Installation comprenant un moteur polyphasé à commutation électronique La présente invention concerne une installation com prenant un moteur polyphasé à commutation électro nique. La fig. 1 rappelle le schéma de principe de ce type de moteurs. Les bobinages R, S et T schématisent les trois phases du moteur ici du type triphasé. Les élé ments de commutation 'sont ici représentés par les 6 transistors 1 à 6. Ils sont distribués en deux groupes, l'un tourné vers le pôle négatif de la source d'alimenta tion (transistors 1 à 3) l'autre tourné vers le pôle positif de la source (transistors 4 à 6).
Un seul transistor de chaque groupe est, dans la règle, conducteur à la fois, ce qui conduit à un angle nominal de commutation de 1200 par séquence.
Le pilotage est la fonction propre à déterminer la fréquence, l'ordre de succession et l'angle électrique des commutations.
Un phénomène décrit dans le brevet No 465053 justi fie toutefois, dans certaines conditions, l'interruption prématurée des séquences de commutation individuelles. Il s'agit, nous le rappelons, de la possibilité de court- circuiter la tension induite dans les bobinages du moteur par les séquences de commutation lorsque ladite tension induite se trouve déphasée par un courant réactif élevé. En se référant à la fig. 1, il en serait ainsi lorsqu'au cours de la séquence de commutation du transistor 1, la tension induite dans la phase S deviendrait plus néga tive que la tension induite dans la phase R. Il se produi rait alors un court-circuit selon le chemin R, S, 19, 1.
Ce court-circuit pourrait endommager le transistor 1 si l'on n'interrompt pas sa séquence de commutation avant que le courant devienne trop élevé. De toute manière, il en résulterait une modulation souvent néfaste du couple.
L'objet de la présente invention est, en variante de celle du brevet No 465053, une installation comprenant un moteur à commutation électronique comportant un bobinage polyphasé alimenté à partir d'une source de courant continu et un circuit de commutation électroni- que du courant d'alimentation, caractérisée par le fait qu'elle comprend des moyens de mesure du courant de court-circuit dans le bobinage apparaissant lorsque la tension induite dans le bobinage est court-circuitée par une séquence de commutation,
un circuit d'interruption prématurée des séquences successives de commutation agencée de manière à interrompre prématurément et indi viduellement les séquences de commutation lorsque l'une de celles-ci engendre un courant de court-circuit dans le bobinage du moteur d'une intensité supérieure à un seuil déterminé, et des moyens pour appliquer le courant mesuré audit circuit d'interruption.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'invention.
La fig. 1 schématise un moteur triphasé et son circuit de commutation.
La fig. 2 schématise le circuit d'interruption sensible à un courant de court-circuit.
Le schéma de la fig. 1 met en évidence les trois pha ses R, S et T d'un moteur triphasé et le circuit de com mutation comprenant six transistors 1 à 6 dont on a dit qu'un seul de chaque groupe est conducteur à la fois. Les diodes 19 et 20 écrêtent les tensions de self- induction engendrées lors du brusque blocage d'un élé ment de commutation, évitant l'inversion de la tension sur les transistors de commutation, et referment le cou rant du court-circuit engendré dans les circonstances signalées plus haut.
Ce courant de court-circuit est mesuré, d'une part par les résistances 15 et 16, d'autre part par les résistances 17 et 18 selon que la séquence court-circuitante concerne l'un ou l'autre groupe de transistors (1 à 3 ou 4 à 6). La résistance 15 est traversée par les courants dits de restitution tandis que la résistance 16 est traversée par les courants dits de com mutation . Ces courants peuvent prendre naissance séparément mais ils sont simultanés dans le cas des court-circuits qui nous intéressent d'où l'intérêt de diviser en deux la résistance paramétrique de mesure du courant de court-circuit,
de manière à éliminer les effets individuels des courants de restitution et de commuta tion avec l'avantage de l'effet simultané engendré lors des courts-circuits.
La tension paramétrique engendrée par le courant de court-circuit à travers les résistances 15 et 16, respec tivement 17 et 18, sont transférées à leur niveau d'utilisa tion par un système de découpage à haute fréquence et transformateurs. Les transistors 10 et 11, excités par un courant pulsé à haute fréquence, commutent, à cet effet, la tension paramétrique dans les primaires de transfor mateurs 12 et 13 dont les secondaires sont représentés à la fig. 2.
L'alimentation du système de commutation est pré vue entre les points 8 et 9, en série avec un dispositif 7, qui est destiné à limiter le courant, par exemple, un disjoncteur ou un fusible.
Signalons encore que la commutation des transistors de puissance est ici prévue par transformateurs. Un pre mier transformateur triphasé commande les transistors du groupe 1 à 3 tandis qu'un second transformateur tri phasé commande les transistors du groupe 4 à 6. Les bobinages placés dans le circuit de base des transistors 1 à 6, constituent les secondaires desdits transformateurs triphasés, dont les primaires sont représentés à la fig. 2.
La fig. 2 est plus particulièrement relative au mode de pilotage et d'asservissement des transistors de commu tation. Le circuit représenté ne concerne que le groupe de transistors 1 à 3 de la fig. 1. Le circuit de pilotage du groupe de transistors 4 à 6 est identique.
Les transistors 21, 22 et 23 constituent les voies de commutation des primaires du transformateur dont les secondaires commandent respectivement les transistors 1, 2 et 3 de la fig. 1. La conduction du transistor 1 impli que celle du transistor 21 et corrélativement pour les transistors 2 et 3 respectivement 22 et 23.
Le blocage simultané des transistors 21 à 23 entraîne obligatoirement le blocage simultané des transistors 1 à 3, grâce à un système de verrouillage 36, exposé dans le brevet No 465053.
La conduction du transistor 21 implique le blocage du transistor 24, corrélativement, le déblocage des trans istors 22 et 23 implique le blocage des transistors 25, respectivement 26. Un seul des transistors 24 à 26 doit être bloqué à la fois et ceci dans un ordre cyclique assuré par un compteur d'impulsions schématisé par le bloc 27, attaqué par les impulsions de pilotage 35.
La conduction des transistors 24 à 26 est toutefois encore subordonnée à l'état d'un circuit bistable consti tué par les transistors 30 et 31. Lorsque le transistor 30 est conducteur, le circuit bistable est sans influence sur l'état de blocage ou de conduction des transistors 24 à 26. Si, au contraire, le transistor 30 est bloqué, alors les transistors 24 à 26 sont tous conducteurs, leurs bases étant polarisées en courant par les résistances 29, les transistors de commutation 1 à 3 de la fig. 1 sont alors tous bloqués.
Le circuit bistable est alors caractérisé par deux états; L'un passif correspond au transistor 30 conducteur, l'autre actif correspond au transistor 30 bloqué. Les impulsions pilote 35 qui commandent les permutations des séquences de commutation par le compteur 27 et les résistances 28, sont également dérivées sur.
l'étage bista- ble qu'elles ramènent toujours à l'état de conduction du transistor 30 (état passif). Par contre, la tension paramé- trique transmise du primaire 12 de la fig. 1 au secon daire 12' de la fig. 2, tend, après détection par la diode 32, à faire basculer l'étage bistable dans son état e actif (transistor 30 bloqué) dès que la tension paramétrique dépasse un seuil déterminé d'amplitude,
lequel n'est pratiquement atteint que lorsqu'un courant de court- circuit se manifeste avec une intensité suffisante. Tous les canaux de commutation contrôlés par le circuit bistable (transistors 1 à 3 de la fig. 1) sont alors bloqués simul tanément jusqu'à l'arrivée de l'impulsion pilote suivante qui rétablit l'état passif du circuit bistable (conduction du transistor 30) et commande la séquence de commutation suivante par le compteur 27.
En résumé, un courant de court-circuit d'intensité supérieure à la limite tolérée engendre, par le circuit bistable, le blocage de la commutation responsable de ce court-circuit jusqu'à la séquence de commutation suivante.
Le circuit d'interruption est alimenté par les tensions auxiliaires 33 (négative) et 34 (positive).
Le circuit selon l'invention présente l'avantage d'ad mettre un courant de court-circuit jusqu'à concurrence d'une certaine intensité, lequel permet notamment un freinage électrique énergique du moteur lors de la réduc tion de la fréquence pilote par exemple.
Lorsque l'alimentation est obtenue à partir d'un redresseur, l'énergie électrique récupérée lors de l'abais sement de la fréquence pilote tend à engendrer une sur tension qui peut être évitée par un circuit écrêteur de tension.
Installation comprising an electronically commutated polyphase motor The present invention relates to an installation comprising an electronically commutated polyphase motor. Fig. 1 recalls the principle diagram of this type of engine. The R, S and T windings schematize the three phases of the motor here of the three-phase type. The switching elements' are represented here by the 6 transistors 1 to 6. They are distributed in two groups, one facing the negative pole of the power source (transistors 1 to 3) the other facing. the positive pole of the source (transistors 4 to 6).
Only one transistor from each group is, as a rule, conductive at a time, which leads to a nominal switching angle of 1200 per sequence.
Piloting is the function specific to determining the frequency, the order of succession and the electrical angle of the commutations.
A phenomenon described in Patent No. 465053, however, justifies, under certain conditions, the premature termination of individual switching sequences. As we recall, this involves the possibility of short-circuiting the voltage induced in the motor windings by the switching sequences when said induced voltage is out of phase by a high reactive current. Referring to fig. 1, this would be the case when, during the switching sequence of transistor 1, the voltage induced in phase S would become more negative than the voltage induced in phase R. A short-circuit would then occur according to the path R, S, 19, 1.
This short-circuit could damage transistor 1 if its switching sequence is not interrupted before the current becomes too high. In any case, the result would be an often harmful modulation of the couple.
The object of the present invention is, as an alternative to that of patent No. 465053, an installation comprising an electronically commutated motor comprising a polyphase winding supplied from a direct current source and an electronic current commutation circuit. power supply, characterized in that it comprises means for measuring the short-circuit current in the winding appearing when the voltage induced in the winding is short-circuited by a switching sequence,
a premature interrupting circuit of the successive switching sequences arranged so as to interrupt the switching sequences prematurely and individually when one of them generates a short-circuit current in the motor winding of an intensity greater than a determined threshold, and means for applying the measured current to said interrupt circuit.
The accompanying drawing represents, by way of example, one embodiment of the invention.
Fig. 1 shows schematically a three-phase motor and its switching circuit.
Fig. 2 shows schematically the interrupt circuit sensitive to a short-circuit current.
The diagram in fig. 1 shows the three phases R, S and T of a three-phase motor and the switching circuit comprising six transistors 1 to 6 of which it has been said that only one of each group is conductive at a time. The diodes 19 and 20 clip the self-induction voltages generated during the sudden blocking of a switching element, avoiding the inversion of the voltage on the switching transistors, and close the current of the short-circuit generated in the circumstances mentioned above.
This short-circuit current is measured, on the one hand by resistors 15 and 16, on the other hand by resistors 17 and 18, depending on whether the short-circuiting sequence concerns one or the other group of transistors (1 to 3 or 4 to 6). The resistor 15 is crossed by the so-called restitution currents while the resistor 16 is crossed by the so-called switching currents. These currents can arise separately but they are simultaneous in the case of the short-circuits which interest us, hence the interest of dividing the parametric resistance for measuring the short-circuit current in two,
so as to eliminate the individual effects of restitution and switching currents with the advantage of the simultaneous effect generated during short-circuits.
The parametric voltage generated by the short-circuit current through resistors 15 and 16, 17 and 18 respectively, are transferred to their use level by a high frequency chopping system and transformers. The transistors 10 and 11, excited by a pulsating high frequency current, switch, for this purpose, the parametric voltage in the primary of transformers 12 and 13, the secondaries of which are shown in FIG. 2.
The switching system is supplied with power between points 8 and 9, in series with a device 7, which is intended to limit the current, for example, a circuit breaker or a fuse.
It should also be noted that the switching of the power transistors is provided here by transformers. A first three-phase transformer controls the transistors of group 1 to 3 while a second three-phase transformer controls the transistors of group 4 to 6. The coils placed in the base circuit of transistors 1 to 6 constitute the secondaries of said three-phase transformers. , the primaries of which are shown in FIG. 2.
Fig. 2 relates more particularly to the mode of control and control of the switching transistors. The circuit shown only concerns the group of transistors 1 to 3 of FIG. 1. The driving circuit of the group of transistors 4 to 6 is identical.
The transistors 21, 22 and 23 constitute the switching channels of the primary of the transformer, the secondaries of which respectively control the transistors 1, 2 and 3 of FIG. 1. The conduction of transistor 1 implies that of transistor 21 and correlatively for transistors 2 and 3 respectively 22 and 23.
The simultaneous blocking of transistors 21 to 23 necessarily results in the simultaneous blocking of transistors 1 to 3, thanks to a locking system 36, disclosed in patent No. 465053.
The conduction of the transistor 21 implies the blocking of the transistor 24, correlatively, the unblocking of the transistors 22 and 23 implies the blocking of the transistors 25, respectively 26. Only one of the transistors 24 to 26 must be blocked at a time and this in an order. cyclic provided by a pulse counter shown schematically by block 27, driven by pilot pulses 35.
The conduction of the transistors 24 to 26 is however still subordinate to the state of a bistable circuit constituted by the transistors 30 and 31. When the transistor 30 is conducting, the bistable circuit has no influence on the blocking or off state. conduction of transistors 24 to 26. If, on the contrary, transistor 30 is off, then transistors 24 to 26 are all conductive, their bases being current biased by resistors 29, switching transistors 1 to 3 of FIG. 1 are then all blocked.
The bistable circuit is then characterized by two states; One passive corresponds to the conducting transistor 30, the other active corresponds to the blocked transistor 30. The pilot pulses 35 which control the permutations of the switching sequences by the counter 27 and the resistors 28, are also derived on.
the bistable stage which they always bring back to the conduction state of transistor 30 (passive state). On the other hand, the parametric voltage transmitted from the primary 12 of FIG. 1 in the second 12 'of FIG. 2, tends, after detection by the diode 32, to cause the bistable stage to switch to its active state e (transistor 30 blocked) as soon as the parametric voltage exceeds a determined amplitude threshold,
which is only practically reached when a short-circuit current appears with sufficient intensity. All the switching channels controlled by the bistable circuit (transistors 1 to 3 in fig. 1) are then blocked simultaneously until the arrival of the next pilot pulse which restores the passive state of the bistable circuit (conduction of the transistor 30) and controls the following switching sequence by counter 27.
In summary, a short-circuit current of intensity greater than the tolerated limit generates, by the bistable circuit, the blocking of the switching responsible for this short-circuit until the next switching sequence.
The interrupt circuit is supplied by the auxiliary voltages 33 (negative) and 34 (positive).
The circuit according to the invention has the advantage of putting a short-circuit current up to a certain intensity, which allows in particular an energetic electric braking of the motor during the reduction of the pilot frequency for example. .
When the power supply is obtained from a rectifier, the electric energy recovered when the pilot frequency is lowered tends to generate an over voltage which can be avoided by a voltage limiter circuit.