Verstärkerschaltung, insbesondere für Messzwecke
Für Messzwecke wirdt häufigdie Herstellung nichtz linearer Grössenbeziehungen benötigt, einerseits zur Hervorhebung gewisser Messbereiche gegenüber anderen Messbereichen (z. B. Nullpunktunterdrückung) und anderseits zum Ausgleich von Nichtlinearitäten von MeB-und tbertragungsgliedern oder derglei- chen, um eine im ganzen Messbereich lineare Anzeige zu erhalten.
Bei Verwendung eines Messverstärkers werden diese Glieder zur Herstellung nichtlinearer Beziehungen meist in den Ausgangskreis des Mess verstarkers eingeschaltet, wodurch eine bessere Ju- stierung der Me¯kennlinie auf die gewünschte Gestalt ermöglicht wird. Solche Schaltungen weisen aber den Nachteil auf, dass die meist temperaturempfindlichen nichtlinearen Glieder vom relativ starken Ausgangs- strom oder zumindest einem Teil desselben durchflossen werden und dadurch eine Eigenerwärmung erfahren, die den Verlauf ihrer Kennlinie in unerwünschter Weise verändert und so zu fehlerhaften Messergebnissen Anlass gibt. Ausserdem geht der Vorteil eines eingeprägten Ausgangsstromes verloren, weil die Wirkung der nichtlinearen Glieder von der Belastung des Ausgangskreises abhängt.
Gegenstand der Erfindung ist eine Verstärkerschaltung, insbesondere für Messzwecke, die unter Vermeidung der genannten Nachteile eine nicht lineare Beziehung zwischen Ein-und Ausgangsgrösse aufweist. Die erfindungsgemässe Schaltung ist mit einem gegengekoppelten Verstiärker mit mindestens zwei Eingangskreisen versehen, von denen der eine von der Eingangsgrösse beaufschlagt ist, während der andere Eingangskreis mit mindestens einem nichtlinearen Widerstand in Serie geschaltet und von einem von der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom abhängigen Strom gespeist ist.
Mit Hilfe der erfindungsgemϯen Verstärkerschaltung lassen sich praktisch beliebige Verstärkerkennlinien erzielen. Im allgemeinen findet man das Auslangen mit Kennlinien, die keine Wendepunkte aufwei- sen, die sich dadurch erzielen lassen, dass als nichtlineare Widerstände beispielsweise Dioden verwendet werden. Gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die mit dem nichtlinearen Widerstand, insbesondere einer Diode, in Serie liegende Eingangsstufe zusammen mit einem an einer Hilfsspannungsquelle liegenden Widerstand oder einem Zweig eines an einer Hilfsspannungsquelle liegenden Spannungs- teilers einem in den Ausgangsstromkreis des Ver stärkers geschalteten Widerstand parallel geschaltet.
Ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung bezieht sich darauf, dass auch die von der Eingangs gröl3e beaufsehlagte Eingangsstufe zusammen mit einem an der Eihgangsspannung liegenden Widerstand und gegebenenfalls mit einem an einer Hilfs- spannungsquelle oder einem Zweig eines an einer Hilfsspannungsquelle liegenden Spannungsteiler einem weiteren, im Ausgangsstromkreis liegenden Widerstand parallel geschaltet ist.
Als Verstärker kann beispielsweise ein Magnet verstärker oder ein von einem Steuergalvanometer gesteuerter Me¯verstÏrker Verwendung finden, die mit mindestens zwei galvanisch getrennten Einganga- wicklungen versehen sind.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Als Verstärker ist ein Gerlit mit einem Steuergalvanometer angenommen. Fig. 1 zeigt eine Begrenzerschaltung zur Erzielung der in Fig. 2 dargestellten Kennlinie. Zur Kompensation von Nichtlinearitäten im Anfangsbereich dient die Schaltung nach Fig. 3 mit der Kennlinie nach Fig. 4.
Eine Kompensation im entgegengesetzten Sinn wird durch die Schaltung nach Fig. 5 mit der zugehörigen, in Fig. 6 dargestellten Kennlinie erzielt. Eine genauere Anpassung der Verstärkerkennlinie an eine ge- wünschte Kurvenform lässt sich mit der Schaltung nach Fig. 7 erzielen, deren Kennlinie in Fig. 8 dargestellt ist. Fig. 9 und 11 zeigen Schaltungen, die anzuwenden sind, wenn die nichtlinearen Eingangsgrössen nicht in Form von Strömen oder Spannungen, sondern als Widerstände gegeben sind. Fig. 10 zeigt die zugehörige Eingangskennlinie. Fig. 12 und 13 sind Schaltungen, die in der Praxis zur leichteren Anpassung an die gegebenen Kurven dienen.
In allen Schaltbildern ist mit 1 ein Messverstär- ker bezeichnet), dessenAusgangsleistung'vonderStel- lung eines richtkraftlosen Steuergalvanometers abhängig ist, das mit einer Eingangswicldung 2 und einer Eingangswicklung 3 versehen ist. Mit 4 ist ein Widerstand bezeichnet, an dem die Eingangsspan- nung U, liegt bzw. der vom Eingangsstrom Je durchflossen ist.
Von den in den Ausgangsstromkreis des Messverstärkers l geschalteten Widerständen ist ! mit 5 ein über die Eingangswicklung 2 dem an der Eingangsspannung Ue liegenden Widerstand 4 parallel geschalteter Widerstand bezeichnet, an dem eine dem Ausgangsstrom Ja proportionale Spannung auftritt.
Ein weiterer im Ausgangsstromkreis des Messver stärkers 1 liegender Widerband ist mit 6 bezeichnet, der über die Eingangswicklung 3 zumindest einen im Eingangsstromkreis an einer Hilfsspannung Uh liegenden Widerstand 7 parallel geschaltet ist. Mit 8 ist ein mit der Eingangswicklung 3 in Serie geschalteter nichtlinearer Widerstand, insbesondere eine Diode bezeichnet.
Im folgenden ist die Wirkungsweise der einzelnen Schaltungen beschrieben :
In der Schaltung nach Fig. 1 steigt der Ausgangsstrom Ja mit der Eingangsspannung Ue vom Wert Null ausgehend so lange an, bis der Spannungsabfall am Widerstand 5 gleich ist der Eingangsspannung Ue ; in diesem Zustand ist dann die Eingangswicklung 2 stromlos und kann somit keine Anderung des Ausgangsstromes hervorrufen.
Ein Ansteigen des Ausgangsstromes J. erhöht jedoch auch den Spannungsabfall am Widerstand 6.
Solange aber die Spannung am Widerstand 6 klei- ner ist als die Hilfsspannung Uh am Widerstand 7, sperrt die Diode 8, und die Eingangswicklung 3 bleibt stromlos. Wird die Spannung am Widerstand 6 gro sser als die Spannung am Widerstand 7, so wird die Diode 8 leitend und durch die Wicklung 3 fliesst ein Strom. Die Wicklung 3 ist so geschaltet, dass der nun fliessende Strom das Steuergalvanometer zurückzudrehen versucht. Dadurch nimmt der Ausgangs- strom Ja bei einer Vergrösserung der Eingangsspannung Ue nicht mehr so stark zu wie im Anfangsbe- reich.
Dadurch wird aber auch der Spannungsabfall am Widerstand 5 kleiner als die Eingangsspan nung Ue und durch die Eingangswicklung 2 fliesst ein Strom, der das Steuergalvanometer so verdreht, dass der Ausgangssbrom Ja des Verstärkers 1 wieder zunimmt. Ein Gleichgewicht stellt sich am Steuergalvanometer dann ein, wenn sich die Ströme in den Eingangswicklungen 2 und 3 in ihren Wirkungen aufheben.
Die Knickstelle in der in Fig. 2 dargestellten Kennlinie hängt vom Verhältnis der Widerstände 5 und 6 und von der Grösse der Hilfsspannung Ull ab.
Die Steigung der Kennlinie vor der Knickstelle ist durch die Grösse des, Widerstandes 5 bedingt. Die Steigung nach der Knickstelle hängt vom Einfluss der Wicklungen 2 und 3 auf den Verstärker (Windungszahlen) und von allen anderen Widerständen ab.
Eine Schaltung zur Umwandlung einer nichtlinearen Eingangsgrösse in eine lineare Au, sgangss grösse ist in Fig. 3 dargestellt. Bekanntlich liefern gewisse Messgeräte eine Messspannung, die im An fangsbereich eine etwa quadratische Abhängigkeit von der Messgrösse aufweist und erst bei grösseren Messwerten linear ansteigt. Wenn eine der Messgrösse streng proportionale Ausgangsgrösse schon im Anfangsbereich erzielt werden soll, so ist die erhaltene Messspannung gemäss der Kennlinie nach Fig. 4 umzuformen, die die inverse Kennlinie des Messgerätes darstellt.
Die Schaltung der Fig. 3 entspricht im wesentlichen der Schaltung nach Fig. 1 m, it dem Unterschied, dass die Hilfsspannung Uh an einem Spannungsteiler liegt, der einerseits aus dem der Eingangswicklung 3 liegenden Widerstand 7 und anderseits aus einem weiteren, an den an der Eingangsspannung Ue (Messspannung) liegenden Widerstand 4 geschalteten Widerstand 9 besteht. Die am Widerstand 9 liegende Spannung wird im gesamten Messbereich zur Eingangsspannung Ue addiert. Die Widerstände 4, 5, 6, 7 und 9 sind so bemessen, dlass bei fehlender Eingangsspannung das Steuergalvanometer in seiner Nullstellung steht, so dass auch kein Ausgangsstrom geliefert wird. Mit wachsender Eingangsspannung Ue wird auch ein anwachsender Ausgangsstrom Ja eingeregelt.
Der Strom durch die Eingangswicklung 3 wird durch das Ansteigen von Ue vermindert.
Die Zunahme des Stromes Ta wird durch die Wirkung der Eingangswicklung 3 verstärkt. Ohne Eingangswicklung 3 würde die in Fig. 4 zum Teil durch strichlierte Linien angedeutete Kennlinie zu standekommen, die sich dadurch ergibt, dass der Aus gangsstrom Ja der um den Wert der am Widerstand 9 liegenden Spannung erhöhten Eingangsspannung Ue proportional ist. Zufolge der endlichen Krümmung der Kennlinie des Gleichrichters 8 ergibt sich die durch die stark ausgezogene, im Nullpunkt beginnende Linie dargestellte Beziehung zwischen Eingangsspannung Ue und Ausgangsstrom Ja.
Eine Kurve mit entgegengesetzt verlaufender Krümmung wird durch die Schaltung nach Fig. 5 erzielt, die sich von der Schaltung nach Fig. 3 dadurch unterscheidet, dass die Spannung am Widerstand 9 von der Eingangsspannung Ue subtrahiert wird. Die Eingangswicklung 3 ist umgepolt (in der Zeichnung nicht dargestellt). Während bei der Schaltung nach Fig. 3 das Verhältnis,-beiStromfluss durch die e Eingangswicklung 3 vergrössert wird, wird es bei der Schaltung nach Fig. 5 verkleinert. Den Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung Ue und dem Ausgangsstrom J, zeigt die Fig. 6.
Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung gestattet die Erzeugung eines Ausgangsstromes Ja nach einer durch mehrere vorgegebene Punkte Pl, P2... festgelegten Beziehung zur Eingangsspannung Ue z. B. gemäss der Kennlinie nach Fig. 8. Die Schaltung entspricht im wesentlichen der Schaltung nach Fig. 3 bis auf die Ausbildung des Speisestromkreises der Eingangswicklung 3. In den Ausgangsstromkreis des Verstär- kers 1 ist ausser dem Widerstand 5 ein aus den Widerständen 6. 1, 6. 2... 6. n bestehender Span nungsteiler eingeschaltet. Die Anzapfpunkte und das Ende des Spannungsteilers sind über Dioden 8. 1, 8. 2... 8. n an die Eingangswicklung 3 geschaltet.
Die an den einzelnen Dioden liegenden Spannungen sind verschieden gross und von der Stärke des Ausgangs- stromes Jazz abhängig. Bei kleinen Werten des Ausgangsstromes J, sind alle Gleichrichter leitend. Bei Ansteigen des Ausgangsstromes Ja tritt zuerst am Gleichrichter 6. 1 ein Sperrpotential auf, das diesen Gleichrichter sperrb. Bei weiterem Stromanstieg wird der Gleichrichter 6. 2 gesperrt und in weiterer Folge alle anderen Gleichrichter. Den Zuständen der Sperrung der Gleichrichter 6. 1, 6. 2... 6. n enbsprechen im Diagramm der Fig. 8 die Punkte Pl, P2... Pn.
Der erfindungsgemäl3e Verstärker eignet, sich auch zur Bildung von Strömen, die von einem Widerstandswert in gewünschter Weise abhängen, wozu die in Fig. 9 dargestellte Schaltung dient. Diese unterschei- det sich von der Schaltung nach Fig. 3 dadurch, dass anstelle eines an einer Eingangsspannung liegenden Widerstandes ein von einem konstanten Strom 7e durchflossener Widerstand 4'vorgesehen ist. Es handelt sich hierbei um ein Potentiometer, dessen Abgriffstellung x die Eingangsgrösse darstellt. Der Spannungsabfall an dem jeweils abgegriffenen Potentio- meterteilwiderstand und am Widerstand 9 wird durch den vom Ausgangsstrom Ja am Widerstand 5 hervor- gerufenen Spannungsabfall kompensiert.
Ohne die Wirkung der Eingangswicklung 3 würde daher die in Fig. 10 mit zum Teil strichlierten Linien dargestellte lineare Beziehung zwischen der Eingangsgrösse x und dem Ausgangsstrom Ja zustande kommen ; zufolge der endlichen Krümmung der Charakteristik des Gleichrichters 8 ergibt sich die Abrundung der mit stark ausgezogenem Strich dargestellten Kennlinie der Fig. 10. Die inverse Kennlinie lässt sich mit der Schaltung nach Fig. 11 erzielen, die analog zur Schaltung nach Fig. 5 als Widerstandsmessschaltung ausgebildet ist.
Wenn in der Schaltung nach Fig. 9 der Widerstandswert der Zuleitungen zu dem zu messenden Widerstand 4'grösser ist als der Wert des WLlerstandies 9, dann müsste dlie am Widerstand 9 liegende Spannung verkleinert werden, was sich mit der Schaltung nach Fig. 9 nicht erzielen lässt. In diesem Fall ist die aus dem zu messenden Widerstand 4'und den Widerständen 4", 9 und 9'bestehende Brückenschaltung der Fig. 11 anzuwenden.
Zwecks besseren Abgleichs der erfindungsgemä- ssen Schaltungen erweist es sich als vorteilhaft, die Widerstände 6 bzw. 7 veränderbar, insbesondere als Potentiometer auszubilden, wie dies in den Fig. 12 und 13 dargestellt ist. Eine weitere Einstellmöglich- keit lässt sich durch die Anordnung eines veränder- baren Widerstandes 10, insbesondere eines Potentiometers, parallel zur Gegenkopplungsspule 3 des Steuergalvanometers erzielen.
Weiter erweist es sich als zweckmässig, der Diode einen Widerstand 11 vorzuschalten, um deren Temperaturfehler klein zu halten.
Amplifier circuit, in particular for measuring purposes
For measuring purposes, it is often necessary to establish non-linear size relationships, on the one hand to highlight certain measuring ranges compared to other measuring ranges (e.g. zero point suppression) and on the other hand to compensate for non-linearities of measuring and transmission elements or the like in order to obtain a display that is linear over the entire measuring range .
When using a measuring amplifier, these elements are usually switched into the output circuit of the measuring amplifier to produce non-linear relationships, which enables the M M characteristic to be better adjusted to the desired shape. Such circuits have the disadvantage, however, that the mostly temperature-sensitive non-linear elements are traversed by the relatively strong output current or at least part of it and thus experience self-heating, which changes the course of their characteristic in an undesirable manner and thus gives rise to incorrect measurement results. In addition, the advantage of an impressed output current is lost because the effect of the non-linear elements depends on the load on the output circuit.
The invention relates to an amplifier circuit, in particular for measuring purposes, which, while avoiding the disadvantages mentioned, has a non-linear relationship between input and output variables. The circuit according to the invention is provided with a counter-coupled amplifier with at least two input circuits, one of which is acted upon by the input variable, while the other input circuit is connected in series with at least one non-linear resistor and is fed by a current that depends on the output voltage or the output current.
With the aid of the amplifier circuit according to the invention, practically any amplifier characteristics can be achieved. In general, characteristics that do not have any turning points that can be achieved by using diodes, for example, are used as non-linear resistors. According to one embodiment of the invention, the input stage in series with the non-linear resistor, in particular a diode, is connected in parallel with a resistor connected to an auxiliary voltage source or a branch of a voltage divider connected to an auxiliary voltage source to a resistor connected to the output circuit of the amplifier .
Another embodiment of the invention relates to the fact that the input stage acted upon by the input variable together with a resistor connected to the output voltage and optionally with a voltage divider connected to an auxiliary voltage source or a branch of a voltage divider connected to an auxiliary voltage source to a further circuit connected to the output circuit Resistor is connected in parallel.
A magnetic amplifier or a converting amplifier controlled by a control galvanometer, which are provided with at least two galvanically isolated input windings, can be used as the amplifier.
Embodiments of the invention are shown in the drawing. A device with a control galvanometer is assumed as the amplifier. FIG. 1 shows a limiter circuit for achieving the characteristic shown in FIG. The circuit according to FIG. 3 with the characteristic curve according to FIG. 4 is used to compensate for non-linearities in the initial range.
Compensation in the opposite sense is achieved by the circuit according to FIG. 5 with the associated characteristic curve shown in FIG. A more precise adaptation of the amplifier characteristic curve to a desired curve shape can be achieved with the circuit according to FIG. 7, the characteristic curve of which is shown in FIG. 9 and 11 show circuits which are to be used when the non-linear input variables are not given in the form of currents or voltages, but rather as resistances. Fig. 10 shows the associated input characteristic. Figs. 12 and 13 are circuits which are used in practice for easier adaptation to the given curves.
In all the circuit diagrams, 1 denotes a measuring amplifier, the output power of which depends on the position of a control galvanometer without directional force, which is provided with an input winding 2 and an input winding 3. 4 denotes a resistor at which the input voltage U i is applied or through which the input current Je flows.
Of the resistors connected to the output circuit of the measuring amplifier l,! 5 denotes a resistor connected in parallel across the input winding 2 to the resistor 4 connected to the input voltage Ue, at which a voltage proportional to the output current Ja occurs.
Another resistance band located in the output circuit of the measuring amplifier 1 is denoted by 6, which is connected in parallel via the input winding 3 to at least one resistor 7 located in the input circuit at an auxiliary voltage Uh. A non-linear resistor, in particular a diode, connected in series with the input winding 3 is designated by 8.
The mode of operation of the individual circuits is described below:
In the circuit according to FIG. 1, the output current Ja increases with the input voltage Ue starting from the value zero until the voltage drop across the resistor 5 is equal to the input voltage Ue; In this state, the input winding 2 is de-energized and thus cannot cause any change in the output current.
However, an increase in the output current J. also increases the voltage drop across the resistor 6.
However, as long as the voltage at the resistor 6 is lower than the auxiliary voltage Uh at the resistor 7, the diode 8 blocks and the input winding 3 remains de-energized. If the voltage across the resistor 6 is greater than the voltage across the resistor 7, the diode 8 becomes conductive and a current flows through the winding 3. The winding 3 is connected in such a way that the current flowing now tries to turn back the control galvanometer. As a result, when the input voltage Ue is increased, the output current Ja no longer increases as much as in the initial range.
As a result, however, the voltage drop across the resistor 5 is also smaller than the input voltage Ue and a current flows through the input winding 2, which rotates the control galvanometer so that the output bromine Ja of the amplifier 1 increases again. An equilibrium is established on the control galvanometer when the effects of the currents in the input windings 2 and 3 cancel each other out.
The kink in the characteristic curve shown in FIG. 2 depends on the ratio of the resistors 5 and 6 and on the size of the auxiliary voltage Ull.
The slope of the characteristic in front of the kink is due to the size of the resistor 5. The slope after the kink depends on the influence of windings 2 and 3 on the amplifier (number of turns) and on all other resistances.
A circuit for converting a non-linear input variable into a linear output variable is shown in FIG. It is well known that certain measuring devices deliver a measuring voltage that has an approximately quadratic dependency on the measured variable in the initial range and only increases linearly with larger measured values. If an output variable that is strictly proportional to the measured variable is to be achieved in the initial range, the measurement voltage obtained must be converted according to the characteristic curve according to FIG. 4, which represents the inverse characteristic curve of the measuring device.
The circuit of FIG. 3 corresponds essentially to the circuit according to FIG. 1 m, with the difference that the auxiliary voltage Uh is applied to a voltage divider, which is composed on the one hand of the resistor 7 connected to the input winding 3 and on the other hand of another resistor connected to the Input voltage Ue (measuring voltage) lying resistor 4 connected resistor 9 exists. The voltage across the resistor 9 is added to the input voltage Ue over the entire measuring range. The resistors 4, 5, 6, 7 and 9 are dimensioned in such a way that when there is no input voltage, the control galvanometer is in its zero position, so that no output current is supplied either. As the input voltage Ue increases, an increasing output current Ja is also regulated.
The current through the input winding 3 is reduced by the increase in Ue.
The increase in the current Ta is amplified by the action of the input winding 3. Without the input winding 3, the characteristic curve indicated in FIG. 4 in part by dashed lines would come about, which results from the fact that the output current Ja is proportional to the input voltage Ue increased by the value of the voltage across the resistor 9. As a result of the finite curvature of the characteristic curve of the rectifier 8, the relationship between the input voltage Ue and the output current Ja is shown by the strongly drawn-out line beginning at the zero point.
A curve with opposite curvature is achieved by the circuit according to FIG. 5, which differs from the circuit according to FIG. 3 in that the voltage at the resistor 9 is subtracted from the input voltage Ue. The polarity of the input winding 3 is reversed (not shown in the drawing). While in the circuit according to FIG. 3 the ratio of current flow through the input winding 3 is increased, in the circuit according to FIG. 5 it is reduced. The relationship between the input voltage Ue and the output current J is shown in FIG. 6.
The circuit shown in Fig. 7 allows the generation of an output current Yes according to a relationship to the input voltage Ue z. B. according to the characteristic curve according to FIG. 8. The circuit essentially corresponds to the circuit according to FIG. 3 except for the design of the feed circuit of the input winding 3. In addition to the resistor 5, a resistor 6 is included in the output circuit of the amplifier 1. 1, 6. 2 ... 6. n existing voltage divider switched on. The tapping points and the end of the voltage divider are connected to the input winding 3 via diodes 8. 1, 8. 2 ... 8.
The voltages across the individual diodes vary in size and depend on the strength of the Jazz output current. If the output current J is small, all rectifiers are conductive. When the output current Ja increases, a blocking potential occurs first at the rectifier 6.1, which blocks this rectifier. If the current continues to rise, the rectifier 6.2 is blocked and all other rectifiers subsequently. The states of the blocking of the rectifiers 6. 1, 6. 2 ... 6. N correspond to the points P1, P2 ... Pn in the diagram of FIG. 8.
The amplifier according to the invention is also suitable for the formation of currents which depend on a resistance value in the desired manner, for which purpose the circuit shown in FIG. 9 is used. This differs from the circuit according to FIG. 3 in that instead of a resistor connected to an input voltage, a resistor 4 ′ through which a constant current 7e flows is provided. It is a potentiometer whose tap position x represents the input variable. The voltage drop across the respective tapped potentiometer partial resistance and across the resistor 9 is compensated for by the voltage drop caused by the output current Ja across the resistor 5.
Without the effect of the input winding 3, the linear relationship between the input variable x and the output current Ja, shown in part by dashed lines in FIG. 10, would come about; As a result of the finite curvature of the characteristic of the rectifier 8, the characteristic curve shown in FIG. 10 is rounded off with a strong line. The inverse characteristic curve can be achieved with the circuit according to FIG is.
If in the circuit according to FIG. 9 the resistance value of the leads to the resistor 4 'to be measured is greater than the value of the WLlerstandies 9, then the voltage across the resistor 9 would have to be reduced, which cannot be achieved with the circuit according to FIG. 9 leaves. In this case, the bridge circuit of FIG. 11 consisting of the resistance 4 ′ to be measured and the resistors 4 ″, 9 and 9 ′ is to be used.
For the purpose of better balancing of the circuits according to the invention, it has proven advantageous to design the resistors 6 and 7 so that they can be changed, in particular as potentiometers, as shown in FIGS. 12 and 13. Another setting option can be achieved by arranging a variable resistor 10, in particular a potentiometer, parallel to the negative feedback coil 3 of the control galvanometer.
It also proves to be expedient to connect a resistor 11 upstream of the diode in order to keep its temperature error small.