Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzumgetasteter Telegraphienachrichten Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungs anordnung zur Demodulation frequenzumgetasteter Te- legraphienachrichten, deren Frequenzen durch phasen starres Teilen und/oder Vervielfachen aus der Takt frequenz hergeleitet sind und die Umtastung in den Spannungsscheiteln vorgenommen ist, wobei am Emp fangsort Mittel vorgesehen sind,
um die Taktfrequenz auf die Telegraphienachricht zu synchronisieren.
Die Demodulation derartiger, nach dem Frequenz- umtastverfahren übertragener Nachrichten kann in be kannter Weise mit Hilfe eines Frequenzdiskriminators vorgenommen werden. Dieser setzt die angebotenen Frequenzsprünge in Gleiehspannungsspränge um, die anschliessend über Tiefpassfilter Kippstufen zur Zeichen regenerierung zugeführt werden.
Diese Demodulations- att kann aber nur für höherfrequente Schwingungen oder Schwingungen, deren Frequenz gegenüber der Takt frequenz hoch ist, verwendet werden, indem die Filter kreise des Diskriminators genügend Zeit haben müssen, um einzuschwingen.
Bei Tonfrequenzen, die sich von der Taktfrequenz nur unwesentlich unterscheiden, ist eine Demodulation mit einem Diskriminator nicht mehr möglich. Sind bei spielsweise die Frequenzen und die Phasenlagen der zwei Schwingungen synchronisiert, d. h. Vielfache und/ oder Teilfrequenzen einer Grundschwingung, so werden zwei Schwingungen erhalten, die periodisch gleichphasig sind.
Die Umtastung kann damit in einem solchen Zeit punkt der Gleichphasigkeit erfolgen. Selbstverständlich muss die Taktfrequenz der Umtastung ebenfalls perio disch gleichphasig mit den zwei Schwingungen sein.
Es ist bekannt, dass der Spannungsverlauf bei einer Umtastung in einem beliebigen Zeitpunkt einen Knick aufweist, der naturgemäss zu einem Seitenbandspektrum führt. Es ist daher günstiger, in einem Punkt umzutasten, bei dem sowohl die Amplituden als auch die ersten Ab leitungen nach der Zeit gleich sind; also im Spannungs scheitel.
Das Seitenbandspektrum wird damit bedeutend verringert. Die Bandbreite kann noch weiter verringert werden, wenn die Differenz der Anzahl Schwingungen der zwei Frequenzen während eines Bits auf eine halbe Periode verkleinert wird.
Damit bei der Umtastung kein Spannungssprung entsteht, muss die Phasenlage der bei den Schwingungen im Umtastmoment auf Gleichphasig- keit geprüft werden und bei ungleicher Phasenlage die anzuschaltende Schwingung um 180 gedreht werden.
Diese Bedingungen sind beispielsweise erfüllt, wenn die Frequenz der einen Schwingung gleich gross und die Frequenz der zweiten Schwingung halb so gross ist wie die Taktfrequenz. Unter diesen Voraussetzungen lässt sich aber eine Demodulator-Schaltung bauen, die gegen über den bekannten Schaltungen bedeutend einfacher ist.
Der Zweck der Erfindung liegt in der Schaffung eines einfach gebauten Demodulators, bei dem keine Filter vorgesehen sind, und der somit weitgehend frequenz- unabhängig ist.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeich net, dass ein aus zwei bistabilen Speicherstufen gebilde tes Schieberegister vorgesehen ist, dem die Telegraphie nachricht über einen Begrenzer und die Taktfrequenz als Verschiebungstakt zugeführt sind, und dass ein Ver gleichstor zum Vergleich der Speicherinhalte im Schiebe register vorgesehen ist, das bei ungleichen Speicher inhalten die eine Polarität und bei gleichen Speicher inhalten die andere Polarität liefert.
Anhand der beiliegenden Zeichnung wird die Erfin dung nachfolgend in einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 1 ein Blockschema und Fig. 2 zeigt Spannungsdiagramme für die an den mit A bis E bezeichneten Punkten der Fig. 1 auftretenden Spannun gen.
In Fig. 1 wird das ankommende und verstärkte Signal am Eingang A eingespeist. Als Begrenzer dient ein Schmitt-Trigger 1 mit zwei gegenphasigen Ausgän gen B und B. Zwei bistabile Multivibratoren 2 und 3 bilden zusammen ein Schieberegister. Jeder bistabile Multivibrator 2 und 3 ist an jedem Steuereingang mit einem UND-Tor versehen.
Die UND-Tore des bistabilen Multivibrators 2 werden einerseits je mit einer Span nung B bzw. B aus dem Schmitt-Trigger 1 und ander- seits mit einem Verschiebungstakt C angesteuert. Der bistabile Multivibrator 3 wird einerseits mit je einem Ausgang des bistabilen Multivibrators 2 und anderseits mit dem gleichen Verschiebungstakt C angesteuert.
Die Ausgänge D und E der bistabilen Multivibratoren 2 und 3 sind auf ein Vergleichstor 4 geführt, das nur bei glei chem Potential an den Eingängen ein Signal auf den Ausgang F liefert:
Der Verschiebungstakt C wird einem Impulserzeuger 5 entnommen, der durch eine nicht dar gestellte Synchronisierung in bekannter Weise mit dem empfangenen Signal synchronisiert wird. Die Synchroni- sationsmerkmale sind am Eingang G angelegt.
In Fig. 2 ist in der ersten, nicht bezeichneten Zeile das gedachte Impulsprogramm des Senders dargestellt. Die Zeile A zeigt das, am Eingang A eintreffende Signal, das im Schmitt-Trigger 1 begrenzt wird und an dessen Ausgang die in Zeile B dargestellte Form aufweist.
Der bistabile Multivibrator 2 wird gleichermassen mit den Impulsen der Zeile B und dem Verschiebungstakt der Zeile C beaufschlagt. über die vorgeschalteten UND- Tore kippt damit dieser bistabile Multivibrator 2 bei Zu sammentreffen einer Impulslücke der Zeile B und einem Verschiebetakt C
in die eine Lage und bei Zusammen treffen eines Impulses der Zeile B und einem Verschiebe takt C in die andere Lage. Ein Vergleich zwischen den Zeilen B und D zeigt, dass nur die tiefere Signalfrequenz ein Kippen erzeugt.
Der bistabile Multivibrator 3 wird seinerseits mit der in Zeile D dargestellten Spannung und dem in Zeile C dargestellten Verschiebetakt beauf- schlagt. Auch dieser bistabile Multivibrator 3 kippt unter den für den bistabilen Multivibrator 2 genannten Vor aussetzungen,
so dass an seinem Ausgang E eine Impuls spannung gemäss Zeile E entsteht. Diese Impulsspan nung ist die gleiche; wie die in Zeile D dargestellte, nur ist sie um einen Takt verschoben. Einem Vergleichstor wird nun die Impulsspannung D und die zur Impulsspannung E gegenphasige Impuls spannung E zugeführt. An seinem Ausgang entsteht eine Spannung, wenn die beiden Eingangsspannungen gleiche Polarität, und eine Spannungslücke,
wenn die Eingangs- spannungen ungleiche Polarität aufweisen.
Das Vergleichstor kann in bekannter Weise aus zwei je durch beide Eingangsspannungen angesteuerte UND- Tore bestehen, wobei das eine UND-Tor über je eine Inverterstufe angesteuert wird. Die Ausgänge sind dabei über ein ODER-Tor zusammengeführt. Anstelle der zwei Inverterstufen vor dem einen UND-Tor könnten auch zwei UND-NICHT-Tore verwendet werden,
wobei dann die Ansteuerung mit der Ausgangsspannung D und der Ausgangsspannung E erfolgen müsste.
Circuit arrangement for demodulating frequency-shift keyed telegraphy messages The present invention relates to a circuit arrangement for demodulating frequency-shift keyed telegraphy messages, the frequencies of which are derived from the clock frequency by phase-rigid dividing and / or multiplying and the keying is made in the voltage peaks, with means being provided at the receiving location are,
to synchronize the clock frequency to the telegraph message.
The demodulation of such messages transmitted according to the frequency shift keying method can be carried out in a known manner with the aid of a frequency discriminator. This converts the frequency jumps offered into equal voltage jumps, which are then fed in via low-pass filters for signal regeneration.
This demodulation att can only be used for higher frequency oscillations or oscillations whose frequency is high compared to the clock frequency, in that the filter circuits of the discriminator must have enough time to settle.
With audio frequencies that differ only insignificantly from the clock frequency, demodulation with a discriminator is no longer possible. If, for example, the frequencies and the phase positions of the two oscillations are synchronized, i. H. Multiples and / or partial frequencies of a fundamental oscillation, two oscillations are obtained that are periodically in phase.
The keying can thus take place at such a time point of in-phase. Of course, the clock frequency of the keying must also be periodically in phase with the two oscillations.
It is known that the voltage curve has a kink at any point in time during keying, which naturally leads to a sideband spectrum. It is therefore more beneficial to re-key at a point where both the amplitudes and the first derivatives are equal over time; So in the peak of tension.
The sideband spectrum is thus significantly reduced. The bandwidth can be reduced even further if the difference in the number of oscillations of the two frequencies during one bit is reduced to half a period.
So that no voltage jump occurs during keying, the phase position of the vibrations in the keying moment must be checked for in-phase, and if the phase position is not the same, the vibration to be switched on must be turned by 180.
These conditions are met, for example, when the frequency of one oscillation is the same and the frequency of the second oscillation is half as high as the clock frequency. Under these conditions, however, a demodulator circuit can be built which is significantly simpler than the known circuits.
The purpose of the invention is to create a simply constructed demodulator in which no filters are provided and which is thus largely independent of frequency.
The invention is characterized in that a shift register formed from two bistable memory stages is provided, to which the telegraphy message is fed via a limiter and the clock frequency as a shift clock, and that a comparison gate is provided for comparing the memory contents in the shift register, which in the case of unequal memory contents one polarity and in the case of the same memory contents the other polarity.
Based on the accompanying drawings, the inven tion is explained in more detail below in an exemplary embodiment. 1 shows a block diagram and FIG. 2 shows voltage diagrams for the voltages occurring at the points indicated by A to E in FIG.
In Fig. 1, the incoming and amplified signal at input A is fed. A Schmitt trigger 1 with two antiphase outputs B and B is used as a limiter. Two bistable multivibrators 2 and 3 together form a shift register. Each bistable multivibrator 2 and 3 is provided with an AND gate at each control input.
The AND gates of the bistable multivibrator 2 are controlled on the one hand with a voltage B or B from the Schmitt trigger 1 and on the other hand with a displacement cycle C. The bistable multivibrator 3 is controlled on the one hand with one output each of the bistable multivibrator 2 and on the other hand with the same displacement cycle C.
The outputs D and E of the bistable multivibrators 2 and 3 are connected to a comparison gate 4, which only sends a signal to output F if the potential at the inputs is the same:
The shift clock C is taken from a pulse generator 5, which is synchronized in a known manner with the received signal by a synchronization not provided. The synchronization features are applied to input G.
In Fig. 2, the imaginary pulse program of the transmitter is shown in the first, not designated line. Line A shows the signal arriving at input A, which is limited in Schmitt trigger 1 and at its output has the form shown in line B.
The bistable multivibrator 2 receives the pulses from line B and the shift cycle from line C in the same way. This bistable multivibrator 2 flips over the upstream AND gates when a pulse gap in line B and a shift clock C come together
in one position and when a pulse of line B and a shift clock C meet in the other position. A comparison between lines B and D shows that only the lower signal frequency produces a toggle.
The bistable multivibrator 3 is in turn acted upon by the voltage shown in line D and the displacement clock shown in line C. This bistable multivibrator 3 also tilts under the conditions mentioned for the bistable multivibrator 2,
so that at its output E a pulse voltage according to line E arises. This pulse voltage is the same; like the one shown in line D, only it is shifted by one measure. The pulse voltage D and the pulse voltage E in phase opposition to the pulse voltage E is now fed to a comparison gate. A voltage arises at its output if the two input voltages have the same polarity and a voltage gap,
if the input voltages have different polarity.
The comparison gate can consist in a known manner of two AND gates each controlled by both input voltages, one AND gate being controlled via an inverter stage. The outputs are brought together via an OR gate. Instead of the two inverter stages in front of the one AND gate, two AND-NOT gates could also be used,
in which case the control with the output voltage D and the output voltage E would have to take place.