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Circuit d'entretien d'un dispositif mécanique résonnant, d'un garde-temps La présente invention a pour objet un circuit d'entretien d'un dispositif mécanique résonnant, d'un garde- temps.
On sait que ce dispositif peut être constitué par un résonateur ou par un moteur, électrodynamiques ou électromagnétiques, actionnant les aiguilles.
Ces dispositifs effectuent un mouvement alternatif quasi sinusoïdal, dont l'amplitude doit être aussi constante que possible. Cette amplitude dépend de plusieurs facteurs, en particulier de la durée des impulsions appliquées par le circuit d'entretien, de la tension de la batterie, du coefficient de couplage électromagnétique, des frottements et autres causes de dissipation d'énergie, etc. Certains de ces paramètres sont susceptibles de varier en cours de fonctionnement: la tension de batterie baisse en vieillissant, les frottements varient avec la température, l'état de l'huile, les défauts mécaniques, etc.
Le but de l'invention est d'asservir la durée des impulsions à un au moins des paramètres susceptibles de varier, de façon à diminuer ou même compenser la variation d'amplitude du mouvement du dispositif mécanique.
Le circuit d'entretien selon l'invention, qui comprend un univibrateur commandant l'application d'une impulsion au dispositif est caractérisé en ce que la durée de l'impulsion émise par l'univibrateur est réglable et commandée par au moins un paramètre du garde-temps de façon à compenser au moins partiellement les variations de l'amplitude du dispositif mécanique, provoquées par les variations dudit paramètre.
Le dessin représente, à titre d'exemple, trois formes d'exécution du circuit La fig. 1 représente le schéma-bloc de la première forme d'exécution.
La fig. 2 représente le schéma de détail du circuit selon fig. 1. La fig. 3 représente le schéma-bloc de la deuxième forme d'exécution.
La fig. 4 représente le schéma de détail du circuit selon fig. 3.
La fig. 5 est un diagramme explicatif du fonctionnement du circuit selon fig. 3.
La fig. 6 représente le schéma-bloc d'une troisième forme d'exécution comprenant deux univibrateurs.
La fig. 7 représente le schéma de détail du circuit selon fig. 6.
La fig. 8 est un diagramme explicatif du fonctionnement du circuit selon fig. 6.
Dans les fig. 2, 4 et 7, les symboles intermédiaires entre celui d'une capacité usuelle et celui d'une diode usuelle représentent des capacités-jonctions convenant particulièrement bien aux circuits intégrés, dans lesquels on peut réaliser une capacité au moyen d'une jonction p-n de surface appropriée. Cette jonction se comporte effectivement comme une capacité non linéaire si elle est bloquée. Si elle est au contraire polarisée dans le sens direct, elle se met à conduire le courant comme une diode. Dans un circuit à éléments discrets, la capacité- jonction peut être remplacée par un condensateur normal en parallèle avec une diode.
Dans les circuits représentés, les éléments suivants utilisent à la fois l'effet capacité et l'effet diode : CI, C11, C21, C22. Les éléments suivants utilisent uniquement la propriété de capacité et sont polarisés de façon que, s'ils sont établis à l'aide de capacités-jonctions, ces jonctions ne soient jamais polarisées au-delà du seuil de conduction : C2, C12, C13 , Ç23, C24, C25 La fig. 1 représente le schéma-bloc de la première forme d'exécution. Elle comprend une batterie d'alimentation 1, un univibrateur 2 et un amplificateur de sortie 3 alimentant un organe électromécanique 4 (moteur d'affichage ou résonateur).
La batterie alimente l'univibra-
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teur 2 en 5 et l'amplificateur 3 en 6. Outre la tension UB reçue en 5, l'univibrateur 2 reçoit également cette tension à une entrée 7, la tension appliquée en 7 servant au réglage de la durée des impulsions engendrées par l'uni- vibrateur. L'univibrateur présente encore une entrée 8 par laquelle sont appliquées les impulsions de déclenchement fournies, par exemple, par l'organe électromécanique.
Dans cette forme d'exécution, la tension UB appliquée en 7 est destinée à asservir la durée des impulsions à la tension de batterie de façon à diminuer l'effet des variations de cette tension UB sur l'amplitude du mouvement de l'organe électromécanique 4.
Une théorie de première approximation montre la relation à satisfaire de façon que la fonction recherchée soit réalisée. Soit f la fréquence du signal d'entrée, supposée égale à la fréquence de résonance fo de l'organe mécanique. Cet organe comporte un enroulement dont la résistance est R. Il est animé d'un mouvement quasi sinusoïdal sous l'effet des impulsions. La conversion d'énergie électromécanique étant réciproque, ce mouvement provoque à son tour une tension induite d'amplitude Ui, proportionnelle à l'amplitude du mouvement (ou plus précisément à sa vitesse de pointe, ce qui revient au même ici).
Si l'on admet que l'amplificateur final agit comme un commutateur idéal fermé pendant la durée T de l'impulsion et ouvert pendant le reste de la période, la tension appliquée au moteur pendant l'impulsion est égale à la tension de batterie UB . Pendant cette phase, le courant est déterminé par la résistance de l'enroulement i = (U$ - -Ci) / R Si l'on admet, en première approximation, que la tension induite passe par sa valeur de pointe Ci pendant l'application de l'impulsion et varie peu pendant sa durée T, la puissance moyenne Pm fournie au moteur (puissance mécanique) est Pm=fT.Ui.i (2) combinons les équations (1) et (2) P,
n = fTUi (U$ - Ûi) / R (3) La dissipation de puissance mécanique peut se représenter par une conductance équivalente G., proportionnelle, par exemple, aux frottements. On aura donc
EMI2.27
En combinant les équations (3) et (4) et en résolvant par rapport T, on obtient la condition à satisfaire pour obtenir une tension induite donnée
EMI2.29
Cette relation montre que si T varie comme 1/(U$ -Ci), l'amplitude du mouvement mécanique sera insensible à une variation de la tension de batterie. Cette relation n'est valable que si fT < 1 et UB > Ûi.
La fig. 2 représente le schéma de détail du circuit selon la première forme d'exécution. Il comprend un univibrateur formé de deux transistors Tl, T2 montés en émetteur commun, Tl étant alimenté à travers une résistance R2 et T2 à travers des résistances R3 et R4. La base de Tl est alimentée, à travers une résistance R5, par le point commun des résistances R3 et R4 et la base de T2 par une résistance RI en série avec une diode Dl.
Un condensateur à jonction (diode de grande capacité) Cl, travaillant à la fois comme condensateur et comme diode, est couplé entre le collecteur de Tl et la base de T2, tandis que les impulsions de déclenchement sont appliquées à la base de Tl par un condensateur à jonction C2, travaillant uniquement comme condensateur. L'amplificateur de sortie est constitué par un transistor T3 dont le circuit émetteur-collecteur est monté en série avec le moteur M et la batterie S de tension UB. Ce transistor T3 travaille sensiblement comme un interrupteur ouvert ou fermé et il est commandé par la tension de collecteur de T2.
L'univibrateur possède un état stable caractérisé par T2 saturé, Tl et T3 bloqués. Dans cet état, le courant de base de T2 est fourni en grande partie à travers la résistance R2 et l'élément CI. La tension au collecteur de Tl s'établit à une valeur égale à la tension 2UD de deux diodes en série (diode base-émetteur de T2 et diode Cl). Le rapport des résistances R3 et R4 est choisi de façon que Tl soit au seuil de conduction.
Lorsqu'une impulsion positive est appliquée à l'entrée, à travers CE, le transistor Tl conduit et se sature à la tension UB, ce qui provoque une chute de tension 2UD-Us à son collecteur. Ce saut de tension est transmis à la base de T2 à travers CI, T2 se bloque, la tension de son collecteur croît jusqu'à la tension de base de T3. Les résistances R3 et R4 sont choisies de façon que le courant de base soit suffisant pour saturer le transistor T3, qui agit alors comme un commutateur et relie le moteur M à la batterie.
La durée de cet état est déterminée par le courant qui, à travers RI et Dl charge peu à peu Cl et fait croître la tension de base de T2. Lorsque le seuil de conduction de T2 est atteint, la tension de collecteur de T2 commence à baisser et un processus régénératif se poursuit jusqu'à ce que l'état initial soit rétabli.
Une théorie simplifiée du circuit montre que la durée de l'état métastable, donc la durée de l'impulsion, vaut
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ou, si UB > 2UD
EMI2.90
Cette formule montre une dépendance de T par rapport à UB de même forme que la relation idéale (5), pour autant que les tensions UD et US ne dépendent pas de UB, et que la tension induite soit égale à 2UD. Si ces conditions ne sont pas remplies, le réglage de l'amplitude sera trop grand ou trop faible.
En supprimant la diode Dl et en reliant directement la résistance RI à la batterie, la durée de l'impulsion vaut:
EMI2.97
Le réglage d'amplitude sera parfait si la tension induite a une valeur de consigne égale à UD, soit à la moitié de sa valeur dans le cas précédent.
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Par un choix convenable de l'élément Dl, il est possible d'ajuster le circuit de façon qu'il compense au mieux l'effet de la tension de batterie sur la tension induite.
De plus, l'insertion d'une diode Dl permet d'obtenir une durée d'impulsion T au moyen d'éléments RI et Cl de valeur très faible. Cet avantage est appréciable dans les circuits intégrés, à cause de la réduction de surface et du prix qui en résulte.
La fig. 3 représente le schéma-bloc d'une deuxième forme d'exécution. Ce circuit permet en plus du réglage sur UB de compenser partiellement les effets dus à une variation de la charge du moteur, c'est-à-dire à une variation de la conductance G. (équation 4).
Ce circuit comprend une batterie 11, un univibrateur 12, un amplificateur de sortie 13 alimentant un organe électromécanique 14. La batterie alimente l'univibrateur 12 en 15 et l'amplificateur 13 en 16. Outre la tension UB reçue en 15, l'univibrateur 12 reçoit également une tension de réglage à une entrée 17, ceci par l'intermédiaire d'un redresseur 19. On voit que ce circuit diffère de celui de la fig. 1 en ce que la tension de réglage est obtenue à partir de la tension appliquée au moteur, après redressement, afin d'être proportionnelle à la somme UB -i- Ci.
La fig. 4 représente le schéma de détail de cette deuxième forme d'exécution.
Elle comprend un univibrateur formé de deux transistors Tll et T12 montés en émetteur commun, Tll étant alimenté à travers une résistance Rl2 et T12 à travers des résistances R13 et R14. La base de Tll est alimentée, à travers une résistance R15, par le point commun des résistances R13 et R14 et la base de T12 par une résistance R11 en série avec une capacité à jonction C13, travaillant uniquement comme capacité.
Un condensateur à jonction Cl, travaillant à la fois comme capacité et comme diode est couplé entre le collecteur de Tll et la base de T12, tandis que les impulsions de déclenchement sont appliquées à la base de Tll par un condensateur à jonction C12, travaillant uniquement comme condensateur. L'amplificateur de sortie est constitué par un transistor T13 dont le circuit émetteur-collecteur est monté en série avec le moteur M et la batterie B. Enfin, le collecteur de Tl3 est relié au point commun de RI, et C13 par une diode Dl,.
On voit que ce circuit se compose des mêmes éléments que le circuit de la fig. 2, à cela près que la tension de réglage est obtenue à partir de la tension à la borne du moteur reliée à Tl3, cette tension étant redressée avant d'être introduite dans 1'univibrateur, afin d'être proportionnelle à UB -f- Ci.
La fig. 5 est un diagramme explicatif du fonctionnement du circuit selon la fig. 3. Elle représente la tension de batterie UB, la tension Um à la borne du moteur reliée au transistor T13, la tension Uc 13 à la capacité C13 destinée au réglage de la durée des impulsions, la tension UB 12 à la base du transistor T12 et le potentiel de rétablissement Ur vers lequel tendent U013 et U]312 pendant la phase métastable de 1'univibrateur. La tension induite n'est pas accessible directement,
mais elle est égale à Ujl tant qu'aucun courant ne circule dans l'enroulement du moteur (phases I, II et IV).
Phase I Ui croît, la diode Dl, conduit et charge C13 à la valeur de pointe (Ûi -I- UB - UD) où UD est la chute de tension aux bornes de Dll. Phase II U; décroît, la diode D11 se bloque et C13 se décharge lentement à travers R11 dont l'autre borne se trouve à la tension de base de Tl2.
Phase III Au moment de l'arrivée de l'impulsion de déclenchement, C13 a une certaine tension de réglage UR et Cl, est chargé à la tension UD constante. L'impulsion sature Tll , qui bloque T12 et sature T13. Les capacités Cl, et C-13 se déchargent ensuite l'une dans l'autre à travers R11. La tension de base de T12 tend vers un potentiel de rétablissement Ur déterminé par le rapport de CI, et C13 et par les charges respectives de celles-ci. Au moment où cette tension atteint le seuil de conduction de T12, celui-ci se sature et l'univibrateur retrouve son état de repos.
Phase IV La tension induite augmente jusqu'au moment où Dl, conduit à nouveau.
La durée T de la phase III, qui correspond à l'état métastable de l'univibrateur et à la durée de l'impulsion alimentant l'organe résonnant, est donnée par l'expression suivante
EMI3.86
où UR est la tension du réglage UC13 au début de la troisième phase. Les différences par rapport à (6) sont dues, d'une part, à la présence de C13 et, d'autre part, à la tension UR, qui remplace la tension de batterie U]3. UR dépend de UB et Ci d'une manière assez complexe, et qui assure les réglages suivants a) Un réglage de la durée des impulsions par rapport aux variations de la tension de batterie, comme dans le circuit de la fig. 2.
b) Un réglage de la durée des impulsions par rapport aux variations de la charge mécanique (G.). Si U; diminue par rapport à sa valeur de consigne, la charge de Cl, diminue, de même que UR, d'où une augmentation de la durée T des impulsions, compensant partiellement cet effet aux périodes suivantes. Si Ui augmente, l'effet inverse se produit.
c) Un réglage de la durée des impulsions par rapport aux variations de la phase. Lorsque la phase entre la tension induite et les impulsions varie, elle modifie la durée de décharge du condensateur C13 à travers la résistance RI, (phase II de la figure). La relation entre UR et UB -f- Ci s'en trouve affectée. Si la phase varie avec la charge, un nouvel effet de réglage se superpose aux précédents.
A la fin de la phase II, la tension UR aux bornes de Cl3 est d'autant plus grande que le produit RI, C13 est grand (à la limite, elle est égale à UB -I- Ci - UD). La durée de la phase III, donnée par l'équation (9), serait proportionnelle à R11, si UR était constant, et serait une fonction décroissante de UR si les autres paramètres étaient constants. Une variation de RI, agit en réalité doublement sur la durée des impulsions, et il est possible que ces deux effets se compensent approximativement.
D'une façon analogue, l'influence des capacités sur la constante de temps de l'équation (9), et sur la tension de réglage UR est telle que T croît avec CI, et décroît avec C13. Il est possible de choisir les valeurs des éléments
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de façon que T ne dépende que du rapport CI,/C,3, et soit insensible à une variation simultanée de C11 et Cl3 qui conserve ce rapport. Le circuit de la fig. 4 assure donc encore les réglages suivants par rapport à des variations de ses propres éléments.
d) Une modification de la tension de réglage UR tendant à diminuer et même à compenser l'effet d'une variation de la résistance R11 sur la durée des impulsions.
e) Une modification de la tension de réglage UR tendant à diminuer et même à compenser l'effet d'une variation simultanée des capacités Cil et C-13, pour autant que cette variation maintienne constant le quotient Cil/C13.
Dans la présente description, on comprend par uni- vibrateur, non seulement les univibrateurs décrits, mais, d'une façon générale, tout circuit déclenché par une impulsion de commande et produisant une impulsion dont la durée est une fonction d'une tension de réglage.
La fig. 6 représente le schéma-bloc de la troisième forme d'exécution.
Elle comprend une batterie 21, un premier univibra- teur 22 commandant un second univibrateur 23 qui commande lui-même un amplificateur de sortie 24. Le signal de sortie de l'amplificateur 24 est appliqué à un résonateur 25 ainsi qu'à un redresseur 26 et à un amplificateur de captage 27. Les univibrateurs 22 et 23, ainsi que les amplificateurs 24 et 27, sont alimentés par la batterie 21. L'amplificateur de captage 27 applique des impulsions positives correspondant aux parties positives de la tension induite, à l'entrée 32 de l'univibrateur 22.
Ces impulsions déclenchent l'univibrateur 22 qui introduit un retard constant aussi indépendant que possible des conditions extérieures (tension d'alimentation, température).
Cet univibrateur 22 déclenche l'univibrateur 23 en appliquant ses impulsions de sortie à retard constant, à l'entrée 33 de l'univibrateur 23. Ce dernier applique à l'entrée 34 de l'amplificateur 24 des impulsions de durée variable dépendant de la tension de batterie et de la tension induite du résonateur, la tension de réglage correspondante étant appliquée par le redresseur 26 à l'entrée 35 de l'univibrateur 23.
La fig. 7 représente le schéma de détail de la forme d'exécution selon la fi-. 6.
L'univibrateur 22 du schéma-bloc de la fig. 6 comprend deux transistors T21, T22 montés en émetteur commun et en série avec des résistances R21, R24- Ils sont interconnectés et polarisés par des résistances R22, R23, R25 et R29 et un condensateur semi-conducteur C21, travaillant à la fois comme condensateur et comme diode. Le point commun aux deux résistances R22, R23 est relié à la masse par l'intermédiaire de deux diodes Dl,.
Les diodes Dl, et la capacité C21 permettent de rendre la période de l'univibrateur indépendante de la tension d'alimentation. Les impulsions de l'amplificateur de captage 27 sont appliquées à la base de T21 par l'intermédiaire d'une capacité semi-conductrice C23 travaillant uniquement comme condensateur. Le deuxième univibra- teur 23 comprend un transistor T23 monté en émetteur commun et en série avec une résistance R28.
La base est reliée, d'une part, au collecteur de T22 par une capacité semi-conductrice C22 travaillant à la fois comme condensateur et comme diode et, d'autre part, à la borne positive de la batterie B par une résistance R27 en série avec une capacité semi-conductrice C24, travaillant uniquement comme condensateur.
Le point commun aux éléments C24 et R27 est relié à la sortie de l'amplificateur de sortie 24 de la fig. 6 par une diode D22 constituant le redresseur 26 de la fig. 6.
L'amplificateur de sortie 24 est constitué, comme dans les formes d'exécution précédentes, par un transistor T24 dont le circuit émetteur-collec- teur est monté en série avec le résonateur R et qui fonctionne comme commutateur. L'amplificateur de captage 27 est constitué par un transistor Tes monté en émetteur commun et en série avec une résistance R30. La base est connectée à la borne positive de la batterie B par une résistance R29 ainsi qu'au collecteur de T24 par une capacité semi-conductrice C25, travaillant uniquement comme condensateur.
Sa tension de sortie, prélevée au collecteur de T25, est appliquée à la base de T21 par l'intermédiaire de la capacité C23. Le circuit de captage ainsi constitué a une polarisation automatique afin de faciliter le démarrage.
Les signaux représentés aux lignes 1 à 4 de la fig. 8 sont ceux apparaissant aux points Xi à X4 respectivement du circuit de la fig. 7.
Les avantages des circuits décrits ci-dessus sont les suivants - La stabilisation de l'amplitude d'un moteur d'affichage par rapport à une variation de la tension de batterie prolonge la durée de la pile, soit la période pendant laquelle le fonctionnement est correct.
- La stabilisation de l'amplitude d'un résonateur par rapport à une variation de la tension de batterie diminue la dérive de fréquence due à un défaut d'isochronisme.
- La stabilisation de l'amplitude d'un moteur d'affichage par rapport à une variation de la charge augmente sa fiabilité, diminue sa sensibilité à toutes sortes d'effets externes (positions, chocs, champ magnétique, variation de température) ou internes (dégradation de l'huile, saletés, défauts de fabrication, réaction du rouage) et augmente les tolérances de fabrication.
- Le même avantage se trouve pour un résonateur couplé au rouage par un système d'encliquetage, avec, en plus, une amélioration de la stabilité de fréquence.
- Les présents circuits sont destinés à être réalisés sous forme de circuits intégrés. Les valeurs des éléments sont choisies de façon qu'elles soient compatibles avec les possibilités technologiques actuelles (technique planar, isolation à jonction, résistances bi-diffusées, condensateurs à jonction, transistors n-p-n par exemple).
- Les tolérances nécessairement assez lâches associées avec les circuits intégrés n'ont pas une influence néfaste sur les circuits proposés. L'une des variantes en particulier (circuit II) est très peu sensible aux variations des résistances et tolère également des variations importantes des capacités, pour autant que les rapports entre les capacités restent sensiblement constants.
- Rendement élevé de l'étage final d'amplification, quelle que soit l'amplitude du mouvement de l'organe mobile grâce au réglage de la durée des impulsions et à l'absence d'éléments résistifs en série avec le moteur.
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Maintenance circuit of a resonant mechanical device, of a timepiece The present invention relates to a maintenance circuit of a resonant mechanical device, of a timepiece.
It is known that this device can be constituted by a resonator or by a motor, electrodynamic or electromagnetic, actuating the needles.
These devices perform an almost sinusoidal alternating movement, the amplitude of which must be as constant as possible. This amplitude depends on several factors, in particular the duration of the pulses applied by the sustaining circuit, the battery voltage, the electromagnetic coupling coefficient, friction and other causes of energy dissipation, etc. Some of these parameters are likely to vary during operation: the battery voltage drops with age, friction varies with temperature, oil condition, mechanical faults, etc.
The aim of the invention is to control the duration of the pulses to at least one of the parameters liable to vary, so as to reduce or even compensate for the variation in amplitude of the movement of the mechanical device.
The maintenance circuit according to the invention, which comprises a univibrator controlling the application of a pulse to the device is characterized in that the duration of the pulse emitted by the univibrator is adjustable and controlled by at least one parameter of the device. timepiece so as to at least partially compensate for the variations in the amplitude of the mechanical device, caused by the variations of said parameter.
The drawing represents, by way of example, three embodiments of the circuit. FIG. 1 represents the block diagram of the first embodiment.
Fig. 2 shows the detailed circuit diagram according to fig. 1. FIG. 3 represents the block diagram of the second embodiment.
Fig. 4 shows the detailed circuit diagram according to fig. 3.
Fig. 5 is an explanatory diagram of the operation of the circuit according to FIG. 3.
Fig. 6 represents the block diagram of a third embodiment comprising two univibrators.
Fig. 7 shows the detailed circuit diagram according to fig. 6.
Fig. 8 is an explanatory diagram of the operation of the circuit according to FIG. 6.
In fig. 2, 4 and 7, the symbols intermediate between that of a usual capacitor and that of a usual diode represent junction capacitors which are particularly suitable for integrated circuits, in which a capacitor can be produced by means of a pn junction of suitable surface. This junction effectively behaves like a nonlinear capacitor if it is blocked. If it is on the contrary polarized in the forward direction, it starts to conduct the current like a diode. In a discrete element circuit, the junction capacitor can be replaced by a normal capacitor in parallel with a diode.
In the circuits shown, the following elements use both the capacitance effect and the diode effect: CI, C11, C21, C22. The following elements only use the capacitance property and are polarized such that, if established using junction capacitors, these junctions are never polarized beyond the conduction threshold: C2, C12, C13, Ç23, C24, C25 Fig. 1 represents the block diagram of the first embodiment. It comprises a supply battery 1, a univibrator 2 and an output amplifier 3 supplying an electromechanical member 4 (display motor or resonator).
The battery powers the univibra-
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tor 2 in 5 and amplifier 3 in 6. In addition to the voltage UB received at 5, the univibrator 2 also receives this voltage at an input 7, the voltage applied at 7 serving to adjust the duration of the pulses generated by the univibrator. The univibrator also has an input 8 through which the trigger pulses supplied, for example, by the electromechanical device are applied.
In this embodiment, the voltage UB applied at 7 is intended to control the duration of the pulses to the battery voltage so as to reduce the effect of the variations of this voltage UB on the amplitude of the movement of the electromechanical device. 4.
A first approximation theory shows the relation to be satisfied so that the desired function is realized. Let f be the frequency of the input signal, assumed to be equal to the resonant frequency fo of the mechanical organ. This member has a winding whose resistance is R. It is driven by an almost sinusoidal movement under the effect of the pulses. The conversion of electromechanical energy being reciprocal, this movement in turn causes an induced voltage of amplitude Ui, proportional to the amplitude of the movement (or more precisely to its top speed, which amounts to the same here).
Assuming that the final amplifier acts as an ideal switch closed for the duration T of the pulse and open for the rest of the period, the voltage applied to the motor during the pulse is equal to the battery voltage UB . During this phase, the current is determined by the resistance of the winding i = (U $ - -Ci) / R If we assume, as a first approximation, that the induced voltage passes through its peak value Ci during the application of the pulse and varies little during its duration T, the average power Pm supplied to the motor (mechanical power) is Pm = fT.Ui.i (2) let us combine equations (1) and (2) P,
n = fTUi (U $ - Ûi) / R (3) The dissipation of mechanical power can be represented by an equivalent conductance G., proportional, for example, to friction. So we will have
EMI2.27
By combining equations (3) and (4) and by solving with respect to T, we obtain the condition to be satisfied to obtain a given induced voltage
EMI2.29
This relation shows that if T varies like 1 / (U $ -Ci), the amplitude of the mechanical movement will be insensitive to a variation of the battery voltage. This relation is only valid if fT <1 and UB> Ûi.
Fig. 2 shows the detailed circuit diagram according to the first embodiment. It comprises a univibrator formed of two transistors T1, T2 mounted as a common emitter, T1 being supplied through a resistor R2 and T2 through resistors R3 and R4. The base of T1 is fed, through a resistor R5, by the common point of resistors R3 and R4 and the base of T2 by a resistor RI in series with a diode Dl.
A junction capacitor (large capacity diode) Cl, working both as a capacitor and as a diode, is coupled between the collector of T1 and the base of T2, while the trigger pulses are applied to the base of T1 by a C2 junction capacitor, working only as a capacitor. The output amplifier is formed by a transistor T3, the emitter-collector circuit of which is connected in series with the motor M and the battery S of voltage UB. This transistor T3 works essentially like an open or closed switch and it is controlled by the collector voltage of T2.
The univibrator has a stable state characterized by saturated T2, Tl and T3 blocked. In this state, the base current of T2 is largely supplied through resistor R2 and element CI. The voltage at the collector of T1 is established at a value equal to the voltage 2UD of two diodes in series (base-emitter diode of T2 and diode C1). The ratio of resistors R3 and R4 is chosen so that T1 is at the conduction threshold.
When a positive pulse is applied to the input, through CE, transistor T1 conducts and saturates at voltage UB, causing voltage 2UD-Us to drop at its collector. This voltage jump is transmitted to the base of T2 through CI, T2 is blocked, the voltage of its collector increases to the base voltage of T3. The resistors R3 and R4 are chosen so that the base current is sufficient to saturate the transistor T3, which then acts as a switch and connects the motor M to the battery.
The duration of this state is determined by the current which, through RI and Dl gradually charges Cl and increases the base voltage of T2. When the conduction threshold of T2 is reached, the collector voltage of T2 begins to drop and a regenerative process continues until the initial state is restored.
A simplified theory of the circuit shows that the duration of the metastable state, therefore the duration of the pulse, is
EMI2.87
or, if UB> 2UD
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This formula shows a dependence of T with respect to UB of the same form as the ideal relation (5), provided that the voltages UD and US do not depend on UB, and that the induced voltage is equal to 2UD. If these conditions are not met, the amplitude setting will be too large or too low.
By removing the diode Dl and directly connecting the resistor RI to the battery, the duration of the pulse is equal to:
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The amplitude adjustment will be perfect if the induced voltage has a set point value equal to UD, ie half of its value in the previous case.
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By a suitable choice of the element Dl, it is possible to adjust the circuit so that it best compensates for the effect of the battery voltage on the induced voltage.
In addition, the insertion of a diode Dl makes it possible to obtain a pulse duration T by means of elements RI and Cl of very low value. This advantage is appreciable in integrated circuits, because of the reduction in surface area and the resulting price.
Fig. 3 represents the block diagram of a second embodiment. This circuit allows, in addition to the setting on UB, to partially compensate for the effects due to a variation in the motor load, that is to say to a variation in the conductance G. (equation 4).
This circuit comprises a battery 11, a univibrator 12, an output amplifier 13 supplying an electromechanical member 14. The battery supplies the univibrator 12 at 15 and the amplifier 13 at 16. In addition to the voltage UB received at 15, the univibrator 12 also receives an adjustment voltage at an input 17, this via a rectifier 19. It can be seen that this circuit differs from that of FIG. 1 in that the adjustment voltage is obtained from the voltage applied to the motor, after rectification, in order to be proportional to the sum UB -i- Ci.
Fig. 4 shows the detailed diagram of this second embodiment.
It comprises a univibrator formed of two transistors Tll and T12 mounted as a common emitter, Tll being supplied through a resistor Rl2 and T12 through resistors R13 and R14. The base of T11 is fed, through a resistor R15, by the common point of resistors R13 and R14 and the base of T12 by a resistor R11 in series with a junction capacitor C13, working only as a capacitor.
A C1 junction capacitor, working both as a capacitor and as a diode is coupled between the collector of Tll and the base of T12, while the trigger pulses are applied to the base of Tll by a junction capacitor C12, working only as a capacitor. The output amplifier consists of a transistor T13 whose emitter-collector circuit is connected in series with the motor M and the battery B. Finally, the collector of Tl3 is connected to the common point of RI, and C13 by a diode Dl ,.
It can be seen that this circuit is made up of the same elements as the circuit of FIG. 2, except that the adjustment voltage is obtained from the voltage at the motor terminal connected to Tl3, this voltage being rectified before being introduced into the univibrator, in order to be proportional to UB -f- This.
Fig. 5 is an explanatory diagram of the operation of the circuit according to FIG. 3. It represents the battery voltage UB, the voltage Um at the motor terminal connected to the transistor T13, the voltage Uc 13 at the capacitor C13 intended for adjusting the duration of the pulses, the voltage UB 12 at the base of the transistor T12 and the recovery potential Ur towards which U013 and U] 312 tend during the metastable phase of the univibrator. The induced voltage is not directly accessible,
but it is equal to Ujl as long as no current flows in the motor winding (phases I, II and IV).
Phase I Ui increases, diode Dl, conducts and charges C13 to the peak value (Ûi -I- UB - UD) where UD is the voltage drop across Dll. Phase II U; decreases, diode D11 blocks and C13 slowly discharges through R11 whose other terminal is at the base voltage of Tl2.
Phase III At the time of the arrival of the trigger pulse, C13 has a certain control voltage UR and Cl, is charged to the constant voltage UD. The pulse saturates T11, which blocks T12 and saturates T13. The capacitors C1, and C-13 are then discharged into each other through R11. The baseline voltage of T12 tends towards a recovery potential Ur determined by the ratio of CI, and C13 and by the respective charges thereof. When this voltage reaches the conduction threshold of T12, it becomes saturated and the univibrator returns to its resting state.
Phase IV The induced voltage increases until D1 conducts again.
The duration T of phase III, which corresponds to the metastable state of the univibrator and to the duration of the pulse supplying the resonant organ, is given by the following expression
EMI3.86
where UR is the voltage of the UC13 setting at the start of the third phase. The differences with respect to (6) are due, on the one hand, to the presence of C13 and, on the other hand, to the voltage UR, which replaces the battery voltage U] 3. UR depends on UB and Ci in a rather complex way, and which ensures the following adjustments a) An adjustment of the duration of the pulses in relation to the variations of the battery voltage, as in the circuit of fig. 2.
b) An adjustment of the duration of the pulses in relation to the variations of the mechanical load (G.). If U; decreases with respect to its set value, the load of C1 decreases, as does UR, hence an increase in the duration T of the pulses, partially compensating for this effect at the following periods. If Ui increases, the opposite effect occurs.
c) An adjustment of the duration of the pulses in relation to the variations of the phase. When the phase between the induced voltage and the pulses varies, it modifies the duration of the discharge of the capacitor C13 through the resistor RI, (phase II of the figure). The relationship between UR and UB -f- Ci is affected. If the phase varies with the load, a new adjustment effect is superimposed on the previous ones.
At the end of phase II, the voltage UR at the terminals of Cl3 is all the greater as the product RI, C13 is large (at the limit, it is equal to UB -I- Ci - UD). The duration of phase III, given by equation (9), would be proportional to R11, if UR were constant, and would be a decreasing function of UR if the other parameters were constant. A variation in RI actually acts doubly on the duration of the pulses, and it is possible that these two effects approximately offset each other.
Similarly, the influence of the capacitances on the time constant of equation (9), and on the control voltage UR is such that T increases with CI, and decreases with C13. It is possible to choose the values of the elements
<Desc / Clms Page number 4>
so that T depends only on the ratio CI, / C, 3, and is insensitive to a simultaneous variation of C11 and Cl3 which maintains this ratio. The circuit of FIG. 4 therefore still provides the following adjustments with respect to variations of its own elements.
d) A modification of the adjustment voltage UR tending to decrease and even to compensate for the effect of a variation of resistance R11 on the duration of the pulses.
e) A modification of the adjustment voltage UR tending to decrease and even to compensate for the effect of a simultaneous variation of the capacities Cil and C-13, provided that this variation keeps the quotient Cil / C13 constant.
In the present description, univibrator is understood to mean not only the univibrators described, but, in general, any circuit triggered by a control pulse and producing a pulse whose duration is a function of an adjustment voltage. .
Fig. 6 represents the block diagram of the third embodiment.
It comprises a battery 21, a first univibrator 22 controlling a second univibrator 23 which itself controls an output amplifier 24. The output signal of amplifier 24 is applied to a resonator 25 as well as to a rectifier 26. and to a sense amplifier 27. The univibrators 22 and 23, as well as the amplifiers 24 and 27, are powered by the battery 21. The sense amplifier 27 applies positive pulses corresponding to the positive parts of the induced voltage, to the 'input 32 of the univibrator 22.
These pulses trigger the univibrator 22 which introduces a constant delay as independent as possible of the external conditions (supply voltage, temperature).
This univibrator 22 triggers the univibrator 23 by applying its output pulses with a constant delay, to the input 33 of the univibrator 23. The latter applies to the input 34 of the amplifier 24 pulses of variable duration depending on the battery voltage and the induced voltage of the resonator, the corresponding adjustment voltage being applied by rectifier 26 to input 35 of univibrator 23.
Fig. 7 shows the detailed drawing of the embodiment according to fi-. 6.
The univibrator 22 of the block diagram of FIG. 6 includes two transistors T21, T22 mounted as a common emitter and in series with resistors R21, R24- They are interconnected and polarized by resistors R22, R23, R25 and R29 and a semiconductor capacitor C21, working both as a capacitor and as a diode. The point common to the two resistors R22, R23 is connected to ground via two diodes Dl ,.
The diodes Dl and the capacitor C21 make it possible to make the period of the univibrator independent of the supply voltage. The pulses of the sense amplifier 27 are applied to the base of T21 through a semiconductor capacitor C23 working only as a capacitor. The second univibrator 23 comprises a transistor T23 mounted as a common emitter and in series with a resistor R28.
The base is connected, on the one hand, to the collector of T22 by a semiconductor capacitor C22 working both as a capacitor and as a diode and, on the other hand, to the positive terminal of the battery B by a resistor R27 in series with a semiconductor capacitance C24, working only as a capacitor.
The point common to the elements C24 and R27 is connected to the output of the output amplifier 24 of FIG. 6 by a diode D22 constituting the rectifier 26 of FIG. 6.
The output amplifier 24 is constituted, as in the preceding embodiments, by a transistor T24 whose emitter-collector circuit is connected in series with the resonator R and which functions as a switch. The sense amplifier 27 is formed by a transistor Tes mounted as a common emitter and in series with a resistor R30. The base is connected to the positive terminal of battery B by a resistor R29 as well as to the collector of T24 by a semiconductor capacitor C25, working only as a capacitor.
Its output voltage, taken from the collector of T25, is applied to the base of T21 via the capacitor C23. The pickup circuit thus formed has an automatic bias in order to facilitate starting.
The signals shown in lines 1 to 4 of FIG. 8 are those appearing at points Xi to X4 respectively of the circuit of FIG. 7.
The advantages of the circuits described above are as follows - Stabilizing the amplitude of a display motor with respect to a change in battery voltage extends the battery life, the period during which operation is correct.
- Stabilizing the amplitude of a resonator with respect to a variation in the battery voltage reduces the frequency drift due to an isochronism fault.
- Stabilizing the amplitude of a display motor with respect to a variation in the load increases its reliability, decreases its sensitivity to all kinds of external (positions, shocks, magnetic field, temperature variation) or internal effects (oil degradation, dirt, manufacturing defects, reaction of the cog) and increases manufacturing tolerances.
- The same advantage is found for a resonator coupled to the gear train by a ratchet system, with, in addition, an improvement in frequency stability.
- The present circuits are intended to be produced in the form of integrated circuits. The values of the elements are chosen so that they are compatible with current technological possibilities (planar technique, junction insulation, bi-diffused resistors, junction capacitors, n-p-n transistors for example).
- The necessarily fairly loose tolerances associated with integrated circuits do not have a negative influence on the circuits offered. One of the variants in particular (circuit II) is very insensitive to variations in resistances and also tolerates significant variations in capacitances, provided that the ratios between the capacitors remain substantially constant.
- High efficiency of the final amplification stage, whatever the amplitude of the movement of the movable member thanks to the adjustment of the duration of the pulses and the absence of resistive elements in series with the motor.