Schaltungsanordnung zur Multiplikation zweier Grosse, insbesondere von Strom und Spannung zur Wirkleistungsmessung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Multiplikation zweier Grosse, insbesondere von Strom und Spannung zur Wirkleistungsmessung, mit mindestens einem Analog-Digitalwandler, der eine Impulsfolge mit einem der einen Multiplikationsgrösse proportionalen Produkt aus Impulsfrequenz und Impulsbreite abgibt, und mit einer Koinzidenzschaltung zur Feststellung der Koinzidenz der Impulsfoge und mindestens einer weiteren, von der anderen Multiplika tionsgrösse abhängigen Impulsfolge.
Eine bekannte Schaltungsanordnung zur Multiplikation zweier Grössen besitzt zwei Analog-Digitalwandler, welche je eine Impulsfolge mit einem der einen Multiplikationsgrösse proportionalen Produkt aus Impulsfrequenz und Impulsbreite abgeben. Die beiden Impulsfolgen und eine Abtastimpulsfolge mit konstanter Frequenz und vergleichsweise sehr kleiner Impulsbreite werden mit einer Koinzidenzschaltungz. B. mit einem Und-Tor-miteinander verglichen. Die Anzahl der innerhalb einer Betrachtungsperiode aufgetretenen Koinzidenzen ist ein Mass für das Produkt der beiden Multiplikationsgrössen.
Bei einer anderen bekannten Schaltungsanordnung werden einer Koinzidenzschaltung eine erste Impulsfolge mit einem der ersten Multiplikationsgrösse proportionalen Produkt aus Impulsfrequenz und Impulsbreite sowie eine zweite Impulsfolge mit einer der zweiten Multiplikationsgrösse proportionalen Impulsfrequenz und vergleichsweise sehr kleiner Impulsbreite zugeführt. Die Anzahl der Koinzidenzen ist wiederum eine Nfass für das Produkt der Nfultiplikationsgrössen.
Die an den bzw. die Analog-Digitalwandler ge stellte Forderung, eine lmpulsfolge mit einem der Ein gangsgrösse proportionalen Produkt aus Impulsequenz und Impulsbreite zu bilden, konnte bisher nur bei entsprechend grossem technischem Aufwand mit befriedigender Genauigkeit erfüllt werden.
Bekannt ist, entweder die Impulsfrequenz oder die Impulsbreite einer Impu ! sfo) ge in Abhängigkeit von der Eingangsgrösse zu modulieren und die andere Grosse, Impulsbreite oder Impulsfrequenz, konstant zu halten. Durch Einflüsse der Umgebungstemperatur oder der Alterung der Komponenten bedingte Abweichungen der konstant gewählten Grösse vom Sollwert wirken sich dabei unmittelbar auf das Messresultat aus.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache Schaltungsanordnung zur Präzisions-Multiplikation zweier Grössen zu schaffen, bei welcher der bzw. die Analog-Digitalwandler eine Impulsfolge mit einem der Eingangsgrösse proportionalen Produkt aus Impulsfrequenz und Impulsbreite unmittelbar erzeugen, und nicht auf dem Umweg über eine genau konstante Impulsbreite oder Impulsfrequenz.
Es wurde nun gefunden, dass diese Aufgabe durch den sinnvollen Einsatz von bekannten eiektronischen Grundschaltungen auf äusserst einfache Weise gelöst werden kann.
Die Erfindung ist demgemäss dadurch gekennzeich- net, dass der Analog-Digitalwandler einen Miller-Integrator, einen Schwellenschalter und einen aus einem Zeitglied und einem Stromgenerator bestehenden Ladungsmengenkompensator aufweist, und dass der Ausgang des Zeitgliedes unmittelbar an einen Eingang der Koinzidenzschaltung angeschlossen ist, derart, dass die Genauigkeit der Multiplikation durch Toleranzen in der Zeitkonstante des Zeitgliedes nicht beeinflusst wird.
Nachfolgend werden einige Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläu- tert.
Es zeigen :
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Nfultiplikation zweier Gleichstromgrossen,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines Analog-Digital- wandlers und
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Multiptikation zweier Wechselstromgrössen.
In der Fig. 1 bedeuten 1 und 2 zwei gleiche Ana log-Digitalwandler, welche einen aus einem Opera tionsverstärker 3 und einem Gegenkopplungskondensa- tor 4 bestehenden Miller-Integrator 5 aufweisen. Der Ausgang 6 des Miller-Integrators 5 ist über einen Schwellenschalter 7 an den Eingang 8 eines als monostabiler Multivibrator ausgebildeten Zeitgliedes 9 angeschlossen, dessen Ausgang 10 einerseits einen Stromgenerator 11 steuert und andererseits mit einem Eingang 12 bzw. 13 einer Koinzidenzschaltung 14 unmittelbar verbunden ist.
Der Stromgenerator 11 ist an den Summenpunkt 15 des Operationsverstärkers 3 angeschlossen und bildet zusammen mit dem monostabilen Mutlivibrator 9 einen Ladungsmengenkompensator 16. Dem Summenpunkt 15 ist ferner ein Eingangsstrom Il bzw. I2 zugeführt, welcher z. B. ein Abbild des Stromes bzw. der Spannung eines elektrischen Verbrauchers sein kann.
Ein Abtastoszillator 17, welcher eine Abtastimpulsfolge mit konstanter Impulsfrequenz f"und sehr kleiner Impulsbreite liefert, ist an einen Eingang 18 der Koinzidenzschaltung 14 angeschlossen, deren Ausgang 19 mit einem Impulszähler 20 verbunden ist.
Die Arbeitsweise der Analog-Digitalwandler 1 und 2 kann als bekannt vorausgesetzt werden. Der Eingangsstrom I, bzw. I ; ; lädt den Kondensator 4 auf.
Sobald die Kondensatorspannung den Schwellwert des Schwellenschalters 7 erreicht, spricht dieser an und triggert den monostabilen Multivibrator 9. Der Multivibrator 9 gibt einen Impuls mit der Impulsbreite T. ab.
Während der Dauer dieses Impulses entzieht der Stromgenerator 11 dem Summenpunkt 15 einen konstanten Strom IoX wodurch die Ladung des Kondensators 4 um den Betrag I"To abgebaut wird. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch.
Für die Frequenz f, bzw. 2 der vom monostabilen Mutlivibrator 9 des Analog-Digitalwandlers 1 bzw. 2 abgegebenen Impulsfolge gilt die bekannte Beziehung ."
Il 12 f1=Iot.Tot $2=Io2.To2 wobei die Indizes 1 und 2 auf den entsprechenden Analog-Digitalwandler hinweisen.
Am Ausgang 19 der Koinzidenzschaltung 14 erscheinen statistisch verteilte Impulse, für deren mittlere Frequenz f die bekannte Gleichung f=. fr-f. gilt, worin 4, die Impulsbreite der Impulse am Eingang 12 und b, die Impulsbreite der Impulse am Eingang 13 bedeutet.
Weil die von den Analog-Digitalwandlern 1 und 2 erzeugten Impulsfolgen der Koinzidenzschaltung 14 unmittelbar zugeführt sind, ist 8, = T", und 82 = Tory.
Somit ergibt sich die Beziehung ¯ Il I2 f=-.-.fs.
I"Io2
Die mittlere Ausgangsfrequenz f ist also dem Produkt I, I proportional und von der Impulsbreite T" des monostabilen Multivibrators 9 unabhängig. Das bedeutet aber, dass an die Genauigkeit der Impulsbreite To bzw. der Zeitkonstante des monostabilen Nlultivibrators keine besonderen Anforderungen gestellt sind. Durch Einflüsse der Alterung oder der Umgebungstemperatur verursachte Abweichungen der Impulsbreite T. von z. B. 20 lao vom Sollwert sind auch bei Präzisionsmessungen ohne weiteres zulässig.
In der Fig. 2 ist ein Prinzipschaltbild eines Analog Digitalwandlers 21 dargestellt, welcher sich von demjenigen nach der Fig. 1 nur dadurch unterscheidet, dass das Zeitglied durch einen Flip-Flop 22 und einen Impulsgenerator 23 gebildet ist. Ein Triggereingang 24 des Flip-Flops 22 ist an den Impulsgenerator 23 und ein Vorbereitungseingang 25 an den Schwellenschalter 7 angeschlossen. Ein Ausgang 26 des Flip-Flops 22 bildet den Ausgang des Zeitgliedes.
Der beschriebene Analog-Digitalwandler 21 arbei- tet wie folgt : Der Eingangsstrom I, wird im Kondensator 4 integriert. Bei kleiner Kondensatorspannung befindet sich der Schwellenschalter 7 im nicht angespro- chenen Zustand, und am Vorbereitungseingang 25 liegt ein Sperrsignal, welches den Flip-Flop 22 daran hindert, auf die vom Impulsgenerator 23 abgegebenen Impulse mit der Frequenz f. bzw. der Periodendauer
1
To- fo anzusprechen. Der Flip-Flop 22 wird beim Ansprechen des Schwellenschalters 7 freigegeben und kippt beim nächsten vom Impulsgenerator 23 abgegebenen Impuls um.
Der Stromgenerator 11 wird eingeschaltet und entzieht dem Kondensator 4 einen konstanten Strom I". Beim nachfolgenden am Triogerein- gang 24 erscheinenden Impuls kippt der Flip-Flop 22 in den ursprünglichen Zustand zurück, da der Schwel lenschalter 7 infolge der Entladung des Kondensators 4 inzwischen ebenfalls zurückgekippt ist. Der Stromgenerator 11 wird wieder ausgeschaltet und der Vorgang beginnt von neuem.
In der Fig. 3 bedeutet 27 einen Analog-Digital- wandler, der sich von demjenigen nach der Fig. 2 dadurch unterscheidet, dass ein weiterer Schwellenschalter 7a und ein weiterer Ladungsmengenkompensa- tor 16a angeordnet ist. Die Flip-Flop 22 und 22a werden vom gleichen Impulsgenerator 23 getriggert. Die Teile 7 und 16 arbeiten bei positivem Eingangsstrom I, und die Teile 7a und 16a bei negativem Eingangsstrom. Der Kompensationsstrom L, des Ladungsmen- genkompensators 16 ist positiv, derjenige des Ladungs mengenkompensators 16a negativ. Dioden 28 und 28a verhindern eine gegenseitige Beeinflussung der Stromgeneratoren 11 und 11 a.
Die Ausgangssignale der Flip-Flop 22 und 22a sind iiber ein Oder-Tor 29 an einen Eingang 30 einer Koinzidenzschaltung 31 geführt, deren Ausgang 32 mit einem Impulszähler 33 verbunden ist.
Die Eingangsgrösse I2 wird von einem nicht näher dargestellten Strom-Frequenzwandler 34 in eine Impulsfolge mit der Impulsfrequenz f2 und mit gegen über der Impulsbreite To sehr kleine Impulsbreite umgewandelt. Diese Impulsfolge ist einem Eingang 35 der Koinzidenzschaltung 31 zugeführt.
Der Impulszähler 33 besitzt einen an eine nicht gezeichnete Logikschaltung angeschlossenen Befehlsein- gang 36 zur Steuerung der Zählrichtung in Abhängig- keit vom Vorzeichen des Produktes I, I2.
Am Ausgang 32 der Koinzidenzschaltung 31 erscheinen statistisch verteilte Impulse, deren mittlere Frequenz f die bekannte Gleichung 1--fi-f, erfüllt. Mit
1 öi T.- fo und 2 = k I2 (k = Konstante) folgt -il f= =--k I,- ¯ Io
Die Ausgangsfrequenz f ist also auch bei dieser Ausführungsvariante unabhängig von der Impulsbreite To.
Abwandlungen der hier mitgeteilten technischen Gegebenheiten sind in weiten Grenzen möglich. So können zum Beispiel auch die Analog-Digitalwandler 1 und 2 in analoger Weise wie der Wandler 27 mit einem weiteren Ladungsmengenkompensator ausgerü- stet werden, der bei negativer Multiplikationsgrösse arbeitet. Ferner können beispielsweise an die Eingänge 12 und 13 der Koinzidenzschaltung 14 (Fig. 1) je ein Analog-Digitalwandler 27 (Fig. 3) angeschlossen werden.
Circuit arrangement for the multiplication of two quantities, in particular current and voltage for real power measurement
The invention relates to a circuit arrangement for the multiplication of two quantities, in particular of current and voltage for real power measurement, with at least one analog-digital converter, which emits a pulse train with a product of pulse frequency and pulse width proportional to one of the multiplication quantities, and with a coincidence circuit for determining the coincidence of the Pulse sequence and at least one further pulse sequence dependent on the other multiplication variable.
A known circuit arrangement for the multiplication of two quantities has two analog-digital converters which each emit a pulse train with a product of the pulse frequency and the pulse width proportional to the one multiplication quantity. The two pulse trains and a sampling pulse train with a constant frequency and a comparatively very small pulse width are generated with a coincidence circuit. B. with an AND gate compared to each other. The number of coincidences that occurred within an observation period is a measure of the product of the two multiplication quantities.
In another known circuit arrangement, a first pulse train with a product of pulse frequency and pulse width proportional to the first multiplication variable and a second pulse train with a pulse frequency proportional to the second multiplication variable and a comparatively very small pulse width are fed to a coincidence circuit. The number of coincidences is in turn a barrel for the product of the multiplication quantities.
The requirement placed on the analog-digital converter (s) to form a pulse train with a product of the pulse sequence and pulse width proportional to the input variable has so far only been able to be met with satisfactory accuracy with a correspondingly large amount of technical effort.
It is known either the pulse frequency or the pulse width of a pulse! sfo) ge depending on the input variable and to keep the other variable, pulse width or pulse frequency, constant. Deviations of the constant selected variable from the target value due to the influences of the ambient temperature or the aging of the components have a direct effect on the measurement result.
The invention is based on the object of creating a simple circuit arrangement for the precision multiplication of two quantities, in which the analog-to-digital converter (s) generate a pulse train with a product of pulse frequency and pulse width proportional to the input quantity directly, and not indirectly via a exactly constant pulse width or pulse frequency.
It has now been found that this object can be achieved in an extremely simple manner through the sensible use of known electronic basic circuits.
The invention is accordingly characterized in that the analog-digital converter has a Miller integrator, a threshold switch and a charge quantity compensator consisting of a timing element and a current generator, and in that the output of the timing element is connected directly to an input of the coincidence circuit, in such a way that that the accuracy of the multiplication is not influenced by tolerances in the time constant of the timing element.
Some exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings.
Show it :
1 shows a circuit arrangement for the multiplication of two direct current quantities,
2 shows a basic circuit diagram of an analog-digital converter and
3 shows a circuit arrangement for multiplying two alternating current quantities.
In FIG. 1, 1 and 2 denote two identical analog-digital converters, which have a Miller integrator 5 consisting of an operation amplifier 3 and a negative feedback capacitor 4. The output 6 of the Miller integrator 5 is connected via a threshold switch 7 to the input 8 of a monostable multivibrator timing element 9, the output 10 of which controls a current generator 11 on the one hand and is directly connected to an input 12 or 13 of a coincidence circuit 14 on the other.
The current generator 11 is connected to the summation point 15 of the operational amplifier 3 and, together with the monostable mutlivibrator 9, forms a charge quantity compensator 16. The summation point 15 is also supplied with an input current I1 or I2, which z. B. can be an image of the current or the voltage of an electrical consumer.
A sampling oscillator 17, which supplies a sampling pulse sequence with a constant pulse frequency f ″ and a very small pulse width, is connected to an input 18 of the coincidence circuit 14, the output 19 of which is connected to a pulse counter 20.
The operation of the analog-to-digital converters 1 and 2 can be assumed to be known. The input current I, or I; ; charges the capacitor 4.
As soon as the capacitor voltage reaches the threshold value of the threshold switch 7, this responds and triggers the monostable multivibrator 9. The multivibrator 9 emits a pulse with the pulse width T.
During the duration of this pulse, the current generator 11 draws a constant current IoX from the summation point 15, whereby the charge on the capacitor 4 is reduced by the amount I "To. This process is repeated periodically.
For the frequency f or 2 of the pulse train emitted by the monostable multi-vibrator 9 of the analog-digital converter 1 or 2, the known relationship applies. "
Il 12 f1 = Iot.Tot $ 2 = Io2.To2 where the indices 1 and 2 indicate the corresponding analog-digital converter.
At the output 19 of the coincidence circuit 14, statistically distributed pulses appear, for the mean frequency f of which the known equation f =. fr-f. applies, where 4, the pulse width of the pulses at input 12 and b, the pulse width of the pulses at input 13 means.
Because the pulse trains generated by the analog / digital converters 1 and 2 are fed directly to the coincidence circuit 14, 8 = T ", and 82 = Tory.
This gives the relationship ¯ Il I2 f = -.-. Fs.
I "Io2
The mean output frequency f is therefore proportional to the product I, I and is independent of the pulse width T ″ of the monostable multivibrator 9. However, this means that no special requirements are placed on the accuracy of the pulse width To or the time constant of the monostable multivibrator Deviations in the pulse width T. of e.g. 20 lao from the nominal value caused by aging or the ambient temperature are also readily permissible for precision measurements.
FIG. 2 shows a basic circuit diagram of an analog / digital converter 21 which differs from that according to FIG. 1 only in that the timing element is formed by a flip-flop 22 and a pulse generator 23. A trigger input 24 of the flip-flop 22 is connected to the pulse generator 23 and a preparation input 25 is connected to the threshold switch 7. An output 26 of the flip-flop 22 forms the output of the timer.
The analog-digital converter 21 described works as follows: The input current I i is integrated in the capacitor 4. If the capacitor voltage is low, the threshold switch 7 is in the unaddressed state, and there is a blocking signal at the preparation input 25 which prevents the flip-flop 22 from responding to the pulses emitted by the pulse generator 23 with the frequency f. or the period
1
To address To- fo. The flip-flop 22 is released when the threshold switch 7 responds and tips over at the next pulse emitted by the pulse generator 23.
The current generator 11 is switched on and draws a constant current I ″ from the capacitor 4. When the next pulse appears at the trio input 24, the flip-flop 22 switches back to its original state, since the threshold switch 7 has meanwhile also been discharged as a result of the capacitor 4 discharging The power generator 11 is switched off again and the process begins again.
In FIG. 3, 27 denotes an analog / digital converter which differs from that according to FIG. 2 in that a further threshold switch 7a and a further charge quantity compensator 16a are arranged. The flip-flops 22 and 22a are triggered by the same pulse generator 23. Parts 7 and 16 work with a positive input current I, and parts 7a and 16a with a negative input current. The compensation current L i of the charge quantity compensator 16 is positive, that of the charge quantity compensator 16a is negative. Diodes 28 and 28a prevent the current generators 11 and 11a from influencing one another.
The output signals of the flip-flops 22 and 22a are fed via an OR gate 29 to an input 30 of a coincidence circuit 31, the output 32 of which is connected to a pulse counter 33.
The input variable I2 is converted by a current-frequency converter 34 (not shown in more detail) into a pulse train with the pulse frequency f2 and with a very small pulse width compared to the pulse width To. This pulse sequence is fed to an input 35 of the coincidence circuit 31.
The pulse counter 33 has a command input 36 connected to a logic circuit (not shown) for controlling the counting direction as a function of the sign of the product I, I2.
At the output 32 of the coincidence circuit 31, statistically distributed pulses appear, the mean frequency f of which satisfies the known equation 1-fi-f. With
1 öi T.- fo and 2 = k I2 (k = constant) follows -il f = = - k I, - ¯ Io
The output frequency f is therefore also independent of the pulse width To in this embodiment variant.
Modifications of the technical conditions communicated here are possible within wide limits. Thus, for example, the analog-digital converters 1 and 2 can also be equipped in an analog manner to the converter 27 with a further charge quantity compensator which works with a negative multiplication variable. Furthermore, an analog-digital converter 27 (FIG. 3) can be connected to each of the inputs 12 and 13 of the coincidence circuit 14 (FIG. 1).