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Verstärker mit einer Dioden-Begrenzerschaltungsanordnung Die vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker mit einer Dioden-Begrenzerschaltungsanordnung, bei der eine Information über die Grösse des Eingangssignals erzeugt wird.
Vielfach besteht bei Empfangsgeräten für besondere Anwendungen das Bedürfnis, die Grösse des Eingangssignals zu kennen. Solange ungeregelte Verstärker im Empfangsgerät verwendet werden, kann aus dem gut messbaren verstärkten Signal bei bekanntem Verstärkungsgrad das Eingangssignal errechnet werden.
Bei selbsttätig geregelten Verstärkern, insbesondere bei denen auf ein konstantes Ausgangssignal geregelt wird, kann aus der Regelgrösse, wie Regelstrom oder Regelspannung, eine Aussage über die Grösse des Eingangssignals bezogen werden. Diese Information geht im allgemeinen bei amplitudenbegrenzenden Verstärkern mit scharfer Begrenzung verloren. Die scharfe Begrenzung wird bei verschiedenen Modulationsarten verwendet, wie beispielsweise Frequenzmodulation, Impulsphasenmodulation oder Impulscodemodulation. Bei Frequenzmodulation beeinträchtigt die scharfe Begrenzung das Signal nicht; bei den genannten Impulsmodulat.ionsarten wird die scharfe Begrenzung aus systemtechnischen Gründen vielfach verlangt.
Scharf begrenzende Verstärker haben gegenüber den Regelverstärkern den Vorteil, dass sie mit einem geringen Aufwand die vielfach störend wirkenden Einschwingeffekte nicht aufweisen. Wird nun bei einem Verstärker verlangt, dass die Grösse des Eingangssignals messbar sein soll, so wird meist der wirtschaftliche Vorteil der scharf begrenzenden Verstärker nicht ausgenützt. Stattdessen werden komplizierte Regelverstärker oder, wenn das Einschwingen stört, logarithmische Verstärker verwendet. Vor der Signalauswertung wird dann eine zusätzliche Stufe zur Begrenzung benötigt.
Der Zweck der Erfindung ist darin zu finden, dass bei einem eingangs beschriebenen Verstärker trotz scharfer Begrenzung eine Information über die Grösse des Eingangssignals erhalten wird, ohne den Aufwand zu vergrössern. _.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine Diode durch die Emitter-Basis-Strecke eines Transistors gebildet wird, dessen Kollektor über ein Tiefpassfilter auf die Speisespannung geführt ist, und dass der Kollektorstrom ein Mass für die Grösse des Eingangssignals ist.
Insbesondere werden zwei Dioden durch die Emit- ter-Basis-Strecken von zwei komplementären Transistoren gebildet, von denen beide Kollektorströme je ein Mass für die Grösse des Eingangssignals ergeben.
Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der beiliegenden Zeichnung in drei beispielsweisen Ausführungen näher erläutert. Dabei zeigt: Fig. 1 einen Begrenzer mit zwei komplementären Transistoren, Fig. 2 einen solchen mit zwei gleichen Transistoren, Fig. 3 eine Schaltungsanordnung für einen grossen Dynamikbereich.
In Fig. 1 gelangt das Signal vom Eingang E auf die Basis eines Verstärkertransistors T3 in Emitter- Grund-Schaltung. Der Ausgang am Kollektor dieses Transistors T3 ist über einen Transformator Tr mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung an die Ausgangsklemmen A geführt. Die Sekundärwicklung des Transformators ist mit den Emitter-Basis-Strecken zweier parallel geschalteter komplementärer Transistoren T1 (NPN-Type) und T2 (PNP-Type) überbrückt.
Der Kollektor des Transistors TI ist über ein Tiefpass- filter TP und ein Gleichstromanzeigegerät Ml auf die positive Spannungsquelle geführt; der Kollektor des Transistors T2 ist über ein Tiefpassfilter TP2 und ein Gleichstromanzeigegerät M2 auf die negative Spannungsquelle geführt.
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Die Begrenzung des Signals mit diesen zwei Transistoren T1 und T2 arbeitet gleich wie die bekannte Begrenzung mit zwei parallelgeschalteten Dioden, deren Durchlassrichtungen gegeneinander gerichtet sind. Die Transistoren TI und T2 könnten ohne eine Vorspan- nung zwischen Basis und Kollektor betrieben werden.
Falls aber die Kollektoren an die entsprechenden Spannungsquellen angeschlossen sind, .fliessen in den Basis- Kollektor-Kreisen die gieichen Ströme wie in den dazugehörigen Emitter-Basis-Kreisen. Sofern der Verstärker nicht mit einem durch geradzahlige Oberwellen verzerrten Signal gespiesen wird, sind diese Ströme pulsierende Gleichströme, deren Mittelwerte bei beiden Transistoren betragsmässig gleich gross sind.
Durch die Gegenkopplung mit dem Emitterwider- stand R2 arbeitet der Transistor T3 im linearen Bereich, so dass der Kollektorstrom proportional zur Wechselspannung an der Basis ist. Die begrenzenden Emitter-Basis-Strecken der Transistoren TI und T2 halten die Ausgangsspannung auf etwa 0,5 V, also auf einem sehr kleinen Wert, und wirken bei grosser Aussteuerung annähernd als Kurzschluss. Der gleichgerichtete Strom in den begrenzenden Transistoren T1 und T2 ist damit praktisch proportional zur Eingangsspannung.
Dies ändert sich nur, wenn die Eingangsspannungen derart klein sind, dass der Begrenzer nicht ausgesteuert wird. ' Werden keine zu .grossen Ansprüche an die Symmetrie der Begrenzung gestellt, so kann einer der beiden Transistoren durch eine Diode ersetzt werden. Die Symmetrie bleibt annähernd erhalten, wenn die Kollek- tor-Basis-Strecke eines der beiden Transistoren TI oder T2 kurzgeschlossen wird. Die beiden Tiefpassfilter können im einfachsten Fall aus einem zwischen Kollektor und Basis geschalteten Kondensator bestehen.
In Fig. 2 ist wiederum der Transistor T3 der Verstärker in Emitter-Grund-Schaltung. Die Gegenkopplung erfolgt mit dem Emitterwiderstand R2. Die Sekundärseite des Transformators Tr ist mit einem Mittelabgriff versehen.
Die Emitter-Basis-Strecken der zwei gleichartigen Transistoren T4 und T5 (beispiels- weise vom NPN-Typ) bilden einen Zweiweggleichrich- ter. Die beiden Kollektoren sind zusammengeschaltet und gemeinsam über ein Tiefpassfilter TP3 und über eine Messanordnung M3 auf die positive Spannungsquelle geführt.
Mit dieser Schaltungsanordnung wird gegenüber derjenigen .in Fig. 1 die im Tiefpassfilter anfallende Welligkeit des Gleichstromes verringert. Es ist ohne weiteres möglich, mit den Emitter-Basis-Strecken von Transistoren jede bekannte Gleichrichteranordnung in diesem Zusammenhang zu verwenden.
In Fig. 3 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, bei der ein grösserer Dynamikbereich möglich ist als bei den zwei vorhergehenden Beispielen. Die Transistoren T6 und T7 sind zwei komplementäre Transistoren. Vom Eingang E wird der Basis des Transistors T6 das Signal über einen Koppelkondensator C5 zugeführt. Dieser Transistor T6 sei beispielweise vom PNP-Typ und ist als Emitterfolger geschaltet.
Der Transistor T7 sei demzufolge vom NPN-Typ und arbeitet in Emit- ter-Grund-Schaltung. Von dessen Kollektor wird ein Transformator Tr gespiesen, dessen Primärwicklung mit einem Kondensator C6 auf Resonanz abgestimmt ist. Die Sekundärseite des Transformators Tr .ist ähnlich dem Beispiel in Fig. 1 mit den zwei parallel geschalteten Emitter-Basis-Strecken von zwei komplementären Transistoren T8 und T9 überbrückt. Zwischen den Transformator Tr und den Ausgang A ist ein Transistor T10 geschaltet, der als Emitterfolger arbeitet.
Die Ausgangsspannung wird dem Ausgang A vom Emitter über einen Koppelkondensator C7 zugeführt.
Die früher aufgeführten Tiefpassfilter sind hier durch Kondensatoren C8 für den Transistor T8 und C9 für den Transistor T9 zwischen jedem Emi.tter und der entsprechenden Basis dargestellt. Die Messanordnungen M8 und M9 verbinden die Kollektoren der Transistoren T8 und T9 mit den entsprechenden Spannungsquellen.
Oft ist man daran interessiert, mit einem derartigen Begrenzer-Verstärker einen möglichst grossen Bereich zu überdecken, um im ganzen Bereich auf die Grösse des Eingangssignals zu schliessen. Der gesamte Variationsbereich muss daher in einer einzigen Begrenzerstufe verarbeitet werden. Die Belastung am Ausgang der Stufe muss möglichst klein sein, damit schon kleine Eingangsspannungen genügen, den Kollektorkreis der Begrenzerstufe auszusteuern und das Signal zu begrenzen. Dies bedingt kollektorseitig eine hohe Reaktanz des vorzugsweise als Resonanzkreis ausgeführten Übertragers und einen hohen Eingangswiderstand der nachfolgenden Stufe.
Da eine hohe Verstärkung an der Begrenzerstufe möglich ist, können bei kleinem Eingangssignal störende Rückwirkungen über die Kollek- tor-Basis-Kapazität auftreten. Durch eine niederohmige Ansteuerung der Begrenzerstufe können diese Rückwirkungen weitgehend unschädlich gemacht werden.
Gemäss Fig. 3 sind sowohl am Eingang wie am Ausgang der Begrenzerstufe Emitterfolger als Impe- danzwandler vorgesehen. Der Variationsbereich des Begrenzers wird weitgehend durch den Emitterwider- stand R8 und den gewählten Kollektorgleichstrom begrenzt.
Der Emitterwiderstand R8, der als Stromgegen- kopplungswiderstand wirkt, bestimmt das Verhältnis zwischen steuernder Wechselspannung an der Basis und dem von ihr hervorgerufenen Wechselstrom im Kollektorkreis. Der Wert dieses Widerstandes ist je nach der Grösse des Kallektorstromes und je nach den Anforderungen an die Stabilität zu wählen.
Die Schaltungsanordnung wird besonders einfach, wenn der Emitterwiderstand gleichzeitig zur Stabilisierung des Arbeitspunktes verwendet wird. Da jedoch an einem kleinen Emitterwiderstand auch ein kleiner Gleichspannungsabfall entsteht, muss die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung berücksichtigt werden. Dies kann bekanntlich am einfachsten geschehen, indem der vorgeschaltete Transistor T6 ein zum Verstärkertransistor T7 komplementärer Transistor ist.
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Amplifier with a Diode Limiter Circuit Arrangement The present invention relates to an amplifier with a diode limiter circuit arrangement in which information about the magnitude of the input signal is generated.
In receiving devices for special applications, there is often a need to know the size of the input signal. As long as unregulated amplifiers are used in the receiving device, the input signal can be calculated from the easily measurable amplified signal with a known gain.
In the case of automatically regulated amplifiers, in particular those that are regulated to a constant output signal, information about the size of the input signal can be obtained from the controlled variable, such as control current or control voltage. This information is generally lost in amplitude limiting amplifiers with a sharp limitation. The sharp boundary is used in various types of modulation, such as frequency modulation, pulse phase modulation or pulse code modulation. With frequency modulation, the sharp limitation does not affect the signal; In the case of the types of pulse modulation mentioned, the sharp limitation is often required for technical reasons.
Sharply limiting amplifiers have the advantage over regulating amplifiers that they do not have the often disruptive transient effects with little effort. If it is now required for an amplifier that the size of the input signal should be measurable, the economic advantage of the sharply limiting amplifier is usually not exploited. Instead, complicated control amplifiers or, if the oscillation disturbs, logarithmic amplifiers are used. An additional limit stage is then required before the signal evaluation.
The purpose of the invention is to be found in the fact that, in the case of an amplifier described at the beginning, information about the size of the input signal is obtained without increasing the effort, despite the sharp limitation. _.
The invention is characterized in that at least one diode is formed by the emitter-base path of a transistor, the collector of which is fed to the supply voltage via a low-pass filter, and that the collector current is a measure of the size of the input signal.
In particular, two diodes are formed by the emitter-base paths of two complementary transistors, of which both collector currents each result in a measure for the size of the input signal.
The invention is explained in more detail below with reference to the accompanying drawing in three exemplary embodiments. 1 shows a limiter with two complementary transistors, FIG. 2 shows a limiter with two identical transistors, FIG. 3 shows a circuit arrangement for a large dynamic range.
In Fig. 1, the signal from input E reaches the base of an amplifier transistor T3 in an emitter-base circuit. The output at the collector of this transistor T3 is led to the output terminals A via a transformer Tr with a primary and a secondary winding. The secondary winding of the transformer is bridged with the emitter-base paths of two complementary transistors T1 (NPN type) and T2 (PNP type) connected in parallel.
The collector of the transistor TI is fed to the positive voltage source via a low-pass filter TP and a direct current display device Ml; the collector of transistor T2 is fed to the negative voltage source via a low-pass filter TP2 and a direct current display device M2.
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The limitation of the signal with these two transistors T1 and T2 works in the same way as the known limitation with two diodes connected in parallel, the forward directions of which are directed against one another. The transistors TI and T2 could be operated without a bias between base and collector.
However, if the collectors are connected to the appropriate voltage sources, the same currents flow in the base-collector circuits as in the associated emitter-base circuits. If the amplifier is not fed with a signal distorted by even harmonics, these currents are pulsating direct currents, the mean values of which are the same for both transistors.
Due to the negative feedback with the emitter resistor R2, the transistor T3 works in the linear range so that the collector current is proportional to the AC voltage at the base. The limiting emitter-base paths of the transistors TI and T2 keep the output voltage at about 0.5 V, that is to say at a very low value, and act as a short circuit in the event of a high modulation. The rectified current in the limiting transistors T1 and T2 is therefore practically proportional to the input voltage.
This only changes if the input voltages are so small that the limiter is not controlled. If the symmetry of the limitation is not too high, one of the two transistors can be replaced by a diode. The symmetry is approximately retained when the collector-base path of one of the two transistors TI or T2 is short-circuited. In the simplest case, the two low-pass filters can consist of a capacitor connected between the collector and the base.
In FIG. 2, the transistor T3 is again the amplifier in an emitter-ground circuit. The negative feedback takes place with the emitter resistor R2. The secondary side of the transformer Tr is provided with a center tap.
The emitter-base paths of the two similar transistors T4 and T5 (for example of the NPN type) form a full-wave rectifier. The two collectors are interconnected and jointly fed to the positive voltage source via a low-pass filter TP3 and a measuring arrangement M3.
With this circuit arrangement, the ripple of the direct current occurring in the low-pass filter is reduced compared to that in FIG. It is easily possible to use any known rectifier arrangement in this context with the emitter-base paths of transistors.
In Fig. 3 a circuit arrangement is shown in which a larger dynamic range is possible than in the two previous examples. The transistors T6 and T7 are two complementary transistors. The signal is fed from input E to the base of transistor T6 via a coupling capacitor C5. This transistor T6 is for example of the PNP type and is connected as an emitter follower.
The transistor T7 is accordingly of the NPN type and works in an emitter-ground circuit. A transformer Tr is fed from its collector, the primary winding of which is tuned to resonance with a capacitor C6. The secondary side of the transformer Tr. Is bridged, similar to the example in FIG. 1, with the two parallel-connected emitter-base paths of two complementary transistors T8 and T9. A transistor T10, which works as an emitter follower, is connected between the transformer Tr and the output A.
The output voltage is fed to output A from the emitter via a coupling capacitor C7.
The low-pass filters listed earlier are represented here by capacitors C8 for the transistor T8 and C9 for the transistor T9 between each emitter and the corresponding base. The measuring arrangements M8 and M9 connect the collectors of the transistors T8 and T9 to the corresponding voltage sources.
One is often interested in covering as large an area as possible with such a limiter amplifier in order to infer the size of the input signal over the entire area. The entire range of variation must therefore be processed in a single limiter stage. The load at the output of the stage must be as small as possible so that even small input voltages are sufficient to control the collector circuit of the limiter stage and limit the signal. On the collector side, this requires a high reactance of the transformer, which is preferably designed as a resonance circuit, and a high input resistance of the subsequent stage.
Since a high gain is possible at the limiter stage, disruptive repercussions via the collector-base capacitance can occur with a small input signal. These repercussions can largely be rendered harmless by low-resistance control of the limiter stage.
According to FIG. 3, emitter followers are provided as impedance converters both at the input and at the output of the limiter stage. The range of variation of the limiter is largely limited by the emitter resistor R8 and the selected collector direct current.
The emitter resistor R8, which acts as a current negative feedback resistor, determines the ratio between the controlling alternating voltage at the base and the alternating current it generates in the collector circuit. The value of this resistance is to be selected depending on the magnitude of the capacitor current and depending on the stability requirements.
The circuit arrangement becomes particularly simple if the emitter resistor is used at the same time to stabilize the operating point. However, since there is also a small DC voltage drop across a small emitter resistor, the temperature dependence of the base-emitter voltage must be taken into account. As is known, the easiest way to do this is by the upstream transistor T6 being a transistor complementary to the amplifier transistor T7.
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