Verfahren zur Multiplikation zweier Faktoren, insbesondere von Strom und Spannung zur
Wirkleistungsmessung, und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Multiplikation zweier Faktoren, insbesondere von Strom und Spannung zur Wirkleistungsmessung, bei welchem der zeitliche Mittelwert der Spannung einer Rechteckimpulsfolge dem Produkt und die Amplitude dem einen Faktor proportional ist. Die Erfindung bezieht sich ausserdem auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Die Multiplikation erfolgte bisher meistens mit mechanischen Mitteln, die der Abnutzung unterworfen sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, hierfür elektronische Mittel einzusetzen, um die mechanisch beweglichen und der Abnutzung unterliegenden Teile zu vermeiden.
Es sind auch rein elektronische Lösungen dieser Aufgabe bekannt geworden. Diese haben jedoch noch den Nachteil, dass mit nicht gleichbleibenden, z. B. temperaturabhängigen Kennlinien elektronischer Bauelemente gearbeitet werden muss. Dies gilt z. B. bei der Anwendung von Hallgeneratoren, ferner bei der Bildung des Produktes xy nach der Beziehung logxy = iogx + logy wo logarithmische Kennlinien von Halbleiterelementen eingesetzt werden. Bei der Bestimmung des Produktes xy aus der Beziehung 4xy = (x + y)2 - (x - y) sind quadratische Kennlinien von Halbleiteranordnungen notwendig.
Die Nachteile der bekannten Verfahren werden erfindungsgemäss dadurch behoben, dass die Frequenz der Impulsfolge dem andern Faktor proportional und die Impuls dauer konstant gewählt wird.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens ist erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass zur Wirkleistungsmessung ein Strom- bzw.
Spannungs-Frequenzwandler angeordnet ist, der eine Folge von Rechteckimpulsen konstanter Dauer 8 erzeugt, deren Periode T umgekehrt proportional zu dem über eine Periode T gemittelten Betrag des Stromes I bzw. der Spannung U ist, und dass ein durch die Impulsfolge gesteuerter Schalter angeordnet ist, der eine der Spannung U bzw. dem Strom I proportionale Spannung UL während der Impulspause (T - < 3) kurzschliesst und dem zur Bildung des zeitlichen Mittelwertes der Rechteckimpulsspannung ein Filter, z. B. unmittelbar oder über eine Verstärkeranordnung, parallelgeschaltet ist.
Anhand der Zeichnungen, in denen einige Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes beispielsweise dargestellt sind, sei die Erfindung näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltschema eines Gleichstrom-Leistungsmessers,
Fig. 2 ein Diagramm,
Fig. 3 ein Schaltschema eines Wechselstrom-Leistungsmessers,
Fig. 4 ein Spannungs- und ein Strom-Diagramm und
Fig. 5 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Wechselstromleistung.
Der in der Fig. 1 schematisch dargestellte Gleichstrom-Leistungsmesser dient dazu, die von einem ver änderlichen Lastwiderstand 1 verbrauchte Leistung U I zu messen, die diesem von einer Gleichstromquelle UO mit dem Quellenwiderstand 2 geliefert wird, wobei U die Lastspannung und I den Laststrom der gelieferten Leistung bedeuten. Die beiden Faktoren U und I werden wie folgt zur Herstellung der in der Fig. 2 gezeigten Impulsfolge herangezogen.
Dem Lastwiderstand 1 ist ein aus den Widerständen 3 und 4 bestehender Spannungsteiler parallelgeschaltet, wobei der Widerstand 3 um soviel grösser als der Lastwiderstand 1 ist, dass ein Strom I,, der der Verzweigung 5 zufliesst, dem Laststrom I gleichgesetzt werden darf.
Der Strom 1o durchfliesst einen niederohmigen Messwiderstand 6 und wird in einem Strom-Frequenzwand , er 7 mit monostabilem Multivibrator 8 zur Erzeugung einer Folge von Impulsen verwendet, die alle die gleiche Dauer a aufweisen und einander mit solcher Frequenz folgen, dass der zeitliche Abstand T der Einsatzflanken zweier aufeinanderfolgender Impulse dem während dieser Zeit gemittelten Betrag des momentanen Laststromes I umgekehrt proportional ist.
Parallel zum Widerstand 4 liegt einerseits ein Schalter 9, der durch die vom Multivibrator 8 ausgehenden Impulse derart gesteuert wird, dass er während der Impulsdauer d geöffnet ist, und anderseits ein der zeitlichen Mittelwertbildung dienendes Filter, das aus einem Kondensator 10 und einem diesem vorgeschalteten Widerstand 11 besteht, dessen Ohmwert sehr viel grösser ist als der des Widerstandes 4.
Während der Impulsdauer # lädt sich der Kondensator 10 auf. Während der Impulspause (T-#) kann sich der Kondensator 10 über den Widerstand 11 entladen, wobei die Zeitkonstante dieser Umladungen gross ist gegenüber der Impulsperiode T.
Die Folge der vom Schalter 9 bewirkten Spannungsimpulse ist in der Fig. 2 ausgezogen gezeichnet. Der zeitliche Mittelwert der Spannungsimpulse, nämlich die mittlere Kondensatorspannung U2, ist gestrichelt eingetragen. Diese Spannung U2 ist einerseits der Spannung U1 proportional, die wiederum der momentanen Lastspannung U proportional ist, anderseits ist U2 dem zeitlichen Abstand T umgekehrt proportional. Da dieser Abstand dem Laststrom I umgekehrt proportional ist, verhält sich U2 auch zum momentanen Laststrom I proportional. Demnach ist die mittlere Kondensatorspannung U2 dem Produkt U 1, also der vom Lastwiderstand 1 verbrauchten Leistung, proportional und kann angezeigt oder zur zeitlichen Integration in einem Energiezähler benützt werden.
Im folgenden wird gezeigt, dass dieses Verfahren auch für die Messung der Wirkleistung bei Wechselstrom herangezogen werden kann, wenn man die Spannung über dem Schalter 9 während der negativen Halbwellen des Stromes umpolt.
Für diese Umpolung weist die in der Fig. 3 schematisch dargestellte Messeinrichtung einen zweipoligen Umschalter 12 auf, welcher von einem Strommesser 13 mit je nach Stromrichtung veränderlich durchlässigem Nullschwellenschalter 14 derart gesteuert wird, dass die an das aus dem Kondensator 10 und dem Widerstand 11 beswtehen de Filter gelegte Spannung U1 beim Nulldurchgang des Laststromes I jeweils umgepolt wird. Im übrigen enthält die in der Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung die mit gleichen Bezugszeichen versehenen Elemente der Fig. 1.
Der Strom-Frequenzwandler 7 ist so ausgelegt, dass er bei einer Netzfrequenz von f0 = 50 Hz beispielsweise eine Impulsfolge mit maximal 100 bis 200 kHz beim höchstzulässigen Wert des momentanen Laststromes I liefert. Im folgenden ist angenommen, dass der Laststrom I # sin ##t der Lastspannung U # sin (#0t+#) um den Phasenwinket # nacheilt, wobei #0=2###0 die Kreisfrequenz des Netzes und t die Zeit bedeuten.
Im unteren Teil der Fig. 4 ist der zeitliche Verlauf des Betrages 1 sin coOt des momentanen Laststromes und der vom Strom-Frequenzwandler 7 ausgelösten und vom Multivibrator 8 abgegebenen Steuerimpulse dargestellt.
Der zeitliche Abstand T der Einsatzilanken zweier einander folgender Steuerimpulse ist veränderlich, und zwar dem während dieser Zeitspanne gemittelten Betrag des momentanen Laststroms I sin (boot) umgekehrt proportional, wobei die Impulse wieder alle die gleiche Dauer < 3 haben. Während dieser Impulse wird wieder der Schalter 9 geöffnet und es erscheint am Widerstand 4 eine der momentanen Lastspannungen U # sin (#0t+#) proportionale Spannung U1 # sin (#0t+#).
Infolge der vom Umschalter 12 bewirkten Umpolung der vom Schalter 9 ausgehenden Spannungsimpulse erhält die Zeit-Spannungskurve den im oberen Teil der Fig. 4 dargestellten Verlauf. Die Integration dieser Zeit-Spannungskurve zur Berechnung der am Filter auftretenden Gleichspannungskomponente ist unter der Voraussetzung möglich, dass die Impulsperioden T kurz genug sind, damit die gemittelte Impuls # höhe . U1 . sin (#0t + #) einer jeden Impulsperiode T als stetige Funktion der Zeit behandelt werden darf.
Die Impulsdauer < 3 ist konstant, T ist dem Strom I sin #0t und U1 der Lastspannung U proportional, und somit ist die über eine halbe Netzperiode T0/2 erstreckte, einer Stromhalbwelle entsprechende Zeit-Spannungsfläche proportional zu
EMI2.1
sin (#0t + #) # sin #0t # dt. Der Integrand lässt sich umformen zu cos # . sin2 #0t + sin # # sin #0t # cos #0t. Das Integral des zweiten Summanden verschwindet und
EMI2.2
cos##
T0 sin2 #0t#dt ergibt cos #.
4 Nach Division dieses Aus druckes durch T0/2 erhält man den gesuchten zeitlichen U#I#cos# Mittelwert der Impulsspannung. Auf die
2 halbe Netzperiode T0/2 bezogen erweist sich also die Gleichspannungskomponente U2 proportional dem Pro U#I#cos# dukt , also der vom Lastwiderstand 1 ver-
2 brauchten Wirkleistung.
In Wirklichkeit gilt die Proportionalität zwischen der vom Lastwiderstand 1 verbrauchten Wirkleistung und der am Kondensator 10 erscheinenden Gleichspannungskomponente wegen der endlichen Dauer a der Spannungsimpulse nicht streng, und namentlich für kleine Ströme I, d. h. verhältnismässig lange Impulsperioden T und kleine cos ç können die Fehler, auf einzelne Netzperioden T0 bezogen, sogar recht merklich werden.
Praktisch wird nun aber immer über eine grosse Zahl von Netzperioden T0 gemittelt, und wie sich rechnerisch oder experimentell zeigen lässt, gleichen sich dann die Fehler im Endergebnis aus, weil sich die von Halbperiode zu Halbperiode ändernden Fehler im Mittel gegenseitig aufheben. Ist insbesondere die kleinste mittlere Impulsfrequenz mindestens annähernd 1000 Hz, so ermöglicht die zeitliche Mittelwertbildung der Gleichspannung über dem Kondensator 10 eine sehr genaue über die Periode T0 gemittelte Leistungsmessung.
Die in der Fig. 5 als Blockschaltbild dargestellte Messeinrichtung zeigt, wie das beschriebene Verfahren zur Wirkleistungsmessung bei Wechselstrom praktisch ausgewertet werden kann. Es bedeutet 15 einen Transformator, welcher die Lastspannung U, die praktisch gleich der Netzspannung ist, auf einen für die durch Halbleiter realisierten Schalter 16 und 17 (entsprechend den Schaltern 9 und 12 in der Fig. 3) günstigen Wert transformiert. Die Enden der Sekundärwicklung des Transformators 15 sind über Widerstände 18, 19 bzw.
20, 21 zum Eingang 22 eines Verstärkers 23 geführt.
Der Widerstand 18 ist gleich dem Widerstand 20 und der Widerstand 19 ist gleich dem Widerstand 21. Die Schalter 16 und 17 sind in Leitungen gelegt, welche Ab zweigpunkte zwischen den Widerständen 18, 19 bzw.
20, 21 mit der Mitte der Sekundärwicklung des Transformators und dem Nullpunkt des Verstärkers 23 verbinden. Der Ausgang 24 des Verstärkers 23 ist einerseits durch einen Widerstand 25 mit dem Eingang 22 parallel gegengekoppelt und über das aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 26 mit einem Kondensator 27 bestehende Filter mit dem Verstärkernullpunkt verbunden.
Der Schalter 17 sei nun während der positiven Stromhalbwellen dauernd geschlossen und der Schalter 16 während jeder Dauer 8 der aus dem Strom-Frequenzwandler 7 austretenden Impulse geöffnet und während der Impulspausen (T - (T-8) geschlossen, wobei die Frequenz dieser Impulsfolge der über die Periode T der Impulsfrequenz gemittelten Amplitude des Stromes I proportional ist.
In der negativen Stromhalbwelle vertauschen die Schalter 16 und 17 ihre Rollen. Der Verstärker 23 ist als Summierverstärker geschaltet. Am Ausgang 24 entsteht die negative Summe der Spannungen über den Schaltern 16 und 17. In der positiven Halbwelle des Stromes ist die Spannung über dem Schalter 17, abgesehen von der kleinen Schalter-Restspannung, Null.
Am Ausgang erscheint deshalb während der Halbperiode T012 die in der Fig. 4 oben gezeichnete Impulsfolge, deren Amplituden dem Momentanwert der Netzspannung proportional sind und die bei der Umkehrung der Polarität der Spannung je nach der Phase zwischen Spannung und Strom das Vorzeichen wechseln können.
Während der negativen Halbwelle des Stromes erscheint eine ähnliche Impulsfolge am Ausgang 24, welche jedoch über dem Schalter 17 entsteht, während die Spannung über dem Schalter 16 praktisch Null ist.
Besteht der Schalter 16 z. B. aus der Kollektor Emitter-Strecke eines Transistors, dessen Emitter am Nullpunkt des Verstärkers 23 liegt, und der Schalter 17 aus einem gleichartigen Transistor, dessen Kollektor mit dem Nullpunkt des Verstärkers 23 verbunden ist, so kompensieren sich ihre Restspannungen am Eingang 22 des Verstärkers während der Zeit, in welcher beide Schalter geschlossen sind.
Die durch den Widerstand 25 parallel gegengekoppelte Verstärkeranordnung hat eine sehr kleine Ausgangs-Impedanz. Das Filter, bestehend aus dem Widerstand 26 und dem Kondensator 27, wird also aus einer nahezu idealen Spannungsquelle gespeist und die Zeitkonstante der Glättung ist deshalb praktisch unabhängig von ihrem Innenwiderstand. Über dem Kondensator 27 entsteht eine Spannung U4, welche proportional der
U I cos g ist. Ein Strom 14, welcher Wirkleistung 2 aus dem Kondensator 27 über eine (nicht gezeichnete) konstante Last fliesst, ist ebenfalls proportional dieser Wirkleistung.
Damit der Strom-Frequenzwandler 7 in einem grossen Strombereich genau arbeitet, kann die Ausgangsfrequenz um den Faktor p erhöht werden, wenn der Strom z. B. auf den zehnten Teil der Maximal Amplitude gesunken ist. Wenn gleichzeitig die Verstärkung der Summieranordnung 19, 21, 23 und 25 um den gleichen Faktor p herabgesetzt wird, bleibt das Mess resultat gleich.
Diese Verstärkung ist bekanntlich gegeben durch das Verhältnis der Widerstände 25 und 19 in der positiven Stromhalbwelle und analog durch die Widerstände 25 und 21 in der anderen Stromhalbwelle. Bei der Erhöhung der Frequenz um den Faktor p muss also gleichzeitig der Widerstand 25 um den gleichen Faktor p reduziert werden.
In der beschriebenen Messeinrichtung können auch Laststrom und Lastspannung vertauscht werden. Die Frequenz der Impulsfolgen ist dann proportional der Momentanspannung und deren Amplituden sind proportional dem Netzstrom.
Die beschriebene Messeinrichtung misst in einem Wechselstromnetz die Wirkleistung einer Phase. Bei Mehrphasen-Systemen kann pro Phase eine gleiche Messeinrichtung vorgesehen werden. Die Summe der Ausgangs-Spannungen U4 pro Phase ist dann ein Mass für die Gesamtwirkleistung.
Method for multiplying two factors, especially current and voltage
Active power measurement and circuit arrangement for carrying out the method
The invention relates to a method for multiplying two factors, in particular current and voltage for real power measurement, in which the time average value of the voltage of a square pulse train is proportional to the product and the amplitude is proportional to the one factor. The invention also relates to a circuit arrangement for performing this method.
So far, the multiplication has mostly been done with mechanical means that are subject to wear and tear.
The invention is based on the object of using electronic means for this purpose in order to avoid the mechanically moving parts subject to wear.
Purely electronic solutions to this problem have also become known. However, these still have the disadvantage that with non-constant, z. B. temperature-dependent characteristics of electronic components must be worked. This applies e.g. B. in the use of Hall generators, also in the formation of the product xy according to the relationship logxy = iogx + logy where logarithmic characteristics of semiconductor elements are used. When determining the product xy from the relationship 4xy = (x + y) 2 - (x - y), quadratic characteristics of semiconductor arrangements are necessary.
The disadvantages of the known methods are eliminated according to the invention in that the frequency of the pulse train is chosen to be proportional to the other factor and the pulse duration is chosen to be constant.
According to the invention, a circuit arrangement for performing this method is characterized in that a current or
Voltage-frequency converter is arranged, which generates a sequence of square-wave pulses of constant duration 8, the period T of which is inversely proportional to the amount of the current I or the voltage U averaged over a period T, and that a switch controlled by the pulse sequence is arranged, the one of the voltage U or the current I proportional voltage UL short-circuits during the pulse pause (T - <3) and to form the time average of the square-wave voltage a filter, z. B. is connected in parallel directly or via an amplifier arrangement.
The invention will be explained in more detail with reference to the drawings, in which some embodiments of the subject matter of the invention are shown, for example.
Show it:
1 shows a circuit diagram of a direct current power meter,
Fig. 2 is a diagram,
3 shows a circuit diagram of an alternating current power meter,
4 shows a voltage and a current diagram and
5 shows a basic circuit diagram of a circuit arrangement for measuring an alternating current power.
The DC power meter shown schematically in Fig. 1 is used to measure the power UI consumed by a variable load resistor 1, which is supplied to this by a direct current source UO with the source resistor 2, where U is the load voltage and I is the load current of the supplied Performance mean. The two factors U and I are used to produce the pulse sequence shown in FIG. 2 as follows.
A voltage divider consisting of resistors 3 and 4 is connected in parallel to load resistor 1, resistor 3 being so much larger than load resistor 1 that a current I ,, flowing to junction 5 can be equated with load current I.
The current 1o flows through a low-resistance measuring resistor 6 and is used in a current frequency wall, it 7 with a monostable multivibrator 8 to generate a sequence of pulses which all have the same duration a and follow each other at such a frequency that the time interval T der Starting edges of two consecutive pulses is inversely proportional to the amount of the instantaneous load current I averaged during this time.
Parallel to the resistor 4 is on the one hand a switch 9, which is controlled by the pulses emanating from the multivibrator 8 in such a way that it is open during the pulse duration d, and on the other hand a filter which is used for time averaging and which consists of a capacitor 10 and an upstream resistor 11, the ohmic value of which is much greater than that of resistor 4.
During the pulse duration #, the capacitor 10 charges up. During the pulse pause (T- #), the capacitor 10 can discharge via the resistor 11, the time constant of this charge reversal being large compared to the pulse period T.
The sequence of the voltage pulses caused by the switch 9 is shown in solid lines in FIG. The mean value of the voltage pulses over time, namely the mean capacitor voltage U2, is shown in dashed lines. This voltage U2 is on the one hand proportional to the voltage U1, which in turn is proportional to the instantaneous load voltage U, and on the other hand U2 is inversely proportional to the time interval T. Since this distance is inversely proportional to the load current I, U2 is also proportional to the instantaneous load current I. Accordingly, the mean capacitor voltage U2 is proportional to the product U 1, that is to say the power consumed by the load resistor 1, and can be displayed or used for time integration in an energy meter.
In the following it is shown that this method can also be used to measure the active power with alternating current if the polarity of the voltage across the switch 9 is reversed during the negative half-waves of the current.
For this polarity reversal, the measuring device shown schematically in FIG. 3 has a two-pole changeover switch 12, which is controlled by an ammeter 13 with a zero threshold switch 14 that is variably permeable depending on the direction of the current, so that the output from the capacitor 10 and the resistor 11 is controlled The polarity of the voltage U1 applied to the filter is reversed when the load current I crosses zero. Otherwise, the circuit arrangement shown in FIG. 3 contains the elements of FIG. 1 which are provided with the same reference symbols.
The current-frequency converter 7 is designed in such a way that it delivers, for example, a pulse train with a maximum of 100 to 200 kHz at a maximum permissible value of the instantaneous load current I at a network frequency of f0 = 50 Hz. In the following it is assumed that the load current I # sin ## t lags the load voltage U # sin (# 0t + #) by the phase angle #, where # 0 = 2 ### 0 denotes the circular frequency of the network and t denotes the time.
In the lower part of FIG. 4, the time course of the amount 1 sin coOt of the instantaneous load current and the control pulses triggered by the current-frequency converter 7 and emitted by the multivibrator 8 are shown.
The time interval T between the starting lines of two consecutive control pulses is variable, namely inversely proportional to the amount of the instantaneous load current I sin (boot) averaged during this period, with the pulses again all having the same duration <3. During these pulses, the switch 9 is opened again and a voltage U1 # sin (# 0t + #) proportional to the current load voltages U # sin (# 0t + #) appears at the resistor 4.
As a result of the polarity reversal of the voltage pulses emanating from switch 9 brought about by changeover switch 12, the time-voltage curve has the course shown in the upper part of FIG. The integration of this time-voltage curve for calculating the DC voltage component occurring at the filter is possible provided that the pulse periods T are short enough for the averaged pulse height. U1. sin (# 0t + #) of each pulse period T may be treated as a continuous function of time.
The pulse duration <3 is constant, T is proportional to the current I sin # 0t and U1 to the load voltage U, and thus the time-voltage area that extends over half a network period T0 / 2 and corresponds to a current half-wave is proportional to
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sin (# 0t + #) # sin # 0t # dt. The integrand can be converted to cos #. sin2 # 0t + sin # # sin # 0t # cos # 0t. The integral of the second summand vanishes and
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cos ##
T0 sin2 # 0t # dt results in cos #.
4 After dividing this expression by T0 / 2, you get the U # I # cos # mean value of the pulse voltage over time. On the
2 related to half the network period T0 / 2, the direct voltage component U2 proves to be proportional to the per U # I # cos # duct, i.e. that which is reduced by the load resistance 1
2 needed real power.
In reality, the proportionality between the active power consumed by the load resistor 1 and the direct voltage component appearing on the capacitor 10 does not apply strictly because of the finite duration a of the voltage pulses, and in particular for small currents I, i. H. For relatively long pulse periods T and small cos ç, the errors can even be quite noticeable in relation to individual network periods T0.
In practice, however, a large number of network periods T0 is always averaged, and as can be shown mathematically or experimentally, the errors in the end result are then balanced out because the errors that change from half-period to half-period cancel each other out on average. If, in particular, the smallest mean pulse frequency is at least approximately 1000 Hz, then the time averaging of the DC voltage across the capacitor 10 enables a very precise power measurement averaged over the period T0.
The measuring device shown as a block diagram in FIG. 5 shows how the described method for measuring active power with alternating current can be evaluated in practice. 15 denotes a transformer which transforms the load voltage U, which is practically equal to the mains voltage, to a value which is favorable for switches 16 and 17 implemented by semiconductors (corresponding to switches 9 and 12 in FIG. 3). The ends of the secondary winding of the transformer 15 are connected via resistors 18, 19 and
20, 21 to the input 22 of an amplifier 23.
The resistor 18 is equal to the resistor 20 and the resistor 19 is equal to the resistor 21. The switches 16 and 17 are placed in lines, which from branch points between the resistors 18, 19 and
Connect 20, 21 to the center of the secondary winding of the transformer and the zero point of the amplifier 23. The output 24 of the amplifier 23 is coupled in parallel with the input 22 through a resistor 25 and connected to the amplifier zero point via the filter consisting of the series connection of a resistor 26 with a capacitor 27.
The switch 17 is now permanently closed during the positive current half-waves and the switch 16 is opened during each duration 8 of the pulses emerging from the current-frequency converter 7 and closed during the pulse pauses (T - (T-8), the frequency of this pulse train being the above the period T of the pulse frequency averaged amplitude of the current I is proportional.
In the negative current half-wave, the switches 16 and 17 swap their roles. The amplifier 23 is connected as a summing amplifier. The negative sum of the voltages across switches 16 and 17 is produced at output 24. In the positive half-cycle of the current, the voltage across switch 17, apart from the small residual voltage, is zero.
The pulse sequence shown above in FIG. 4 appears at the output during the half-period T012, the amplitudes of which are proportional to the instantaneous value of the mains voltage and which can change sign when the polarity of the voltage is reversed depending on the phase between voltage and current.
During the negative half-cycle of the current, a similar pulse sequence appears at the output 24, which, however, occurs across the switch 17, while the voltage across the switch 16 is practically zero.
Is the switch 16 z. B. from the collector-emitter path of a transistor whose emitter is at the zero point of the amplifier 23, and the switch 17 from a similar transistor whose collector is connected to the zero point of the amplifier 23, so their residual voltages compensate at the input 22 of the amplifier during the time in which both switches are closed.
The amplifier arrangement coupled in parallel through the resistor 25 has a very small output impedance. The filter, consisting of the resistor 26 and the capacitor 27, is thus fed from an almost ideal voltage source and the time constant of the smoothing is therefore practically independent of its internal resistance. A voltage U4 arises across the capacitor 27, which is proportional to the
U I cos g is. A current 14, which real power 2 flows from capacitor 27 via a constant load (not shown), is also proportional to this real power.
So that the current-frequency converter 7 works accurately in a large current range, the output frequency can be increased by a factor of p when the current z. B. has decreased to the tenth part of the maximum amplitude. If the gain of the summing arrangement 19, 21, 23 and 25 is reduced by the same factor p at the same time, the measurement result remains the same.
As is known, this gain is given by the ratio of the resistors 25 and 19 in the positive current half-cycle and analogously by the resistors 25 and 21 in the other current half-cycle. When the frequency is increased by the factor p, the resistor 25 must be reduced by the same factor p at the same time.
Load current and load voltage can also be interchanged in the measuring device described. The frequency of the pulse trains is then proportional to the instantaneous voltage and their amplitudes are proportional to the mains current.
The described measuring device measures the active power of a phase in an alternating current network. In multi-phase systems, the same measuring device can be provided for each phase. The sum of the output voltages U4 per phase is then a measure of the total active power.