles que les circuits intégrés obtenus sont pour le moment d'un prix relativement élevé.
En outre, et surtout, les démultiplicateurs connus présentent des particularités constructives conduisant à une consommation d'électricité beaucoup trop impor tante, incompatible avec la réserve qu'il est possible de disposer en faisant usage d'une pile devant durer plu sieurs mois tout en présentant des dimensions suffisam- ment petites pour entrer commodément dans un boîtier de montre-bracelet et pour laisser dans ce boîtier une place suffisante pour y loger la base de temps, le démul tiplicateur, le dispositif électromécanique d'indication du temps, le dispositif de mise à l'heure de la montre, etc.
La présente invention a pour but de permettre la réalisation d'une montre électronique, notamment d'une montre-bracelet, comprenant une base de temps délivrant des signaux électriques à haute fréquence, un démulti plicateur électronique de cette fréquence, un dispositif indicateur du temps commandé par les signaux électri ques à fréquence démultipliée produits par le démulti- plicateur, et une source de tension continue d'alimenta tion, obviant aux difficultés précédemment mentionnées.
A cet effet, le démultiplicateur qui comprend au moins un amplificateur élémentaire de tension est exé cuté sous forme de circuit intégré et la montre électro nique se caractérise de plus par le fait que cet amplifi cateur est constitué par un transistor et par un conden sateur destinés à être reliés, en série, à une source d'ali mentation périodique, la sortie de cet amplificateur élé mentaire correspondant au point de liaison du transistor et du condensateur.
Le dessin annexé représente, schématiquement et à titre d'exemple, une forme d'exécution de la montre objet de la présente invention ainsi que quelques circuits et diagrammes explicatifs La fig. 1 est une vue en plan du mouvement de la montre.
La fig. 2 est une coupe selon 11-11 de la fig. 1.
La fig. 3 est un schéma bloc illustrant le principe de fonctionnement de la montre représentée aux fig. 1 et 2.
La fig. 4 est le schéma électrique de la base de temps que comporte cette montre.
La fig. 5 est le schéma électrique d'un démultipli cateur de fréquence.
Les fig. 5a à 5f montrent six diagrammes explicatifs concernant le circuit de la fig. 5.
La fig. 6 est une vue en plan d'un convertisseur électromécanique.
La fig. 7 est le schéma électrique d'un circuit d'en tretien du dispositif de la fig. 6, et la fig. 8 montre divers diagrammes explicatifs con cernant le circuit de la fig. 7.
Les fig. 9, 10 et 11 montrent les schémas de trois étages du démultiplicateur de fréquence de la fig. 5. Les fig. 9a-9c, 10a-10f et 11a-11f montrent seize diagrammes explicatifs concernant les circuits des fig. 9, 10 et 11.
La fig. 12 est une vue en perspective du circuit inté gré de l'amplificateur élémentaire de tension dont il est fait usage dans les divers étages du démultiplicateur représenté en fig. 5.
Les fig. 13 et 14 sont des coupes de la fig. 12, respec tivement selon XIII-XIII et XIV-XIV de cette figure. La fig. 15 est le schéma électrique du circuit élémen taire intégré de la fig. 12.
Les fig. 16 et 17 sont des diagrammes montrant deux caractéristiques électriques du dispositif de la fig. 12. Les fig. 18 et 19 sont deux vues d'un transistor à effet de champ 'à électrode de commande isolée, utilisé dans le circuit intégré de. la fig. 12.
Les fig. 20 et 21 sont des diagrammes montrant deux caractéristiques électriques du transistor de la fig. 18. La fig. 22 montre le schéma électrique d'un autre type de circuit élémentaire amplificateur de tension que comporte le démultiplicateur de la fig. 5 et qui constitue une variante du schéma de la fig. 15.
La fig. 23 est une vue en perspective d'un circuit intégré dont le circuit électrique correspond à celui de la fig. 22.
La fig. 24 est une coupe selon XXIV-XXIV de la fig. 23.
Les fig. 25 et 26 représentent deux diagrammes expli catifs concernant le circuit de la fig. 22.
La montre électronique, dont les particularités cons tructives du mouvement sont visibles aux fig. 1 et 2, se présente schématiquement comme indiqué en fig. 3. Elle comporte en effet un oscillateur à quartz O, com prenant un circuit amplificateur accordé et délivrant un signal périodique Vo, à haute fréquence, de l'ordre de 10o c/s par exemple, en direction d'un démultiplicateur électronique DM réalisé sous forme de circuit intégré et dont les caractéristiques seront décrites par la suite.
Ce démultiplicateur DM démultiplie la fréquence des signaux Vo qu'il traduit en impulsions basse fréquence, par exemple de 1 c/s, formant un signal V,, dirigé vers un dispositif d'indication du temps IT, comprenant, d'une part, un relais électromagnétique Rb et son circuit d'entraînement ER et, d'autre part, un rouage à trois mobiles s, m, h, servant à entraîner, respectivement, les aiguilles des secondes As, des minutes Am et des heures Al, (fig. 2).
L'oscillateur O, le démultiplicateur DM et le dispo sitif IT sont alimentés, en parallèle, par une source d'énergie électrique P (fig. 3) formée par deux piles Pi et P, en série (fig. 1).
Les circuits électroniques de l'oscillateur OA, du démultiplicateur EB et Ec et d'entraînement ER (fig. 1) sont réalisés sous forme de circuits intégrés, disposés sur un support commun S" et sont reliés entre eux de façon adéquate et aux piles Pi et P2 par des connexions électriques qui n'ont pas été représentées au dessin pour en améliorer la clarté.
Le cristal de quartz Q de l'oscillateur est disposé, encapsulé dans un bloc de matière isolante avec ses électrodes, sous une bobine Lo (fig. 1 et 2) constituant l'un des éléments du circuit oscillant illustré en fig. 4.
Le relais électromagnétique Rb, dont les particula rités visibles en fig. 6 seront décrites par la suite, est destiné à l'entraînement, par encliquetage alterné de ses levées, d'une roue dentée 1 sur l'axe de laquelle est calé un pignon 2, en prise avec un plateau denté 3 engrenant avec la roue des secondes s et solidaire d'un pignon 4 pour l'entraînement de la roue des minutes m.
Cette roue m est solidaire d'un canon 5 monté à pivotement sur l'axe 6 de la roue s et dont l'extrémité inférieure, élargie, forme un pignon 7 en prise avec la roue des heures h, par l'intermédiaire d'un plateau 8, d'un axe 9 et d'un pignon 10.
La mise à l'heure de la montre représentée est pos sible par l'intermédiaire d'un rouage MH aboutissant au plateau 8 et qui est susceptible d'être actionné depuis l'extérieur de la montre par une commande appropriée, non représentée.
Le schéma électrique de l'oscillateur O est représenté en fig. 4.
II comprend, comme décrit, un quartz Q à facteur de qualité très élevée, notamment un quartz de coupe At par exemple, présentant une fréquence de résonance élevée, de l'ordre de 10s c/s par exemple, de manière à avoir une très bonne stabilité garantissant une précision de la montre particulièrement bonne. Ce quartz a des dimensions très réduites- et se présente sous forme d'un disque de 1´ mm de diamètre et de 0,5 mm d'épaisseur environ.
Le circuit visible en fig. 4 est du type classique, dit à trois points<B> ,</B> dans lequel l'élément actif est un transistor- To, à effet de champ, à électrode de com mande isolée, de sorte que le courant de repos, donnant lieu à la pente nécessaire à l'élément actif pour maintenir le quartz dans un état d'oscillation stable, est de l'ordre de quelques RA ; la consommation totale d'énergie d'un tel oscillateur est ainsi particulièrement réduite.
Le quartz Q oscille entre ses résonances série et paral lèle grâce à la présence dans le circuit d'un condensa teur Ct d'ajustage de sa fréquence d'oscillation.
Les capacités d'entrée et de sortie du transistor To sont matérialisées au dessin par les condensateurs Col et Col représentés en pointillé.
Le circuit de résonance de l'oscillateur est constitué par la bobine Lo, déjà citée, mise en parallèle avec un condensateur Co et branchée entre la sortie du transistor To et le pôle négatif de la source continue P de sorte que la tension Vo à la borne So de l'oscillateur est elle-même négative, sa valeur crête à crête étant pratiquement deux fois plus grande que la tension de la source P. L'ajustage de la tension d'alimentation du quartz Q est réalisé par un diviseur de tension formé de deux résistances ROI et Rot.
Bien entendu le circuit oscillateur de la fig. 4 ne constitue qu'une forme d'exécution d'un tel circuit, d'au tres montages étant également possibles.
Le démultiplicateur électrique représenté à la fig. 5 comprend une série d'étages démultiplicateurs élémen taires A, B à B" et C à C" dont le détail est visible respectivement aux fig. 9, 10 et 11 et dont les particu larités seront indiquées par la suite. Le nombre de ces étages dépend évidemment de la démultiplication désirée.
Le premier étage A (fig. 9) est relié, par sa borne 25, à la source de tension continue P, au travers d'une résis tance R, et à l'oscillateur O, par sa borne 24. Cet étage A est relié à l'étage suivant B, du type illustré à la fig. 10, par l'intermédiaire d'un circuit de découplage alimenté par la source P et comprenant deux transistors en série T11 et T12, commandés, respectivement, par la tension des sorties 19 et II de l'étage A.
Le point de connexion b des transistors T11 et Tl,, est relié à l'entrée 21 de l'étage B. La sortie 17 de cet étage B est reliée à l'étage sui vant, B,, du même type, par l'intermédiaire d'un cir cuit de découplage, comprenant des transistors T11 et T12, précédé d'un circuit élémentaire amplificateur de tension formé d'un transistor T13 et d'un condensateur C13, dont le principe de fonctionnement sera décrit par la suite.
L'étage B1 est suivi d'un nombre (n-1) d'étages démultiplicateurs du même type, tous reliés entre eux par le circuit de découplage qui vient d'être décrit, com prenant des transistors T11, T12, Tl, et un condensateur <B>Cl,,</B> jusqu'à l'étage B" dont la sortie est reliée, par l'in termédiaire d'un circuit de découplage formé de trans istors T11 et T12, à l'entrée d'un étage C, du type repré senté à la fig. 11. Ce dernier est suivi d'un nombre d'étages du même type jusqu'à l'étage C" dont la sortie est reliée, par un circuit de découplage comprenant deux transistors, à la sortie 20 du démultiplicateur.
Le rôle des circuits formés des transistors T11 et T12 est double : en effet à part le découplage de la capacité d'entrée d'un étage démultiplicateur déterminé par rap port à l'étage démultiplicateur précédent, un tel circuit constitue également la source de tension d'alimentation périodique de l'étage qui le suit en transformant la ten sion continue de la source P en ladite tension périodique.
On signalera encore que l'alimentation des circuits amplificateurs élémentaires formés du transistor T13 et du condensateur C13 que comprennent les circuits de découplage des étages B peut (en variante) se faire direc tement par l'oscillateur O.
L'allure du signal aux points 24, 11, 19, 6, 17 et d du démultiplicateur de la fig. 5 est visible sur les dia grammes des fig. 5a à 5f.
Bien entendu, il serait également possible de réaliser un démultiplicateur de fréquence par accouplement de divers étages d'un seul type A, B ou C ou encore de deux types d'étages AB, AC ou BC ou encore de trois types d'étages A, B ou C combinés de façon différente de ce qui est représenté en fig. 5.
Alors que la fréquence du signal produit par l'oscil lateur O est particulièrement élevée, de l'ordre de 106 c/s et que son allure est celle indiquée sur le diagramme de la fig. 5a, la fréquence du signal de sortie au point 20 du démultiplicateur n'est plus que de 1 c/s et sa forme est celle du diagramme supérieur de la fig. 8 au droit de la référence V20. C'est ce signal V20 qui est utilisé pour la commande du relais électromagnétique Rb (fig. 1 et 6) par l'intermédiaire du circuit représenté à la fig. 7.
Un tel relais, qui est du type bistable, comporte une armature mobile formée par une ancre 11 solidaire d'un axe 12 pivoté dans la platine inférieure du mouvement (fig. 2) et venant alternativement en prise par ses palettes avec la denture de la roue 1 ; la baguette de l'ancre 11 porte deux plaquettes 13s et 13n, constituées par des aimants permanents orientés de manière à former un seul circuit magnétique.
Ce relais comporte également une bobine d'excita tion R.;, constituée par une galette plate, et deux butées magnétiques 14a et 14b, en matériau magnétisable, qui sont destinées à déterminer les deux positions angulaires extrêmes de l'ancre 11 lors du changement du sens du courant dans la bobine R5 par tirage du flux magné tique de fuite des aimants 13s et 13n suivant une direc tion correspondant sensiblement à une ligne passant par le centre de l'une ou l'autre des butées, par le coin de l'aimant 13s ou 13n le plus proche de l'axe 12 de l'ancre et par le coin du même aimant faisant face à la butée correspondante.
La commande du relais décrit est réalisée par le circuit illustré en fig. 7 englobant la bobine R;, citée et qui est relié au circuit démultiplicateur de fréquence de la fig. 5, en 20.
Ce circuit comprend deux transistors Te3 et Te-, branchés en série sur la source de courant continu P et dont le premier, Te3, est en outre branché en parallèle avec un élément de circuit comprenant la bobine R;; et un condensateur Ce,. La commande des transistors Te3 et Te4 est réalisée par l'intermédiaire d'un circuit ampli ficateur élémentaire comprenant un transistor Te,; et un condensateur Cep et dont le fonctionnement sera décrit par la suite.
Ce transistor et ce condensateur sont alimentés en série par branchement direct sur la sortie 20 du dernier étage du démultiplicateur DM, c'est-à-dire par les impul sions de fréquence 1 c/s formant le signal V,, sur le diagramme de la fig. 8.
La commande du transistor Te;; est réalisée par des impulsions de fréquence 0,5 c/s émises par un démulti plicateur complémentaire Ec,1 branché sur la sortie 20 du démultiplicateur DM. L'électrode de commande du transistor Te4 est branchée sur la sortie 21 du démulti plicateur Ec.,l tandis que celle du transistor T% est reliée au point d'interconnexion du transistor Te,; et du con densateur Ce;;.
On voit en fig. 8 l'évolution dans le temps du signal électrique aux points 20, 21 et r du circuit de la fig. 7. Voyons maintenant comment fonctionne ce circuit en supposant tout d'abord qu'il ne reçoit aucun signal et que le condensateur Ce4 n'est pas chargé. Dès que des impulsions apparaissent simultanément aux points 20 et 21, le transistor Te;; deviendra conducteur de sorte que le condensateur Ces se charge immédiatement.
La tension de commande du transistor Te3 reste par conséquent nulle alors que le transistor Tel deviendra par contre conducteur sous l'effet de l'apparittion d'une impulsion de commande au point 21 de sorte que le potentiel au point r du circuit atteindra immédiatement une valeur correspondant à celle de la source P, si on néglige la chute de tension dans le transistor Te4.
A partir de cet instant, le condensateur Ce4 se charge et la tension au point r retombe de façon exponentielle jusqu'à une valeur nulle (fig. 8). L'impulsion Vr créée de la sorte, en l'occurrence négative, provoquera le bascu lement de l'armature 11 du relais dans une position opposée à celle dans laquelle il était avant grâce à la force de Laplace résultant de l'interaction entre le cou rant de charge du condensateur Ce. traversant la bobine R; et le champ magnétique produit par les aimants 13s et 13n du relais.
Bien entendu, le temps de chargement du condensateur Ce4 devra être choisi suffisamment long pour permettre de réaliser l'entraînement du relais.
La deuxième impulsion du train V.,o (fig. 8) produite par le démultiplicateur DM n'est pas accompagnée d'une impulsion V21 puisque le démultiplicateur EC21 ne livre qu'une seule impulsion à sa sortie 21 pour deux impul sions reçues à la sortie 20 du démultiplicateur DM, de sorte que le transistor Tes reste bloqué. Le condensa teur Cej étant déchargé tant que ce transistor est blo qué, l'impulsion du train V2O vient sur l'électrode de commande du transistor Te3 et rend celui-ci conducteur.
La sortie du transistor Te3 , qui est à la terre, a un potentiel nul et le point r, grâce à l'état de charge du condensateur Ce,, acquiert un potentiel positif par rap- port à zéro, ce qui permet à ce condensateur Ce4 de se décharger et de fournir ainsi une impulsion Vr dont la polarité est opposée à celle de l'impulsion précédente.
L'armature mobile du relais est en conséquence soumise à un couple d'entraînement du sens opposé au précédent qui la fait rebasculer dans sa position de départ.
Cette armature change ainsi de position une fois par seconde et entraîne la roue 1 chaque fois d'un demi-pas de sorte que, si cette roue présente 30 dents, elle fera un tour entier par minute, ce qui permettra, avec une transmission appropriée, d'entraîner en rotation d'un tour les roues s, m et h du mouvement, respectivement en 1 minute, 1 heure et 12 heures.
Le relais électromagnétique et le circuit de commande décrits ne constituent qu'une forme d'exécution possible de l'un ou de l'autre et peuvent, bien entendu, être rem placés par d'autres montages équivalents.
La montre électronique décrite se prête particulière ment bien pour une réalisation relativement bon marché tout en garantissant un fonctionnement de très haute précision et une utilisation de durée maximum des piles de faible dimension qui l'équipent, de l'ordre de 12 à 15 mois environ.
En effet, les divers circuits électroniques qu'elle com porte sont avantageusement réalisés sous forme de cir cuits intégrés ne comprenant que des transistors d'un même type de conduction, à effet de champ, à électrode de commande isolée, et dont les éléments passifs sont tous des condensateurs, à l'exception des résistances Roi et R", constituant le diviseur de tension de l'oscillateur O et de la résistance de couplage de cet oscillateur avec l'entrée du démultiplicateur DM.
Ces circuits intégrés sont, sur la fig. 1, le circuit OA, qui comporte les composants du circuit de l'oscillateur O, à l'exception du quartz Q et de la bobine L0 de l'étage démultiplicateur A (fig. 5 et 9), le circuit EB constitué par les composants des étages démultiplicateurs B à Bn (fig. 5 et 10), le circuit intégré EC comprenant les com posants des étages démultiplicateurs C à C" (fig. 5 et 11) et le circuit intégré ER, lequel englobe les composants du montage de la fig. 7, à l'exception de la bobine R-.
Les transistors à effet de champ, à électrode de com mande isolée, dont le principe est connu depuis fort longtemps, sont particulièrement adaptés à la réalisa tion de circuits à faible consommation de puissance, puisqu'ils ne nécessitent qu'un courant de commande très faible et qu'ils sont traversés par un courant très faible, lorsque ce courant de commande est nul.
Un tel transistor comprend une anode (drain) et une cathode (source) constituées chacune par une zone semi-conductrice du même type de conduction, ces zones étant réalisées sur le même côté d'un corps semi-con ducteur, du type de conduction, opposé à celui desdites zones. L'électrode de commande est séparée des deux zones par une couche isolante déposée sur la surface du corps comprise entre les deux zones et sur une partie de ces dernières. Suivant que les deux zones sont du type P ou N, le transistor qu'elles forment est du type P ou N.
Comme décrit, les divers étages du démultiplicateur DM sont de trois types A (fig. 9), B (fig. 10) et C (fig. 11).
Avant d'en indiquer le fonctionnement, il convient de remarquer qu'ils comportent tous trois deux genres distincts de circuits élémentaires dont l'un est formé d'un transistor unique en série avec un condensateur et dont le second est constitué par ce premier circuit élé mentaire complété d'un transistor.
L'étage démultiplicateur de la fig. 9 comprend un circuit élémentaire du premier genre constitué par le transistor T3 et le condensateur C3 et un circuit élémen taire du second type formé par le transistor Tl, le con densateur Cl et le transistor<U>T.,.</U>
L'étage démultiplicateur de la fig. 10 comporte deux circuits élémentaires du premier genre constitués par le transistor Tl et le condensateur Cl pour le premier et par le transistor T4 et le condensateur C. pour le second ; cet étage englobe également un circuit élémen taire du second genre formé du transistor T., du con densateur C. et du transistor T3.
L'étage démultiplicateur de la fig. 11 comporte un circuit élémentaire du premier genre et deux circuits du second genre. Le circuit du premier genre comprend un transistor T1 et un condensateur Cl. Les circuits du second genre sont constitués, l'un, par un transistor To et un condensateur C6 et l'autre, par un transistor T3, un condensateur C3 et un transistor T5.
Les circuits du premier genre, ne comportant qu'un transistor et un condensateur sont également utilisés, comme déjà décrit, entre les divers étages B, Bl ... B. du démultiplicateur DM à titre de circuits amplificateurs de tension.
Examinons dans quelle mesure ce genre de circuit peut constituer effectivement un amplificateur de ten sion, en se référant au schéma de la fig. 15. Un tel circuit est formé du transistor Tl relié en série avec le conden sateur C et une source Sl délivrant une tension d'alimen tation périodique Vo sous forme d'impulsions rectangu laires unidirectionnelles. Dans ce schéma, l'électrode de commande 35 du transistor Tl est reliée à l'une des bornes d'entrée 44 et 45, notamment à la borne 44, bornes destinées à être reliées à une source de tension de commande V..
Le circuit élémentaire amplificateur décrit est relié aux bornes de sortie 46 et 47 au travers d'un filtre d'harmoniques supérieures formé des trans istors T.. et T3 et du condensateur<B>C2.</B> Ces transistors sont montés en opposition et sont reliés de manière à former chacun un bipôle, c'est-à-dire de manière à pré senter une caractéristique similaire à celle d'une diode.
Les fig. 12, 13 et 14 montrent, à titre d'exemple, l'exécution d'un tel circuit sous forme de circuit intégré réalisé sur un monocristal semi-conducteur 31, par exem ple de silicium du type P qui est représenté au dessin sans une partie de son épaisseur, celle-ci étant enlevée pour faciliter la représentation avec une seule échelle. Sur sa face supérieure, le monocristal 31 comprend trois zones monocristallines 32, 33 et 34 du type<B> N </B> obte nues, par exemple, par un procédé de diffusion.
La forme géométrique de chacune de ces trois zones 32, 33 et 34 est prévue de manière qu'elles puissent constituer les anodes (drains) et les cathodes (sources) des trois transistors à effet de champ, à électrode de commande isolée, Tl, T@ et T3 apparaissant dans le montage de la fig. 15.
Ainsi les zones 32 et 33 et une première électrode de commande 35 forment le trans istor Tl, les zones 33 et 34 avec respectivement une deuxième électrode 36 et une troisième électrode 37 formant respectivement le deuxième transistor Tz et le troisième transistor T3. L'isolation des électrodes 35, 36 et 37 des zones 32, 33 et 34 est obtenue au moyen d'une couche mince 38, par exemple d'oxyde de silicium.
Le dispositif comprend encore deux autres élec trodes 39 et 40 de connexion du transistor Tl à la source de tension S1. L'électrode 39 est reliée au transistor Tl par l'intermédiaire du condensateur Cl formé par elle- même, la couche isolante 38 et la zone 33. L'électrode 40 est reliée au transistor Tl par la zone 32 avec laquelle elle forme un contact 41. L'électrode 40 est également reliée au transistor T., par l'intermédiaire du condensa teur C2 formé par elle-même, l'isolation 38 et la zone 34.
Les électrodes de commande 36 et 37 des transistors Tl, et T3 sont en contact, respectivement, avec les zones 33 et 34, au moyen des contacts 42 et 43. Les électrodes 35 et 40 sont reliées chacune à une borne d'entrée, res pectivement 44 et 45, ces dernières étant destinées, comme décrit, à être reliées à une source de tension. de commande Ve (fig. 15).
L'électrode 40 est en outre reliée à une des bornes de sortie, notamment la borne 46, l'autre borne de sortie 47 étant reliée à l'électrode 37. Le cristal 31 est relié à la masse par un contact non représenté. Il peut aussi être polarisé négativement par rapport à la masse.
Comme décrit, les transistors que comprend le cir cuit de la fig. 15 sont des transistors à effet de champ, à électrode de commande isolée. Un tel transistor est représenté aux fig. 18 et 19 et ses caractéristiques de fonctionnement aux fig. 20 et 21.
Ce transistor comprend une anode A (drain) et une cathode K (source) constituées par deux zones semi conductrices du type N que présente un monocristal du type P. L'électrode de commande E est séparée des deux autres électrodes A et K par une couche isolante I d'où la désignation à électrode de commande isolée . B et L désignent, respectivement, la largeur et la lon gueur du canal, c'est-à-dire de la partie du mono- cristal P comprise entre les deux zones A et K.
Si on applique entre la cathode K et l'anode A (fig. 19) une tension continue Vo et entre la cathode K et l'électrode de commande E une tension Ve, il se forme, à partir d'une certaine valeur Ve0 (fig. 21) de cette der nière tension, dite seuil<B> ,</B> une zone d'inversion sous la couche isolante I donnant lieu à un courant i. La fig. 20 montre la dépendance entre le courant i et la ten sion V3 pour différentes valeurs de la tension VA .
Pour chaque valeur de la tension Ve, il y a saturation du courant i à partir d'une certaine valeur de la tension V,, , notamment à partir de Vo > Ve - Ve0 Le courant de saturation d'un transistor donné est déterminé par la relation suivante
EMI0005.0025
où K est une constante qui dépend de la capacité de la couche I et de la mobilité effective des porteurs de charge de la zone d'inversion influencée.
La fig. 21 montre comment varie la valeur de la racine carrée du courant de saturation i, en fonction de la tension de commande Ve .
L'examen du schéma, représenté à la fig. 15, permet de constater qu'il s'agit d'un étage amplificateur de tension et que le circuit formé par le transistor Tl, le condensateur Cl et la source Sl devrait être un circuit élémentaire amplificateur de tension. Or ce circuit élé mentaire diffère des circuits classiques connus par l'ab sence de résistance de charge et par le genre de tension d'alimentation. Il y a donc lieu de voir sous quelles conditions un tel circuit est réellement un circuit amplificateur de ten sion. On suppose dans ce qui suit que VB = 0.
Pour une tension d'entrée
EMI0005.0039
où T est la période de la tension Vo et K' une constante égale à K
EMI0005.0041
la valeur moyenne de la tension Vl est
EMI0005.0043
et pour une tension d'entrée
EMI0005.0044
cette valeur moyenne est
EMI0005.0045
L'amplification
EMI0005.0046
est maximale lorsque
EMI0005.0047
et sa valeur
EMI0005.0048
II est évident que le courant inverse de la jonction N-P que forme la zone 33 constituant à la fois l'anode du transistor Tl et une électrode du condensateur Cl (voir fig. 12 à 15) doit être au plus égal à
EMI0005.0051
Pour une jonction ayant, par exemple,
une surface de l'ordre de 2.10-s em2 et dans le cas où on utilise un cristal de silicium, on obtient, pour ce courant inverse, facilement une valeur de l'ordre de 10-10 à 10-11 A.
Si l'on admet, d'une part, pour l'autre électrode du con densateur Cl, formée en l'occurrence par une partie de l'électrode 39 (fig. 12 et 14), une surface de 10-s cm2, et, d'autre part, pour la couche isolante 38, formée en l'occurrence d'oxyde de silicium (fig. 12 à 14), une épaisseur de 1000 A, on obtient pour le condensateur Cl une capacité d'environ 0,035 p F.
Compte tenu de cette dernière valeur et de celle du courant inverse, et en sup posant que la tension d'alimentation (V") est égale à 3 volts, la période T de celle-ci peut être au maximum de l0-3 seconde.
Pour le transistor Tl (fig. 12, 18 et 19), on peut facilement obtenir pour la constante K' une valeur de 10-s A/V2. Compte tenu des valeurs ci-dessus, l'amplification
EMI0006.0002
A signaler que la consommation maximale de puis- sance de cet amplificateur est de l'ordre de 10-1o watts.
La fig. 17 montre la variation de la forme de la ten sion de sortie V1 en fonction de l'amplitude de la tension d'entrée V. dont la variation est représentée à la fig. 16. Comme on le voit, pour V8 = O, V1 est une tension rectangulaire égale à Vo. Avec l'augmentation de la tension Ve, la forme de V1 change de plus en plus pour devenir un triangle dont la base diminue avec l'augmen tation de V, Il résulte de ce qui précède que le circuit formé du transistor T1, du condensateur Cl et de la source SI est effectivement un circuit amplificateur de tension.
On voit également que la réalisation d'un tel circuit sous forme d'un circuit intégré est relativement facile, ce qui est loin d'être le cas d'un circuit à résistances qui devrait avoir, à consommation égale, une amplification de même ordre.
Bien entendu, la tension d'alimentation, qui est en l'occurrence une tension sous forme d'une suite d'impul sions unidirectionnelles, peut également être une tension sous forme d'une suite d'impulsions bidirectionnelles ou encore une tension sinusoïdale.
Comme on le voit par ce qui précède, grâce à la conception d'un circuit élémentaire amplificateur de ten sion, ne comportant qu'un transistor et un condensateur, sans aucune résistance, le problème d'intégration se trouve grandement simplifié. La réalisation d'un tel cir cuit amplificateur est rendue possible grâce à l'utilisation d'une tension d'alimentation périodique.
La fabrication du circuit intégré de la fig. 12 peut être réalisée en faisant emploi de la méthode photo- lithographique bien connue, qui est basée sur le fait que certaines substances peuvent être rendues insolubles par exposition préalable à la lumière ultraviolette. Pour dif fuser les zones 32, 33 et 34 dans le monocristal 31, on oxyde d'abord la surface de celui-ci, on recouvre la surface oxydée d'une substance photosensible et on l'ex pose à la lumière ultraviolette à travers un photonégatif masquant les endroits où l'on désire obtenir les zones 32, 33 et 34.
La couche d'oxyde recouvrant ces endroits est ensuite dissoute pour procéder à la diffusion. Celle-ci terminée, on oxyde de nouveau toute la surface du monocristal et on enlève, comme expliqué ci-dessus, la couche d'oxyde aux endroits où doivent figurer les contacts 31, 32 et 33. Pour obtenir ceux-ci et les différentes élec trodes, on dépose sur toute la surface une couche métal lique, par exemple une couche d'aluminium, puis on l'enlève, toujours par la méthode photolithographique, aux endroits où elle ne doit pas figurer. Le fait qu'une des électrodes d'un condensateur soit constituée par l'anode d'un transistor permet de n'avoir à déposer qu'une seule couche métallique, ce qui simplifie grande ment la fabrication.
Comme représenté sur les fig. 5, 9, 10 et 11 du dessin annexé, les divers circuits électroniques du démultipli cateur que comporte la montre électronique décrite com prennent notamment des circuits élémentaires d'ampli fication, du genre illustré à la fig. 15. On signalera à ce propos que la source de tension périodique alimentant ces circuits sera - l'oscillateur O (tension Vo en fig. 9a) pour le circuit élémentaire formé par le condensateur C3 et le trans istor T3 dans l'étage démultiplicateur de la fig.
9, - la source<B>SI</B> (tension Vo = Ve en fig. 10a), constituée par l'étage A (fig. 5) pour les deux circuits élémentaires comprenant, l'un, le condensateur Cl et le transistor Tl, et l'autre, le condensateur C,l et le transistor T,l dans l'étage démultiplicateur de la fig. 10 (étage B du démul tiplicateur complet), - cette même source<B>SI,</B> pour tous les circuits élémen taires formés par le condensateur Cl, et le transistor Tl;
,, disposés entre chaque étage démultiplicateur B à B" (fig. 5), - la tension de sortie (tension Vo = Ve en fig. 10a) au point d'interconnexion d entre les transistors de décou- plage Tll et Tl, disposés à la sortie de chaque étage démultiplicateur B à B.-,, pour les deux circuits élé mentaires comprenant l'un la capacité Cl et le trans istor Tl et l'autre la capacité Cl et le transistor T.l dans chacun des étages Bl à B", dont le circuit est celui de la fig. 10;
- la tension de sortie (V8 en fig. l la) au point d'inter connexion des deux transistors de découplage disposés à la sortie des étages démultiplicateurs Bn et C à C" _ i (fig. 5), pour le circuit élémentaire comprenant la capa cité Ci et le transistor Tl, dans chacun des étages C à C" dont le circuit correspondant est celui de la fig. 11.
Le circuit élémentaire du second genre comprenant, comme celui du premier genre, un transistor et un con densateur, présente, comme décrit, un transistor supplé mentaire.
La fig. 22 représente précisément un circuit élémen taire du second genre puisqu'il est constitué d'un pre mier transistor Tl, à. effet de champ et à électrode de commande isolée, relié, en série, avec un condensateur Cl, à une source<B>SI,</B> délivrant une tension d'alimenta tion Vo sous forme d'impulsions unidirectionnelles.
Le point I, qui relie une électrode 51 du transistor Tl et une électrode 53 du condensateur Cl, est relié à une électrode 55 d'un second transistor T.. dont l'autre élec trode 56 est connectée à. la sortie 57.- L'électrode de commande 58 du transistor Tl est reliée à l'entrée 60, celle 59 du transistor T. étant reliée à la source <B>SI.</B> La seconde électrode 52 du transistor Tl est reliée à la masse.
La fig. 23 montre le circuit élémentaire décrit ci- dessus dans sa forme intégrée. Il est réalisé dans une face d'un monocristal semi-conducteur, en l'occurrence d'un monocristal 61 de silicium du type N. Les élec trodes des transistors Tl et T2 , ainsi qu'une électrode du condensateur Ci sont constituées par des zones du type P diffusées dans le cristal 61.
L'électrode 51 du transistor Tl, l'électrode 55 du transistor T. et l'électrode 53 du condensateur Cl sont constituées par une même zone 135, la seconde électrode 56 du transistor T2 étant consti tuée par la zone 56'. Trois autres zones 62, 63 et 64 sont en outre réalisées dans la même face du mono- cristal 61 mais elles sont du type N+.
Le rôle de la zone 62 est de permettre la mise du cristal 61 à la masse, celui des zones 63 et 64 étant d'empêcher la formation de zones d'inversion sous les connexions des électrodes de commande des transistors. Sur la couche isolante 65 d'oxyde de silicium sont déposées des couches métalli ques formant les électrodes de commande 58 et 59 des transistors Tl et T2 et la seconde électrode 54 du con densateur Cl. Une autre couche 66 forme le contact ohmique des zones 52' et 62, destinée à relier à la masse l'électrode 52 du transistor Tl et le monocristal 61.
Le circuit élémentaire décrit ci-dessus fonctionne de la manière suivante Pour faciliter la compréhension du fonctionnement, considérons d'abord seulement la partie formée du transistor Tl et du condensateur Cl, c'est-à-dire sans le transistor T,, et voyons quelle est la tension v1 en fonc tion de la tension d'entrée (de commande) ve .
Supposons, d'une part, chie la source S, délivre des impulsions de tension de forme trapézoïdale représentées en fig. 25, et, d'autre part, que la tension de seuil du transistor Tl est plus grande que celle de la jonction PN que forme la zone 135 avec le monocristal 61. Si la tension de commande (d'entrée) v. est nulle, la tension de sortie v1 varie alors pratiquement entre O et vo, à cause de l'effet de cette jonction PN, et correspond, quant à la forme, à la tension vo (voir courbe X à la fig. 26).
Si l'on applique maintenant la tension v, en l'augmentant progressivement, la tension v1 diminuera progressivement, sa forme variant progressivement comme le montrent les courbes Y et Z de la fig. 26. Vu cette variation de la forme de la tension v', on peut définir différents facteurs d'amplification du circuit sui vant que l'on se réfère à la valeur de pointe, à la valeur moyenne ou à la valeur effective de la tension v1.
Dans ce qui suit nous nous référons à la valeur de pointe qui est la plus importante pour le fonctionnement des circuits électroniques comprenant un ou plusieurs circuits élémentaires.
Pour le régime de saturation de courant du transistor Tl, cette valeur de pointe est
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V,. o étant la tension de seuil du transistor Tl et K' une constante dépendant de la géométrie de celui-ci.
Pour obtenir V,,, = O, il est nécessaire d'avoir I, = AC, ce qui sera le cas lorsque la tension de commande v" sera au moins
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Avec un choix judicieux des valeurs A, C, et K', il est possible d'obtenir que cette valeur de v,, soit beau coup plus petite que celle de la tension vo.
Considérons maintenant l'ensemble du circuit, c'est- à-dire y compris le transistor T@ et cela dans le cas où un condensateur G représenté en pointillé, dont la capa cité est beaucoup plus petite que celle du condensateur Cl, serait branché à la sortie 57 du circuit. Supposons que la tension ve est nulle et que le condensateur C, est déchargé.
Une impulsion de la tension vo aura alors pour conséquence, d'une part, une tension v1 pratiquement de la même valeur que vo et, d'autre part, une tension de commande du transistor T., comprise entre son électrode de commande 59 et l'élec trode 56 qui forme sa cathode.
Ce transistor T, sera donc mis en état de conduction, ce qui aura pour consé quence la charge du condensateur G sur la tension de sortie v, dont la valeur maximale sera la différence entre vo et veo (la tension de seuil du transistor T,,). Lorsque cette valeur maximale de V, sera atteinte, le transistor T. sera bloqué puisqu'alors sa tension de commande sera égale à sa tension de seuil. La diminution de la tension v" fera encore diminuer cette tension de commande du transistor T., de sorte qu'il restera bloqué et par consé quent aucune décharge du condensateur C., ne pourra se produire.
Si maintenant une tension d'entrée v, ayant une valeur plus grande que
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est appliquée, le transistor T, sera mis en état de con- duction, de sorte que la prochaine impulsion de v" aura pour conséquence l'apparition de la tension de com mande du transistor T, cette fois entre son électrode de commande 59 et l'électrode 55, laquelle forme mainte nant sa cathode.
Le transistor T:. sera donc mis en état de conduction, ce qui aura pour conséquence la décharge du condensateur C., par les deux transistors T, et Tl.
Le nouveau circuit élémentaire décrit, qui constitue une variante du circuit élémentaire du premier genre représenté notamment en fig. 15, permet donc, en absence de tension de commande à son entrée, de char ger rapidement un condensateur de faible capacité à une tension ayant une valeur très proche de la valeur maxi male de la tension apparaissant à sa sortie. Ce conden sateur reste en outre chargé jusqu'à l'apparition d'une tension de commande de valeur suffisante.
C'est cette propriété qui est utilisée avantageusement dans les divers étages démultiplicateurs des fig. 9, 10 et 11 que comporte le démultiplicateur DM de la montre électronique décrite.
La structure des étages démultiplicateurs des fi-. 9, 10 et 11 et leur fonctionnement sont les suivants Le circuit de la fig. 9, qui est destiné à démultiplier des signaux à haute fréquence, est formé d'un circuit élémentaire du second genre, comprenant le transistor T,, le condensateur Cl, le transistor T.,, et d'un circuit élémentaire du premier genre, formé du transistor T., et du condensateur C,3.
La sortie du premier circuit Tl, <B>CI,</B> T#, est reliée, à la fois, à l'entrée d'un transistor T, qui relie l'entrée du second circuit T3, C3 à la masse, et à l'entrée de ce second circuit, par l'intermédiaire d'un condensateur C3. La sortie du second circuit T;3, C.3 est reliée à l'entrée du premier Tl, <B>CI,</B> T@.
Un condensateur C., branché en parallèle à l'entrée de ce second circuit T3, C3, est relié à la source de courant P, en série avec la résistance R de valeur ohmique élevée. Les deux circuits élémentaires sont ali mentés par l'oscillateur à quartz O, délivrant un signal sinusoïdal. Le circuit démultiplicateur décrit ci-dessus fonctionne de la manière suivante Partons du moment où le condensateur C. est déchargé. Le transistor T3 étant bloqué, la tension vo de la source O apparaît au point II, ce quia pour consé quence la mise en état de conduction du transistor Tl.
Aucune tension n'apparaît donc au point IV et par con séquent à la sortie 19 du circuit démultiplicateur. Le condensateur C., se charge maintenant par la source P. Dès que la tension du condensateur C, atteindra une valeur supérieure à la tension de seuil du transistor T3, la tension au point II sera suffisamment réduite par le courant du transistor T3. Ceci aura pour conséquence l'apparition de la tension au point IV, donc l'augmen tation de la tension au point I par le condensateur C4,
ce qui contribuera à charger le condensateur C2 sur une tension plus élevée. Il en résultera une mise complète en état de conduction du transistor T3 et le blocage du transistor Tl. La tension vo qui apparaîtra au point IV chargera le condensateur<B>CI),</B> par l'intermédiaire du transistor T2, ce qui aura pour conséquence, avec un certain retard, la mise en état de conduction du trans istor Tl et la décharge du condensateur C2 , c'est-à-dire la remise du circuit dans l'état dans lequel il se trouvait au début de l'explication de son fonctionnement.
Les fig. 9a à 9e montrent, respectivement, les ten sions vo, vI, vII, vIII et vIV, pour le cas d'un facteur de démultiplication de 4.
Le circuit de la fig. 10, destiné à démultiplier des signaux de fréquence moyenne, est formé d'un circuit élémentaire amplificateur de tension du second genre, comprenant le transistor T2, le condensateur C. et le transistor T3, et de deux circuits élémentaires du pre mier genre, formés d'un transistor Tl et d'un conden sateur<B>CI,</B> respectivement d'un transistor Ta et d'un condensateur C4.
L'entrée et la sortie du circuit T2 , C2 , T3 sont reliées, respectivement, à la sortie du circuit T1, CI, et à l'entrée du circuit T., C4, la sortie de celui-ci étant reliée à l'entrée du circuit T1, Cl. Les trois circuits sont alimentés par la source S1 délivrant une tension pério dique vo sous forme d'impulsions trapézoïdales. Cette tension constitue simultanément la tension d'entrée v, dont la fréquence est à démultiplier.
Ce circuit fonctionne de la manière suivante Supposons que le condensateur C., constitué par la capacité d'entrée du transistor T4, est chargé, de sorte que ce dernier se trouve en état de pouvoir conduire un courant, tandis que le transistor Tl est bloqué.
Une impulsion de tension vo délivrée par la source S1 aura pour conséquence l'apparition simultanée de cette tension v" sur l'électrode de commande des transistors T2 et T;, ce qui aura pour conséquence la mise en état de conduction de ces transistors et la décharge du con densateur C" par les transistors T:
, et T3. La pente du transistor T_, étant faible par rapport à celle du trans istor T4, la décharge du condensateur Cl, se fera dans un temps plus long que t. (voir fig. 25), de sorte qu'au cune tension n'apparaîtra au point IV, donc aucune tension v. à la sortie 17 du démultiplicateur, avant la prochaine impulsion de tension vo.
Cette dernière aura pour conséquence la mise en état de conduction du transistor Tl, le blocage du transistor T2, l'apparition de la tension au point Il et la recharge du condensateur Cl, . La pente du transistor T3 étant plus faible que celle du transistor T4, cette recharge se fera dans un temps plus long que to (fig. 25), ce qui permettra l'apparition d'une impulsion de la tension vs à la sortie 17.
Il résulte donc par ce qui précède qu'il n'y a, à la sortie 17 du circuit, qu'une impulsion de tension vs pour deux impulsions de la tension vo à l'entrée 21. La fré quence de celle-ci est donc divisée par deux.
Les fig. 10a à 10e montrent, respectivement, les ten sions v,, , vl , vlI, vIII et VIv.
.
Dans ce circuit démultiplicateur, la tension d'entrée (de commande) ve, dont la fréquence doit être démul tipliée, et la tension d'alimentation vo sont identiques.
L'étage démultiplicateur illustré en fig. 11 est prévu pour de très basses fréquences. Il comprend un circuit bistable formé d'un circuit élémentaire du premier genre, comprenant le transistor To et le condensateur<B>CG,</B> et d'un circuit élémentaire du second genre, formé du trans istor T., du condensateur C3 et du transistor T; .
Les deux circuits sont alimentés par une même tension vo fournie par une source Sl. La sortie du premier cir cuit T3, C3 , T5 est reliée, d'une part, à l'entrée du deuxième circuit,<B>T6,</B> Co et, d'autre part, par l'intermé diaire d'un transistor T2, à la masse.
L'électrode de commande de ce transistor T2 est reliée à la sortie d'un troisième circuit élémentaire comprenant un transistor Tl et un condensateur CI, alimenté par une source S2 déli vrant la tension d'entrée (de commande) ve. L'électrode de commande du transistor Tl est reliée à la sortie dudit deuxième circuit élémentaire T6, Co par l'intermédiaire d'un transistor T7 dont l'électrode de commande est reliée à la source SI.
La sortie de ce deuxième circuit T6, Co est en outre reliée, d'une part, à l'entrée dudit deuxième circuit T3, C3, T5 et, d'autre part, à la masse, par l'intermédiaire d'un transistor T4 dont l'électrode de commande est reliée à la source S.,: En l'occurrence la fréquence de la tension vo est deux- fois plus grande que la fréquence de la tension ve .
Ce circuit démultiplicateur fonctionne de la manière suivante Supposons que le condensateur Cn est déchargé et le transistor To par conséquent bloqué. Une impulsion de tension vo délivrée par la source Sl aura pour consé quence une augmentation plus rapide de la tension de commande du transistor T3 que de celle du transistor T,,. Le transistor T3 étant alors mis en état de conduction, le condensateur CP restera donc déchargé et le transistor To bloqué,
de sorte que la tension vo apparaîtra au point IV et par conséquent la tension vs à la sortie 18 du circuit démultiplicateur. Il en résultera également une charge du condensateur C,, par l'intermédiaire du transistor T7, et par conséquent la mise en état de con- duction du transistor Tl.
A la prochaine impulsion de la tension vo, qui est délivrée simultanément avec une impulsion de la tension v0, aucune tension n'apparaîtra au point I puisque le transistor Tl est en état de conduc- tion. Par contre, le transistor T4 sera mis en état de conduction, ce qui aura pour conséquence le blocage du transistor T3. Le transistor T. étant également blo qué, la tension vo apparaîtra donc au point Il, ce qui aura pour conséquence la charge du condensateur Cl,,
par l'intermédiaire du transistor T5, la mise en état de conduction du transistor T,, la décharge du condensa teur C'p, par l'intermédiaire des transistors T7 et T4, et le blocage du transistor Tl.
Le circuit restera dans cet état malgré des courants de fuite, car le condensateur Cl, est rechargé par la prochaine impulsion de la tension v,,. A la prochaine impulsion de la tension ve, celle-ci appa- raîtra au point 1 puisque le transistor Tl est bloqué. Cela aura pour conséquence la mise en état de conduction des transistors T2 et T4, de sorte qu'aucune tension n'ap paraîtra aux points II et IV, donc à la sortie 18 du cir cuit.
A la prochaine impulsion de vo seule, le circuit sera remis dans son état du départ. Il résulte de ce qui pré cède que, pour deux impulsions de la tension ve à l'en trée 23, il n'y aura qu'une seul impulsion de la tension v; à la sortie 18 du circuit de l'étage démultiplicateur.
Les fig. 11a à 11f montrent, respectivement, les ten sions VO, Ve, vi, vil, VIII et vIV.
Les deux étages démultiplicateurs décrits ci-dessus et représentés respectivement aux fig. 10 et<B>11,</B> ont cha cun un facteur de démultiplication de deux, alors que celui de la fig. 9 a un facteur de démultiplication plus élevé, égal à quatre dans l'exemple proposé.
Comme décrit, les divers étages du démultiplicateur DM de la montre électronique sont réalisés sous forme de circuits intégrés OA, EB, EC et ER (fig. 1), de manière analogue à ce qui a été représenté aux fig. 12 et 23 et décrit en se référant à ces figures en ce qui concerne les circuits élémentaires amplificateurs de ten sion du premier et du second genre (fig. 15 et 22).
Le fonctionnement du démultiplicateur DM se déduit des explications données relativement aux schémas élec troniques des fig. 5, 9, 10 et 11.
Il convient toutefois de souligner le fait qu'un tel démultiplicateur consomme de l'énergie seulement pen dant des laps de temps très courts au cours desquels les condensateurs de très faible capacité de ses différents étages sont à l'état chargé.
Ainsi donc si les étages B à B" (fig. 10) du démul tiplicateur ont tous les mêmes dimensions, la puissance moyenne consommée par chacun d'eux diminue linéaire ment avec la fréquence de leur tension d'alimentation. La puissance moyenne consommée par le démultiplica teur DM est en conséquence extrêmement faible.
Etant donné la facilité que présente l'intégration d'un circuit démultiplicateur à plusieurs étages tel celui de la fig. 5 et sa très faible consommation d'énergie, on voit qu'un tel circuit peut avantageusement être utilisé dans la montre électronique décrite.
Un autre avantage que présente le démultiplicateur de la fig. 5, avantage dû notamment à l'étage A illustré en fig. 9, le destine encore plus particulièrement à l'uti lisation dans une petite montre électronique.
En effet, comme cela ressort de l'explication du fonctionnement de cet étage, le condensateur C. est chargé et déchargé avec la périodicité de la tension sinusoïdale pendant que le condensateur Cl se charge. Au moment où le transistor T3 est mis en état de con- duction, le condensateur C3 est chargé et déchargé pen dant une période de la tension vo tandis que le conden sateur Cl ne reçoit pratiquement aucune charge.
Si la valeur de la capacité des condensateurs Cl et C3 est la même, la charge capacitive pour la source O reste donc pratiquement constante. Ce fait est très important lorsque la source de tension périodique est un oscillateur à quartz, comme dans le cas envisagé ici.
Cette capacité de charge que représente l'un ou l'autre des condensateurs Cl ou C3 peut être incluse dans un circuit accordé à la fréquence propre du quartz, ce qui permettrait de récupérer l'énergie potentielle de la charge de ces condensateurs.