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Elektrische Regelschaltung für eine induktive Last Die vorliegende Erfindung bet:ifft eine elektrische Regelschaltung für eine induktive Last, insbesondere für einen Elektromotor, mit einem von einem Zünd- kreis gesteuerten Phasenanschnitt-Stcllglied.
Es sind .erschiedene Phasenanschnitt-Steuerschal- tungen dieser Art bekannt, und zwar insbesondere zur Drehzahleinstellung von elektrischen Kleinmotoren. vor allem soc. Universalmotoren für Klein,-,eräte, wie Handbohrmaschinen, Küchen- oder andere Haushalt- =eriite. Vielfach handelt es sich lediglich um Steueran- ,)rdnungen. wobei ein bestimmter @Dr:lizahlwert am Zündkreis ein;estellt werden kann.
In diesem Zusam- riienhang ist es bekannt. durch Ausnützung der von der Drehzahl abhängigen Geg;,n-EV1K des Motors auch eine gewisse Drehzahlstabilisierung bei mechanischen Belastungsschwankungen herbeizuführen, wobei die Wirksamkeit dieser INfassnahrne allerdinLs ziemlich beschränkt ist.
Eigentliche Drehzahlre\@elun,.?en werden unter Verwendung eines mit dem Vlotoi- verbundenen Tachogenerators für die Gew innen; des Istwertes gebildete Bei beiden genannten Anordnun-en ist nacheilig. dass sie ziemlich träge arbeiten, da sich beim Stabilisierunes- bzw. Regelvorgang die mechanische Zeitkonstante des Motors (Trä,-,heit-des Rotors und der in; chanischen Belastun,-,) bemerkbar macht. Ausserdem sind impulsgesteuerte Gleichstromantriebe bekannt, "welche allerdings einen relativ grossen schaltungstechnischen Aufwand erfordern.
Bei allen bekannten Regelanordnungen dieser Art besteht die Schwierigkeit, dass .lie Funktionsweise im Bereich niedriger Drehzahlen, bezogen auf die Nenndrehzahl) unbefriedigend ist, in- ,lern dann die Speisung des Motors stossweise erfolgt jeweils nach mehreren@Wechselstromperioden), was zu unruhigem Lauf und starkem Bürstenfeuer führt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaf- .\'ung einer Regelschaltung, bei der die erwähnten Unzulänglichkeiten vermieden sind und die bei relativ ge-
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ringem Aufwand eine einwandfreie Regelung in einem grossen Bereich ermöglicht. insbesondere auch einen ruhigen Motorlauf bei- niedrigen Drehzahlen und bei wechselndem Bel:istunL,s-Drülimometit.
Erfindungsgemäss yixt eine elektrische Regelschaltung der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der L;i,;t und dein Zündkris ein Rückführpfad besteht, Tiber welch:n der Zündzeitpunkt für das Stellglied in jeder Spei:,apannungs-Halbwelle von dem bel:istuti,'sabli:in=i@Teii lntcrtall zwischen dein Nulldurchgang der Spannung und d-ni Stroninulldurchgang @;cgen EnCie des @Strcinileitititervalls beeinflussbar ist. Damit wird insbesondere ein sehr schnelles Ansprechen der Regelung erzielt, indem eine auftretende Störgrösse, die während ,:incin bestimmu--ii Stronileitintervall auftritt, sich in der Regelung bereits w;ihrend der nachfolgenden Halbwelle d::r @pe@se,ve;;tse@spatinung auswirkt.
Nachstehend wird die Erfindum- ;inhand %un Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit der Zeichnung näher beschrieben.
Fig.l zeigt das Schema einer Regelschaltung für einen elektrischen Univena lmotor, wobei als Phasenanschnitt-Stellglied ein in liiclen Stronirichtu:i,e:i steLierbares Halbleiter-Ventil verwendet wird IFunkentstörmittel sind nicht darg;st@llt): Fig.2 ist ein @eitdia_@ramm zur Ei-I;iuterun,-, der Wirkungsweise, und Fig. 3 zeigt eine Variante der Regelschaltung nach Fig. 1.
Die Fig. 1 zei@,2t eine Rc2Isclialtung für einen soR. Universal-Reihenschlussmotor, dessen Feldwicklungen 11 und 12 zum Anker 10 in Serie geschaltet sind. Zwecks Phasenanschnittsteu: run, liegt -der Universalmotor in Serie mit einem in beiden Siromrichtum-,en steuerbaren Halbleiterventil 1=1 (so(". Wechselstromsteller), nachstehend mit der Handelsbezeichnung
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benannt. am Wechselstrom-Speisenetz. Parallel zum Trias 14 liegt die Serieschaltung eines Einstellwiderstands R1 mit einem Kondensator C1. Der Kondensator C1 ist mit einem Widerstand R'_' in Serie mit einem Kondensator C2 überbrückt.
Von der Verbindungsstelle zwischen R2 und C2 führt eine sog. Triggerdiode T (Dreischichtdiode mit Kippeigenschaften, Diaei) zur Steuerelektrode 1 #, des Trias 14. Die Schaltelemente R1, Cl. R2, C2 und T bilden einen an sich bekannten Zündkreis für den Trias 14, um dessen Steuerelektrode 15 auf die Halbwellen der Speisewechselspannung synchronisierte Zündimpulse zuzuleiten.
Während jeder Halbwelle wird zunächst der Kondensator C1 über R1 aufecladen, bis die Kondensatorspannung die Höhe der für die Trisserdiode T charakteristischen Durchbruchspannung erreicht. worauf sich der Kondensator sehr rasch über die Triss;:rdiode T und die Steuerelektrode 15 cntl < idt, wodurch der Trias 14 eezündet wird.
Die Elemente R? und C2 dienen in an sich bekannter Weise zur \'crminderune des HN-stereseeffektes bei der Rege- lunc des Motors. Grundsätzlich ist die Aufladege- schw-indiL,kcit von C1, d. h. die Dauer des Zeitabschnit- tcs jeder Halbperiode. bis die Zündspannung erreicht ist und der Trias 14 leitend wird, von der Einstellung des Widerstandes R1 abliänsls. An diesem lässt sich somit ein bestimmter Sollwert für die Motordrehzahl einstellen.
In der dar-cstellten IZeLelschaltun2 besteht nun zwischen dein Motor. \\clclicr die zu regelnde Last darstellt, und dem Zündkreis ein Rückführpfad, welcher beim Beispiel nach Fig. I wie folgt ausgeführt ist:
Die Pri- mär\@icklung 16 eines Transformators ist zum Motor parallel geschaltet. Von der Sekundärwicklung 17 des erwähnten Transformators ist die eine Ausgangsleitung mit der einen Seite des Kondensators C1 direkt verbunden. während die andere Ausgangsleitung über die Serie#Ajderstä nde R3 und R4 an die andere Seite des Kondensators C1 an@._csclilossen ist. Der Widerstand R4 ist als Einstellwiderstand ausgeführt, an welchem sich das Austnasder Rückführung von der Motorseite auf den Zündkreis einstellen lässt.
Vorzugsweise ist ein spannuns"abh < ingi-er Widerstand RS (VDR) vorgesehen. \Selcher den Höchstuert der Spannung eingangsseitig am Einstelhviderstand R4 b:srenzt.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung -.ach Fig. 1 soll die Fig. ? betrachtet werden. Diese zeigt das Spannung:- und Strom-Z,itdiaeramm während etwa einer Periode der Speisespannung. Der Verlauf der Netz- wechselsliannunL, ist gestrichelt und eingetragen und mit u bezeichnet. Nach Massgabe der Steuerung des Trias 14 wechseln Sperrintervalle a mit Leitfähigkeits- intervallen b ab.
Jeweils während dem Sperrintervall a ist der Trias 14 nichtleitend und es liegt praktisch die ganze Netzspannung an diet:eni und damit auch am Zündkreis. Je cils w'ihrend dem Leitfähigkeitsintervall b ist der Trias 14 leitend. und die Netzspannung liegt prakti#ch am Motor. In jeder Halbperiode beginnt das Leitfähigkeitsintervall b zum Zündzeitpunkt z, wenn der iri;tc 14 in den leitenden Zustand kippt. Es beginnt nun ein Belastungsstrom etwa mit dem Verlauf i ztt fliessen.
Zufolge der durch den Motor gebildeten, induktiven Last eilt nach Massgabe des (variablen) Verhältnisses zwischen Wirk- und Blindlastanteil der Strom der Spannung nach. "c> dass der nächste Stromnull- dem Nulldurchgang der Span- nun;@ um ui 77 n;:n Plursenwinkel ;- verschoben ist. Mit dem Nulldurchgang des Stromes endet das Leitfähigkcitsin- tervall b, indem dadurch der Trias 14 wieder in den Sperrzustand kippt.
Damit erscheint die Spannung erneut am Zündkreis und der Kondensator Cl wird aufgeladen, bis, wie oben erwähnt, die Durchbruchspannun- der Triggerdiode T erreicht ist und sich der Kondensator C1 über den Trias zur BildunL, des neuen Zündimpulses entlädt.
Die erwähnte Phasenverschiebung bei induktiver Belastung hat bekanntlich zur Folge. dass der Trias 14, wenn er beim Stroninulldurchgang in den Sperrzustand zurück-kippt. sofort einen bestimmten Spannungswert übernehmen muss. auf den die Netzspannung in der neuen Halbperiode bereits angestiegen ist. Dieser Unistand wird im allgemeinen als nachteilig empfunden und erfordert in der Regel beim Betrieb mit induktiven Lasten eine Cberb:ückuns des Trias mit einem RC- Parallelz\eig (in Fis. 1 gestrichelt eingezeichnet).
Gerade diese mit der Phasenverschiebung verknüpfte Erscheinuns wird nun in der vorliegenden Schaltun- mit Hilfe des eenannten Rückführpfades zwischen Last und Zündkreis in fol±,ender Weise aussewcrtet:
Es ist klar. dass ohne einen solchen Rückfülirzweis die Aufladung des Kondensators C1 jeweils erst am Anfani-, eines Sperrintervalls a beginnen würde. Cber den Rückführ- pfad erhält jedoch der Zündkreix, hzw. der Kondensator C1 jeweils bereits gegen Ende eines Leitfähigkeitsin- tervalls ein Rückführsignal entsprechend der Spannungs Zeit-Fläche A in Fi-. ?, so dass der Kondensator bereits eine Teilladun- aufweist. denn bei Beginn de:
Sperrzustandes des Trias 14 ein Ladestrom über den Ladewiderstand R 1 ztt fliessen besinnt. Dies bewirkt. dass der Zündpunkt in der nächsten Halbwelle nach Massabe der erwähnten Vorausladung A entsprechend früher erreicht wird.
Indem die Fläche A bzw. der Phasenwinkel "; mit zunehmender Belastung des Motors ansteigt. wird in diesem Fall das Leitfähigkeitsintervall gegenüber dem Sperrintervall bereits während der nachfolgenden Halbwelle vergrössert. wodurch der Motor eine grössere Leistung aufnimmt und im Sinne einer Konstanthaltung der Drehzahl der Störgrösse entoeLen- wirkt. Das Ausmass dieser Rückwirkung auf den Zünd- kreis hängt natürlich von der Dinicnsionieruns des Rückführpfades
ab und kann gegebenenfalls einstellbar sein. beispiels\@eise mit Hilfe des Eiristelh@ider- standes R4. welcher somit erlaubt. einen bestimmten Solhvert des Drehmomentes einzustellen.
Die Fie. 3 zeigt eine in _evisscr Hinsicht gegenüber Fig. I vereinfachte Variante der Re-elschaltun;(. Der Zündkreis ist im wesentlichen gleich ausgebildet. und die entsprechenden Schaltelemente sind gleich bezeichnet wie in Fis. 1. Hingegen sind die Teile des ?Motors und der Trias 14 in nachstehender Reilienfolse zwischen den Speiseklemmen in Serie geschaltet: Erste Hälfte 11 der Feldwicklung. Tri:ic 14.
Anker 10. zweite Hälfte 12 der Feldwicklung. Diese Gruppierung ermöglicht in an sich bekannter Weise die \'erwenduns der Feldwicklungen 11 und I? in Verbindung mit einem die Speiseklemmen überbrückenden Kondensator C3 als Oberwellensperte (Rundfunkentstörung). Im Rückführpfad zwischen Motor und Zündkreis bildet die eine Hälfte 11 der Feldwicklung direkt die Priniiin@,icklung eines Transformators. Die Sekuridär%@-icklune 17' ist direkt zum Kondensator Cl par:alel < geschalte:. indem hier auf besondere Einstellmöglichkeiten in der Rückführune verzichtet worden ist.
Dieser Aufbau der Re-
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gelschalttin,-, ist besonders für den Einbau bereits bei Hcrstellun; des Motors gedacht, indem die Sekundärtvicklunu, 17' mit vier Feldwicklunu# zu kombinieren ist.
Für den einfachen .-#,ufbau und die gute Wirksamkeit der Regelschaltung ist von Bedeutung, dass die Kondensator-Vorausladting (Fläche A) mit dem Winkel @; (Fig. 2) im mass@eebendcn Bereich näherungsweise linear zu,ammenhängt.
Die beschriebene Regelschaltung einet sich selbstverständlich auch für andersartige induktive Lasten, sofern der erforderliche Zusammenhang zwischen Belastung und Stromnacheilung gegeben ist. Als Phasenanschnitt-Stellelieder können auch anderweitige, an sich bekannte \@7'echselstromsteller Venvendun; finden. Für den Zündkreis sind ebenfalls manni,#faltioe Varianten möglich, insbesondere auch die Anwendung anderer Kippelemente anstelle der Trig;erdiode T. Auch der Rückführpfad kann in vor schicdener Weise abgewandelt werden, vor allem können zur Erzielung eines bestimmten Regelverhaltens besondere Verzögerungs- und/ oder Dämpfung sglicder einuefügt werden.
Die beschriebene Re:_:Ischaltun@@ lässt sich mit Vorteil bei den verschiedensten Anwendungen von Kleinmotoren einsetzen, jedoch auch zur Regelung #:on Triebwerkmotoren sowie beispielsweise Motoren für Hebezett,;e oder Förderanlauen. Ihr besonderer Vorteil besteht darin. dass auch kleine Drehzahlen unt:r Last einvcandfrei regelbar sind. wobei auch bei plötzlichem \@'cgfall der Belastung der Drehzahl k(#:istant bleibt. AllQemein e-gibt sich ei:ie @chr kurze Ansprechzeit auf BelatLingsiinderungen bei rtihigeni, schonendem Betrieb dank @'ollwellenre@@elun@T.
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Electrical control circuit for an inductive load The present invention relates to an electrical control circuit for an inductive load, in particular for an electric motor, with a phase control element controlled by an ignition circuit.
Various phase-angle control circuits of this type are known, in particular for setting the speed of small electric motors. especially soc. Universal motors for small devices, such as hand drills, kitchen or other household appliances. In many cases it is only a matter of tax claims. whereby a certain @Dr: lizahlwert can be set on the ignition circuit.
In this connection it is known. to bring about a certain stabilization of the speed in the event of mechanical load fluctuations by utilizing the speed-dependent ratio, n-EV1K of the motor, the effectiveness of these factors being rather limited.
Actual speed rules are generated using a tacho generator connected to the Vlotoi for the gains; the actual value formed in both of the above-mentioned arrangements is disadvantageous. that they work rather sluggishly, since the mechanical time constant of the motor (Trä, -, heit-of the rotor and the mechanical load, -,) becomes noticeable during the stabilization or control process. Pulse-controlled direct current drives are also known, "which, however, require a relatively large amount of circuitry.
With all known control arrangements of this type, there is the problem that the mode of operation in the range of low speeds, based on the nominal speed) is unsatisfactory, the motor is then fed in bursts after several @ alternating current periods), which leads to uneven running and strong brush fire.
The object of the present invention is to create a control circuit in which the above-mentioned inadequacies are avoided and which, with relatively low
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allows perfect regulation in a large area with little effort. In particular, the engine runs smoothly at low speeds and when the air is changing. istunL, s-Drülimometit.
According to the invention, an electrical control circuit of the type mentioned at the outset is characterized in that there is a feedback path between the L; i,; t and the ignition crisis, via which: n the ignition time for the actuator in each memory:, voltage half-wave from the bel: istuti , 'sabli: in = i @ Teii lntcrtall between the zero crossing of the voltage and d-ni Stronine zero crossing @; cgen EnCie of the @Strcinileitititervalls can be influenced. In particular, a very fast response of the control is achieved in that a disturbance variable that occurs during the: incin determu - ii Stronileitintervall is already in the control during the following half-wave d :: r @ pe @ se, ve; ; tse @ spatinung affects.
The invention is described in more detail below with reference to an exemplary embodiment in conjunction with the drawing.
Fig.l shows the scheme of a control circuit for an electric universal motor, with a in liiclen Stronirichtu: i, e: i controllable semiconductor valve is used as a phase control element (radio interference suppression means are not shown; st @ llt): Fig. 2 is a @ eitdia_ @ ramm zur Ei-I; iuterun, -, the mode of operation, and FIG. 3 shows a variant of the control circuit according to FIG. 1.
Fig. 1 shows a circuit for a soR. Universal series motor, the field windings 11 and 12 of which are connected in series to the armature 10. For the purpose of phase angle control: run, the universal motor is in series with a semiconductor valve 1 = 1 which can be controlled in both Siromrichtum-, en (see above (". AC power controller), hereinafter with the trade name
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named. on the AC supply network. The series connection of a setting resistor R1 with a capacitor C1 is parallel to the trias 14. The capacitor C1 is bridged with a resistor R'_ 'in series with a capacitor C2.
A so-called trigger diode T (three-layer diode with tilting properties, Diaei) leads from the junction between R2 and C2 to the control electrode 1 #, the triad 14. The switching elements R1, Cl. R2, C2 and T form an ignition circuit known per se for the triad 14 in order to feed its control electrode 15 to ignition pulses synchronized with the half-waves of the alternating supply voltage.
During each half cycle, the capacitor C1 is initially charged via R1 until the capacitor voltage reaches the level of the breakdown voltage characteristic of the Trisser diode T. whereupon the capacitor is very quickly via the tri-diode T and the control electrode 15 cntl <idt, whereby the tri-phase 14 is ignited.
The elements R? and C2 serve in a manner known per se to reduce the HN steresis effect in regulating the motor. Basically, the charging speed is indiL, kcit of C1, i. H. the duration of the time segment of each half period. until the ignition voltage is reached and the trias 14 becomes conductive, from the setting of the resistor R1 abliänsls. A specific setpoint value for the engine speed can thus be set on this.
In the IZeLelschaltun2 shown there is now between your motor. \\ clclicr represents the load to be controlled, and the ignition circuit has a feedback path, which in the example according to Fig. I is designed as follows:
The primary winding 16 of a transformer is connected in parallel to the motor. From the secondary winding 17 of the transformer mentioned, one output line is directly connected to one side of the capacitor C1. while the other output line is connected via the series # Ajderstä nde R3 and R4 to the other side of the capacitor C1 at @ ._ cscli. The resistor R4 is designed as a setting resistor, which can be used to set the output of the feedback from the engine side to the ignition circuit.
A voltage-dependent resistor RS (VDR) is preferably provided. \ Selcher limits the maximum voltage on the input side at the setting resistor R4.
To explain the mode of operation of the circuit according to FIG. 1, FIG. to be viewed as. This shows the voltage: - and current-Z, itdiaeramm during about one period of the supply voltage. The course of the network alternation line is dashed and entered and denoted by u. In accordance with the control of the triad 14, blocking intervals a alternate with conductivity intervals b.
During the blocking interval a, the triad 14 is non-conductive and practically the entire line voltage is applied to diet: eni and thus also to the ignition circuit. The triad 14 is conductive for each cils during the conductivity interval b. and the mains voltage is practically on the motor. In each half cycle, the conductivity interval b begins at the ignition time z, when the iri; tc 14 switches to the conductive state. A load current begins to flow roughly with the course i ztt.
As a result of the inductive load formed by the motor, the current lags the voltage in accordance with the (variable) ratio between the active and reactive load components. "c> that the next current zero - the zero crossing of the span - is now; @ shifted by ui 77 n;: n Plursenwinkel; -. The conductivity interval b ends with the zero crossing of the current, in which the triad 14 returns to the blocking state tilts.
The voltage appears again on the ignition circuit and the capacitor C1 is charged until, as mentioned above, the breakdown voltage of the trigger diode T is reached and the capacitor C1 discharges via the triad to the formation of the new ignition pulse.
As is known, the aforementioned phase shift in the case of inductive loading has the consequence. that the triad 14, when it flips back into the blocking state when the Stronine crosses zero. must immediately take on a certain voltage value. to which the grid voltage has already risen in the new half-period. This unsteadiness is generally felt to be disadvantageous and, when operating with inductive loads, usually requires a comparison of the triad with an RC parallel number (shown in dashed lines in FIG. 1).
It is precisely this phenomenon linked to the phase shift that is now evaluated in the following circuit with the aid of the aforementioned feedback path between load and ignition circuit:
It's clear. that without such a refill the charging of the capacitor C1 would only begin at the beginning of a blocking interval a. Via the return path, however, the ignition circle, ie. the capacitor C1 already sends a feedback signal towards the end of a conductivity interval corresponding to the voltage-time area A in FIG. ? so that the capacitor already has a partial charge. because at the beginning of:
In the blocking state of the triad 14, a charging current flows through the charging resistor R 1 ztt. This causes. that the ignition point in the next half-wave is reached correspondingly earlier in accordance with the aforementioned pre-charge A.
Since the area A or the phase angle increases as the load on the motor increases, the conductivity interval is increased in this case compared to the blocking interval during the subsequent half-wave, whereby the motor consumes greater power and, in the sense of keeping the speed constant, releases the disturbance variable The extent of this reaction on the ignition circuit naturally depends on the dimensioning of the return path
and can optionally be adjustable. for example \ @eise with the help of the Eiristelh @ ider- stand R4. which thus allows. to set a certain solhvert of the torque.
The Fie. 3 shows a variant of the Re-elschaltun, which is simplified in terms of FIG. I in terms of visualization; (. The ignition circuit is essentially designed in the same way. And the corresponding switching elements are identified in the same way as in FIG. 1 14 connected in series between the supply terminals in the following film: First half 11 of the field winding. Tri: ic 14.
Armature 10. second half 12 of the field winding. This grouping enables the field windings 11 and I? To be used in a manner known per se. in connection with a capacitor C3 bridging the supply terminals as a harmonic voltage (radio interference suppression). In the return path between the engine and the ignition circuit, one half 11 of the field winding directly forms the principle winding of a transformer. The secondary% @ - icklune 17 'is connected directly to the capacitor Cl par: alel <:. by doing without special setting options in the return rune.
This structure of the re-
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gelschalttin, -, is especially for the installation already at Hcrstellun; of the motor by combining the secondary windlunu, 17 'with four Feldwicklunu #.
For the simple. (Fig. 2) in the mass @ eebendcn area to approximately linearly depends on.
The control circuit described is of course also used for other types of inductive loads, provided that the necessary relationship between load and current lag is given. Alternating current controllers known per se can also be used as phase control elements. Find. Various variants are also possible for the ignition circuit, in particular the use of other flip-flop elements instead of the trigger diode T. The feedback path can also be modified in a priori manner; in particular, special delay and / or delay times can be used to achieve a certain control behavior Attenuation can be inserted.
The Re: _: Ischaltun @@ described can be used with advantage in a wide variety of applications for small motors, but also for controlling #: on engine motors and, for example, motors for lifting chains,; e or conveyor attachments. Their particular advantage is that. that even small speeds below the load can be controlled without any candles. whereby even in the event of a sudden drop in the load on the speed k (#: remains constant. In general, there is a short response time to load reductions in rtihigeni, gentle operation thanks to @ 'ollwellenre @@ elun @ T.