Verfahren zur Messung des Ausgangstromes in einem selbstgeführten Pulswechselrichter Es ist bekannt, dass sich mit zwangskommutierten Stromrichterventilen selbstgeführte Wechselrichter auf bauen lassen, bei denen nicht nur die Ausgangsfre quenz, sondern durch wiederholtes Zünden und Löschen des gleichen Ventiles auch die Ausgangsspan nung verändert werden kann.
Diese sogenannten Puls wechselrichter ermöglichen es, kohektorlose Dreh- Strommaschinen als Antriebe mit veränderlicher Dreh zahl und auch im Reversierbetrieb zu verwenden. Der Ausgangsstrom eines Pulswechselrichters kann in be kannter Weise mit Hilfe einer Zweipunktregelung auf einem vorgegebenen Wert gehalten oder auf einen be stimmten zeitlichen Verlauf z. B. sinusförmigen Ver lauf - geregelt werden.
Dazu benötigt man Strommess- organe am Ausgang des Wechselrichters., die Gleich ströme in beiden Richtungen und Wechselströme ver zerrungsfrei abbilden können.
Bei dreiphasigen Pulswechelrichtern in verketteter Schaltung kann, man den Ausgangswechselstrom so regeln, dass sich positive und negative Stromblöcke von einem Drittel der Periodendauer ergeben. Diese Art der Stromregelung ist dann besonders einfach, wenn ein Messorgan vorhanden ist, welches die Summe der Gleichrichtwerte der einzelnen Phasen ströme misst. Das kann dadurch geschehen, dass der Sternpunkt der Last aufgelöst, über einen Brücken- gleichrichter geführt und dessen Gleichstrom gemessen wird. Dieses Verfahren benötigt einen Gleichrichter für den vollen Laststrom.
Die Nachteile dieser bekannten Verfahren, Stern punktgleichrichter für den vollen Strom oder Messein- richtung für beide Stromrichtungen in jeder Phase, werden durch die Erfindung beseitigt.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung des Ausgangsstromes in einem selbstgeführten Puls wechselrichter mit Stromregelung. Erfindungsgemäss werden auf der Gleichstromseite des Pulswechselrich- ters in den Zuleitungen zu einer Gruppe oder mehreren Gruppen gleichartig betriebener Ventile Strommessor- gane angeordnet. Fig. 1 zeigt ein einfaches Ausführungsbeispiel -der Erfindung.
Der Pulswechselrichter besteht aus einer Gruppe löschbarer Ventile 11, 21, 31 mit der Zulei tung 2 und einer Gruppe Dioden 12, 22, 32 mit der Zuleitung 1, sowie den gegenüberliegenden Gruppen 13, 23, 33 und 14, 24, 44 mit den Zuleitungen 3 und 4. Die Ausgänge R, S, T des Pulswechselrichters sollen beispielsweise einen Drehstrommotor 8 speisen.
Be trachtet man einen Strom i, der von der Phase B zur Phase T in der in Fig. 1 angegebenen Richtung fliesst, dann kann dieser Strom über die Ventile 11 oder 13 zufliessen und über die Ventile 32 oder 34 abfliessen. Der zufliessende Strom kann also in den Zuleitungen 2 und 3 mit den Messorganen 5 und 6 gemessen werden. Entsprechendes gilt für jeden anderen Phasenstrom, so dass die Summe der zufliessenden Ströme mit Hilfe der Messorgane 5 und 6 gemessen werden kann.
Die Summe der abfliessenden Ströme kann entsprechend mit den Messorganen 5a und 6a in den Zuleitungen 1 und 4 gemessen werden. Letzteres ist bei unbelastetem Sternpunkt der Last unnötig, da dann die Summe der zufliessenden Ströme gleich der Summe der abfliessen- den Ströme ist. Der Vorteil der Erfindung besteht darin, dass keine zusätzlichen Ventile zur Strommes sung benötigt werden, und die Strommessorgane trotz dem nur in einer Stromrichtung durchflossen werden.
Das Verfahren bezieht sich nicht nur auf den in Fig. 1 gezeigten dreiphasigen Pulswechselrichter in verketteter Schaltung, sondern auf jeden Pulswechselrichter mit Gruppen gleichartig betriebener Ventile.
In einer Ausführungsform der Erfindung kann eine an sich bekannte Strommessanordnung vorgesehen werden, welche die Summe der Gruppenströme bildet. So misst die Anordnung 7 in Fig.l den Strom i, = i2 + i, Solche Summenstrommesser mit mehreren Primärwicklungen lassen sich beispielsweise als Gleichstromwandler oder als magnetische Joche mit Hallsonden ausführen.
Die Summenstrommessung hat gegenüber einer Einzelmessung den Vorteil, dass die Induktivität des Messorganes nicht stört beim über- gang des Stromes von einem löschbaren Ventil 11, 21, oder 31 auf die gegenüberliegende Diode 13, 23 oder 33.
Die in den Strommessorganen gemessenen Ströme sind nur dann gleich der Summe der Lastströme, wenn im Wechselrichter keine Kreisströme fliessen. Derartige Kreisströme treten im allgemeinen nicht auf. Bei gewis sen Löschanordnungen treten Kreisströme kurzzeitig dann auf, wenn ein Ventil gelöscht wird. So kann z. B. beim Löschen des Ventiles 11 ein Stromimpuls über die Elemente<B>11,</B> 12, 5a, 5 und 7 auftreten. Das be deutet, dass beim Löschen eines Ventiles kurzzeitig höherer Strom als der wirkliche Laststrom gemessen wird. Das stört bei der Zweipunktregelung im allgemei nen nicht.
Bei einer Dreipunktregelung mit Zwei-Niveau- Verfahren kann die Steuerung jedoch nachteilig beeinflusst werden, wie es in Fig. 2a und 2b näher er läutert wird. Das Zwei-Niveau-Verfahren verwendet nach dem Soll-Ist-Vergleich 41 zwei Kippstufen 42 und 43, deren Ansprechwerte a1, a., und b,, b2 ver schieden sind.
Durch Kombination der beiden Kippstu- fen wird ermittelt, ob der Wechselrichter treibende Spannung, Freilauf oder Gegenspannung erzeugen soll. Nach dem Ansprechen (Zeitpunkt t, in Fig. 2a) der Kippstufe 43 durch Erreichen des Ansprechwertes a, kann der Kreisstrom die Kippstufe 43 mit dem An sprechwert b, zum Kippen bringen, obwohl der Last strom i den Ansprechwert b, gar nicht erreicht hat.
Dieses Ansprechen des höheren Niveaus wird in weite rer Ausgestaltung der Erfindung dadurch verhindert, dass besondere Mittel vorgesehen werden, die während des Löschvorganges von treibender Spannung auf Frei lauf die Strommessung für die Erzeugung der Gegen spannung unterbrechen. Ein Ausführungsbeispiel dieses Zusatzes zeigt Fig. 2b. Beim Ansprechen der Kippstufe 42 wird durch einen Univibrator 44 auf die für die Gegenspannung massgebliche Kippstufe 43 derart ein gewirkt, dass für die vom Univibrator erzeugte Zeit Q t ein Umschalten der Kippstufe 43 verhindert wird.
Der zusätzliche Stromimpuls beim Erreichen der Grenze 6 zum Zeitpunkt t2 bringt keine weitere Kippstufe zum Ansprechen und stört daher die Steuerung nicht.
Method for measuring the output current in a self-commutated pulse-controlled inverter It is known that self-commutated power converter valves can be used to build self-commutated inverters in which not only the output frequency but also the output voltage can be changed by repeatedly igniting and deleting the same valve.
These so-called pulse inverters make it possible to use cohectorless three-phase machines as drives with variable speed and also in reversing mode. The output current of a pulse-controlled inverter can be kept in a known manner with the help of a two-point control at a predetermined value or on a certain timing z. B. sinusoidal course - be regulated.
For this purpose, current measuring devices are required at the output of the inverter, which can map direct currents in both directions and alternating currents without distortion.
With three-phase pulse inverters in a chained circuit, the output alternating current can be regulated in such a way that positive and negative current blocks of a third of the period result. This type of current regulation is particularly simple if a measuring element is available which measures the sum of the rectified values of the individual phase currents. This can be done by removing the star point of the load, routing it through a bridge rectifier and measuring its direct current. This method requires a rectifier for the full load current.
The disadvantages of these known methods, star point rectifiers for the full current or measuring device for both current directions in each phase, are eliminated by the invention.
The invention relates to a method for measuring the output current in a self-commutated pulse inverter with current control. According to the invention, on the DC side of the pulse-controlled inverter, power management devices are arranged in the supply lines to a group or several groups of valves operated in the same way. Fig. 1 shows a simple embodiment of the invention.
The pulse inverter consists of a group of erasable valves 11, 21, 31 with the supply line 2 and a group of diodes 12, 22, 32 with the supply line 1, as well as the opposite groups 13, 23, 33 and 14, 24, 44 with the supply lines 3 and 4. The outputs R, S, T of the pulse-controlled inverter are intended to feed a three-phase motor 8, for example.
If one seeks a current i which flows from phase B to phase T in the direction indicated in FIG. 1, this current can flow in via valves 11 or 13 and flow out via valves 32 or 34. The flowing current can therefore be measured in the supply lines 2 and 3 with the measuring elements 5 and 6. The same applies to every other phase current, so that the sum of the flowing currents can be measured with the aid of the measuring elements 5 and 6.
The sum of the outflowing currents can be measured accordingly with the measuring elements 5a and 6a in the supply lines 1 and 4. The latter is unnecessary if the star point of the load is not loaded, since the sum of the incoming currents is then the same as the sum of the outgoing currents. The advantage of the invention is that no additional valves are required for current measurement, and the current measuring elements are flown through in one direction only.
The method relates not only to the three-phase pulse-controlled inverter shown in FIG. 1 in a linked circuit, but to each pulse-controlled inverter with groups of valves operated in the same way.
In one embodiment of the invention, a current measuring arrangement known per se can be provided which forms the sum of the group currents. Thus, the arrangement 7 in Fig.l measures the current i, = i2 + i, Such total ammeters with several primary windings can be designed, for example, as direct current converters or as magnetic yokes with Hall probes.
Compared to a single measurement, the total current measurement has the advantage that the inductance of the measuring element does not interfere when the current passes from an erasable valve 11, 21, or 31 to the opposite diode 13, 23 or 33.
The currents measured in the current measuring devices are only equal to the sum of the load currents if there are no circulating currents in the inverter. Such circulating currents generally do not occur. With certain extinguishing arrangements, circulating currents occur briefly when a valve is extinguished. So z. B. when the valve 11 is deleted, a current pulse occurs via the elements 11, 12, 5a, 5 and 7. This means that when a valve is deleted, a higher current than the real load current is measured for a short time. In general, this does not interfere with two-point control.
In the case of a three-point control with a two-level method, however, the control can be adversely affected, as it is explained in more detail in FIGS. 2a and 2b. The two-level method uses after the target / actual comparison 41 two flip-flops 42 and 43, the response values a1, a., And b ,, b2 are different.
By combining the two flip-flops, it is determined whether the inverter should generate driving voltage, freewheeling or counter voltage. After the response (time t, in Fig. 2a) of the trigger stage 43 by reaching the response value a, the circulating current can cause the trigger stage 43 with the response value b to tilt, although the load current i has not reached the response value b .
This response of the higher level is prevented in a broader embodiment of the invention that special means are provided which interrupt the current measurement for the generation of the counter voltage during the extinguishing process from driving voltage to free-running. An embodiment of this addition is shown in FIG. 2b. When the trigger stage 42 responds, a univibrator 44 acts on the trigger stage 43, which is decisive for the counter voltage, in such a way that switching of the trigger stage 43 is prevented for the time Q t generated by the univibrator.
The additional current pulse when the limit 6 is reached at time t2 does not trigger any further flip-flop and therefore does not interfere with the control.