Einrichtung zur Störminderung bei zweitonfrequenzmodulierten Signalen Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einrich tung zur Störminderung bei zweitonfrequenzmodulier- ten Signalen, bei der zwei erste bistabile Multivibra- toren durch die durch zwei auf die Modulation ab gestimmte Frequenzdiskriminatoren erhaltenen zeit lich ungenauen Umschlagsimpulse in die eine Lage und durch mit dem nächstfolgenden Nulldurchgang jeder Modulationsschwingung erzeugte Impulse in die andere Lage kippen.
Die Ausgangsimpulse dieser Multivibratoren steuern als zeitlich genaue Um schlagsimpulse einen zweiten bistabilen Multivibrator, dessen Ausgangsimpulse die Doppelstromzeichen dar stellen.
Bei Telegraphiesystemen, die mit Frequenzmodu- lation arbeiten, werden die empfangenen Telegraphie signale gegebenenfalls nach Verstärkung und Ampli- tudenbegrenzung einem Diskriminatometzwerk zu geführt, das an zwei Ausgängen zwei komplementäre Wechselstromzeichen abgibt.
Diese Wechselstromzei- chen werden nach ihrer Gleichrichtung einem weiteren Netzwerk zugeführt, das durch Differenzbildung zwi schen den beiden Einfachstromzeichen Doppelstrom zeichen erzeugt.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die zeitlich ungenauen Umschlagsimpulse zwei mono stabile Multivibratoren in die unstabile Lage kippen, deren Rückkippimpulse neben den zeitlich genauen Umschlagsimpulsen zur Steuerung des zweiten bista- bilen Multivibrators benützt werden.
Anhand der Zeichnung wird im folgenden die Er findung in einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Fig. 1 zeigt ein Blockschema einer bekannten Demodulatorschaltung.
Fig. 2 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel eines bekannten Demodulators mit dem erfindungsgemässen Zusatz.
Die im folgenden beschriebenen Ausführungsbei- spiele eignen sich besonders für Infrarot-Vermessungs- geräte, die die Aufgabe haben, einen Infrarot-Strahler mit kartesischen Koordinaten zu vermessen.
In Fig. 1 ist eine bekannte Schaltungsanordnung eines Demodulators zur Detektion von zweiton- frequenzmodulierten Signalen dargestellt. Vom Be grenzer 11 werden die Signale auf Bandpassfilter 12 und 13 und von dort auf Gleichrichter 14 und 15 geführt. Die gleichgerichteten Signale werden in einem Addiernetzwerk 17 addiert und über ein Tief passfilter 16 auf einen Nullindikator 24 geführt. Die Ausgangsspannung des Nullindikators 24 steuert zwei bistabile Multivibratoren 26 und 27.
Nach dem Be grenzer 11 werden zwei weitere Ströme abgezweigt, die auf je ein Bandpassfilter 21, 22 geleitet sind. Beide Spannungen aus diesen Bandpassfütern 21 und 22 werden auf Nullindikatoren 23 und 25 geführt. Die Ausgangsspannungen dieser beiden Nullindikatoren werden ebenfalls zur Steuerung der bistabilen Schal tungen 26 und 27 benützt. Die Ausgangssignale dieser beiden bistabilen Schaltungen 26 und 27 steuern eine weitere bistabile Schaltung 28.
Die Wirkungsweise bei einem Umschlag ist die folgende: Das Signal schwingt mit der Frequenz <B>f l,</B> die beispielsweise durch das Bandpassfüter 12 geleitet wird. Nach dem Gleichrichter 14 entsteht damit eine positive Gleichspannung. Die Spannung nach dem Gleichrichter 15 ist null Volt. Beim Umschlag auf die Schwingung mit der Frequenz f 2 schwingt das BandpassfiIter 13 ein. Hinter dem Gleichrichter 15 baut sich eine negative Spannung auf. Das Bandpass- filter 12 schwingt aus, und die positive Gleichspan nung nach dem Gleichrichter 14 baut sich ab.
Da die Gleichrichter 14 und 15 in Serie geschaltet sind, kann am Ausgang des Addiernetzwerkes 17 die Summen spannung abgenommen werden, die von einer posi tiven Spannung auf eine negative Spannung um- schlägt. Das Tiefpassfilter 16 wirkt als Siebschaltung für den Gleichstrom. Der Nullindikator 24 ist eine bistabile Schaltung, beispielsweise ein Scbfnitt- Trigger, der bei positiver Steuerspannung in der einen Stellung und bei negativer Steuerspannung in der anderen Stellung verharrt.
Beim Nulldurchgang der Summenspannung im Punkt A kippt der Schmitt- Trigger.
Die Spannung im Punkt A wird dazu verwendet, denjenigen der Nulldurchgänge des ursprünglichen Signals auszuwählen, der als erster am Punkt B oder C nach dem Nulldurchgang im Punkt A erscheint. Dieser aus einer Impulsreihe ausgewählte Nulldurch gang bestimmt dann den Nulldurchgang des gleich gerichteten Signals. Wenn der Frequenzumschlag im Punkt A angezeigt wird, ist das Bandpassfilter für die zugehörige Frequenz im ausschwingenden Zustand und hat ein beträchtliches Mass seiner Signalenergie verloren.
Damit ist die Unsicherheit der Nulldurch gänge der Impulsreihe grösser geworden als im ein geschwungenen Zustand des Bandpassfilters. Die Lauf zeit der Verzögerungsleitungen 21 und 22 wird derart gewählt, dass die Nulldurchgänge, die zur Bestimmung des Frequenzumschlages verwendet werden, "vom Frequenzumschlag nicht beeinträchtigt sind.
Die Wirkungsweise ist wie folgt: Auf die Ver zögerungsleitungen 21 und 22 folgen Nullindikatoren 23 und 25, die im Aufbau gleich sind wie der Null indikator 24. Der Nullindikator 24 gibt bei jedem Nulldurchgang abwechselnd an jeden Ausgang einen Impuls. Bei eingeschwungenem Zustand auf der Fre quenz f 1 liefert der Nullindikator 23 angenähert peri odische Impulse. Die bistabile Schaltung 26 ist da durch immer in einem bestimmten Schaltungszustand, der beispielsweise mit geschlossen bezeichnet wird.
Beim Frequenzumschlag von f1 und f2 erhält die bistabile Schaltung 26 einen Impuls vom Nullindi- kator 24 und öffnet damit. Beim nächsten Impuls aus dem Nullindikator 23 kippt die bistabile Schaltung 26 wieder in den geschlossenen Zustand. Die bistabile Schaltung 28 schaltet mit Impulsen aus der bistabilen Schaltung 26 in den einen Zustand. Dieser Zustand sei im folgenden mit geschlossen bezeichnet.
Die bistabile Schaltung 27 arbeitet in der entspre= chenden Weise wie die bistabile Schaltung 26 und liefert einen Ausgangsimpuls bei jedem Frequenzum- schlag von f2 nach<B>f l.</B> Ein solcher Impuls bewirkt das Umschalten der bistabilen Schaltung 28: Im fol genden sei dieser Zutand als offen bezeichnet.
Wenn das zu modulierende Signal sehr stark ver rauscht ist, kann es vorkomüien, dass die bistabilen Schaltungen 26 bzw. 27 gleichzeitig oder nahezu gleichzeitig von Impulseis aus deii Nullindikatoren 23 und 24 bzw. 25 und 24 angestduert werden.
Dies ergibt sich widersprechende Kippbefehle, und die bistabile Schaltung 26 reagiert weder auf den einen noch auf den anderen Befehl. Dadurch geht ein Umschaltbefehl verloren, der auf die bistabile Schal- tung 28 wirken sollte, was zur Folge hat, dass jeweils zwei sich folgende Frequenzumschläge vom Demodu- lator überhaupt nicht erkannt werden.
Mit der vorliegenden Erfindung soll dieser Nach teil des Demodulators beseitigt werden. Die Behebung gemäss dem Beispiel der Erfindung wird anhand der Fig.2 beschrieben. Die Anordnung in Fig.2 ent spricht genau derjenigen in Fig.l, nur dass die Bandpassfilter 21 und 22 wegfallen. Die Impulsreihen zur Festlegung des Frequenzumschlages werden dabei aus dem gerade eingeschwungenen Signal entnom men. Damit dies möglich ist, muss der Nulldurchgang im Punkt A genügend verzögert sein.
Dies lässt sich aber ohne weiteres durch entsprechende Dimensionie- rung des Tiefpassfilters 16 erreichen.
Die beiden Ausgänge. des Impulsformers 24 werden auf je eine Impulsverzögerungsschaltung monostabiler Multivibrator) 30 und 31 geführt. Diese Impulsver- zögerungsschaltungen 30, 31 geben nach einer Ver zögerungszeit<B>11</B> bzw. t2 einen Impuls ab, der über ein ODER-Tor 32, 33 mit dem Ausgang der bista bilen Schaltung 26 bzw. 27 gekoppelt wird und die bistabile Schaltung 28 steuert.
Im Normalfall gelangt nun zuerst der Impuls von den bistabilen Multivibra- tören 2;6 bzw. 27 auf den bistabilen Multivibrätor 28 und kippt diesen. Kurz danach gelangt ein Impuls aus einer der beiden Enpulsverzögerurigsschaltungen 30, 3 1 auf den bistabilen 1Vlultivibrator 28 und will diesen in die gleiche Läge kippen.
Daher bleiben diese Impulsverzögerungsschaltüngen 30, 31 völlig wirktingslös. Fällt einfinal ein Impuls von einer der bistabilen Schaltungen 26 bzw. 2,7 aus, dann kommt mit einer kleinen Verzögerung der Impuls aus einer der Verzögerungsschaltungen 30, 31 zum Einsatz.
Dieser Impuls ist zwar zeitlich etwas falsch, doch wird, der so entsprechende Fehler unbedeutend im Vergleich mit dem Fehler, der entsteht, wenn die bistabile Schaltung 28 einmal überhaupt nicht kippt. Der schaltungsmässige Aufwand verglichen mit der Wirkung der Schaltung ist sehr klein. Eine Impuls- verzögerüügssehaltung besteht aus einem <RTI
ID="0002.0144"> inönösta= bilen Multivibrator, der in üblicher Weise einen I)ifferenziärkondensätor und über eine Diode ausge- köppelt wird. Das ODER-Tor ist in der ohnehin benötigten Kondehsator-Dioden-Ausköpplung ohne AüfWendüiig eines zusätzlichen Schaltelementes vor handen.
Für die Dimensionierung der Verzögerungs- zeiten t1 bzw. t2 kann folgende Faustformel ängenom- men werden:
EMI0002.0166
f I lind f 2 sind die beiden stationären Frequenzen, zwischen denen die Frequenzumtastung hin und her schwingt.
Die nun im Zusammenhang mit der Fig. 2 be schriebene Verbesserung kann selbstverständlich mit demsdlben Aufwand und mit derselben Wirkung in einem Diskriminator gemäss Fig. 1 eingebaut werden.
Mit dieser Verbesserung kann weiter bei Inbe triebnahme, bei Kontrollarbeiten und Instandstel- lungsarbeiten durch einfaches Ablöten einer der bei den Anschlüsse an den ODER Toren 32, 33 die Diskriminatoren an sich und die Schaltungsanordnun gen zur Verbesserung der Umschlagszeiten einzeln überprüft werden.
Device for reducing interference in two-tone frequency-modulated signals The present invention relates to a device for reducing interference in two-tone frequency-modulated signals, in which two first bistable multivibrators are transferred into and through the one position and through the inaccurate changeover pulses obtained by two frequency discriminators matched to the modulation With the next following zero crossing of each modulation oscillation, the pulses generated shift into the other position.
The output pulses of these multivibrators control a second bistable multivibrator, the output pulses of which represent the double current symbol, as precisely timed order impulses.
In telegraphy systems that work with frequency modulation, the received telegraphy signals, if necessary after amplification and amplitude limitation, are fed to a discriminato network that emits two complementary alternating current signals at two outputs.
After being rectified, these alternating current symbols are fed to a further network which generates double current symbols by forming the difference between the two single current symbols.
The invention is characterized in that the temporally imprecise changeover pulses tilt two monostable multivibrators into the unstable position, whose tiltback pulses are used in addition to the temporally precise changeover pulses to control the second bistable multivibrator.
Based on the drawing, the invention will be explained in more detail in one embodiment. Fig. 1 shows a block diagram of a known demodulator circuit.
Fig. 2 shows another embodiment of a known demodulator with the addition according to the invention.
The exemplary embodiments described in the following are particularly suitable for infrared measuring devices that have the task of measuring an infrared emitter with Cartesian coordinates.
1 shows a known circuit arrangement of a demodulator for the detection of two-tone frequency-modulated signals. From Be limiter 11, the signals are passed to bandpass filters 12 and 13 and from there to rectifiers 14 and 15. The rectified signals are added in an adding network 17 and passed through a low-pass filter 16 to a zero indicator 24. The output voltage of the zero indicator 24 controls two bistable multivibrators 26 and 27.
After the Be limiter 11, two further streams are branched off, each of which is passed to a bandpass filter 21, 22. Both voltages from these bandpass filters 21 and 22 are carried to zero indicators 23 and 25. The output voltages of these two zero indicators are also used to control the bistable circuits 26 and 27. The output signals of these two bistable circuits 26 and 27 control a further bistable circuit 28.
The mode of operation in the case of an envelope is as follows: The signal oscillates at the frequency f l, which is passed through the bandpass filter 12, for example. After the rectifier 14, a positive DC voltage is thus produced. The voltage after the rectifier 15 is zero volts. When changing to the oscillation with the frequency f 2, the bandpass filter 13 oscillates. A negative voltage builds up behind the rectifier 15. The bandpass filter 12 swings out and the positive DC voltage after the rectifier 14 is reduced.
Since the rectifiers 14 and 15 are connected in series, the total voltage can be taken from the output of the adding network 17, which changes from a positive voltage to a negative voltage. The low-pass filter 16 acts as a filter circuit for the direct current. The zero indicator 24 is a bistable circuit, for example a cut trigger, which remains in one position when the control voltage is positive and in the other position when the control voltage is negative.
When the total voltage crosses zero at point A, the Schmitt trigger tilts.
The voltage at point A is used to select that one of the zero crossings of the original signal that appears first at point B or C after the zero crossing at point A. This zero crossing selected from a series of pulses then determines the zero crossing of the signal in the same direction. If the frequency change is displayed at point A, the bandpass filter for the associated frequency is in the decaying state and has lost a considerable amount of its signal energy.
Thus, the uncertainty of the zero crossings of the pulse series has become greater than in a swung state of the bandpass filter. The transit time of the delay lines 21 and 22 is selected in such a way that the zero crossings that are used to determine the frequency change are "not affected by the frequency change.
The mode of operation is as follows: The delay lines 21 and 22 are followed by zero indicators 23 and 25, which have the same structure as the zero indicator 24. The zero indicator 24 alternately outputs a pulse at each zero crossing. When the state has settled on the Fre quency f 1, the zero indicator 23 delivers approximately periodic pulses. The bistable circuit 26 is always in a certain circuit state, which is referred to, for example, as closed.
When the frequency of f1 and f2 changes, the bistable circuit 26 receives a pulse from the zero indicator 24 and thus opens. With the next pulse from the zero indicator 23, the bistable circuit 26 switches back to the closed state. The bistable circuit 28 switches into one state with pulses from the bistable circuit 26. This state is referred to below as closed.
The bistable circuit 27 works in the same way as the bistable circuit 26 and delivers an output pulse with each frequency change from f2 to f1. Such a pulse causes the bistable circuit 28 to switch: Im In the following, this condition is described as open.
If the signal to be modulated is very noisy, it can happen that the bistable circuits 26 or 27 are triggered simultaneously or almost simultaneously by pulses from the zero indicators 23 and 24 or 25 and 24.
This results in contradicting toggle commands, and the bistable circuit 26 reacts neither to one nor to the other command. As a result, a switchover command that should act on the bistable circuit 28 is lost, with the result that two subsequent frequency changes are not recognized at all by the demodulator.
With the present invention, this is to be eliminated after part of the demodulator. The elimination according to the example of the invention is described with reference to FIG. The arrangement in FIG. 2 corresponds exactly to that in FIG. 1, only that the bandpass filters 21 and 22 are omitted. The pulse series for determining the frequency change are taken from the signal that has just settled. In order for this to be possible, the zero crossing at point A must be sufficiently delayed.
However, this can easily be achieved by appropriately dimensioning the low-pass filter 16.
The two exits. of the pulse shaper 24 are each fed to a pulse delay circuit (monostable multivibrator) 30 and 31. These pulse delay circuits 30, 31 emit, after a delay time 11 or t2, a pulse which is coupled to the output of the bistable circuit 26 and 27 via an OR gate 32, 33 and the bistable circuit 28 controls.
In the normal case, the pulse from the bistable multivibrator 2; 6 or 27 first reaches the bistable multivibrator 28 and tilts it. Shortly thereafter, a pulse from one of the two pulse delay circuits 30, 3 1 arrives at the bistable multivibrator 28 and wants to tilt it into the same position.
Therefore, these pulse delay circuits 30, 31 remain completely effective. If a pulse from one of the bistable circuits 26 or 2, 7 drops out, the pulse from one of the delay circuits 30, 31 is used with a slight delay.
Although this pulse is somewhat incorrect in terms of time, the error thus corresponding becomes insignificant in comparison with the error which arises if the bistable circuit 28 does not flip at all once. The circuit complexity compared to the effect of the circuit is very small. A pulse delay attitude consists of a <RTI
ID = "0002.0144"> inönösta = stable multivibrator, which is decoupled in the usual way an I) ifferenziärkondensätor and a diode. The OR gate is available in the condenser-diode decoupling, which is required anyway, without the need for an additional switching element.
The following rule of thumb can be used to dimension the delay times t1 and t2:
EMI0002.0166
f I and f 2 are the two stationary frequencies between which the frequency shift keying oscillates back and forth.
The improvement now described in connection with FIG. 2 can of course be built into a discriminator according to FIG. 1 with the same effort and with the same effect.
With this improvement, the discriminators themselves and the circuit arrangements can be checked individually to improve the turnaround times during commissioning, control work and maintenance work by simply unsoldering one of the connections to the OR ports 32, 33.