Einrichtung zur absatzweisen Winkelstellungsmessung, mit einem aus Rotor und
Stator bestehenden elektromechanischen Wandler
Zur Ermittlung der Winkelstellung einer drehbar gelagerten Welle bedient man sich unter anderem elektro-mechanischer Wandler, die zur Erzeugung von Wechselspannungen geeignet sind, deren Phasenwinkel der Verdrehung eines mit der Welle drehbar gelagerten Wandlerrotors gegenüber einem ortsfest verbleibenden Wandlerstator proportional ist.
Die Ermittlung der Winkelstellung des Wandlerrotors durch Phasenmessung an der Wandlerausgangsspannung ist insofern von Interesse, als die Möglichkeit gegeben ist, durch entsprechende konstruktive Ausbildung der Wandler die Anordnung so zu treffen, dass eine Drehung des Wandlerrotors um den vollen Winkel von 360 ein n-maliges Durchlaufen des Phasenwinkels der Wandlerausgangsspannung durch das Phasenvariationsintervall 0.. 2n zur Folge hat.
Die Konstante n ist eine ganze positive Zahl. Sie beträgt im Minimum n = 1 und bei nach dem derzeitigen Stand der Technik herstellbaren Wandlern z. B. n = 200.
Anordnungen dieser Art erlauben es deshalb, bei grossen Apparatekonstanten n die Winkelstellung des Wandlerrotors bzw. die Winkelstellung der mit dem Rotor gekuppelten Welle relativ hoch aufzulösen. Es sind kapazitive und induktive Wandlerkonstruktionen bekanntgeworden. Eine kapazitive Ausführungsform ist beispielsweise in der deutschen Auslegeschrift Nr. l 098 858 und ein induktives System dieser Art in der USA-Patentschrift Nummer 2 867 783 beschrieben. Der die Winkelstellung des Wandlerrotors repräsentierende Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung wird im allgemeinen durch digital anzeigende Zeitmessvorrichtungen durch Auszählung der Impulse eines Oszillators während eines Zeitintervalls, das dem Phasenwinkel proportional ist, bestimmt.
Hierzu sind Grob-Fein-Messsysteme bekannt, wobei die Anordnung beispielsweise so getroffen ist, dass ein Wandler mit der Apparatekonstante n = 1 eine Wechselspannung liefert, deren Phasenwinkel bei Drehung des Wandlerrotors zwischen 0... 2z variiert. Eine derartige Wechselspannung liefert dann durch Auszählung ihres Phasenwinkels die vollen Winkelgrade zwischen 0... 359 . Ein zweiter Wandler, z. B. mit der Apparatekonstante n = 360, liefert eine Wechselspannung, deren Phasenwinkel den Feinmesswert repräsentiert.
Eine Anderung dieses Phasenwinkels zwischen 0... 2n entspricht dabei einer Rotordrehung von 1 . Die Phasenmessvorrichtung liefert Bruchteile der vollen Grade der Grobmessvorrichtung zwischen 0, 000... 0, 999 .
Es ist bekannt, dass die mit solchen und ähnlichen Systemen erzielbare Messgenauigkeit unter anderem in hohem Masse von der Genauigkeit abhängig ist, mit der die elektro-mechanischen Wandler den Drehwinkel des Wandlerrotors in den Phasenwinkel der Wandlerwechselspannung übersetzen. Der Zusammenhang zwischen beiden Grössen soll an sich linear sein. Dieses ist jedoch im allgemeinen nicht der Fall.
So bewirken insbesondere Streukapazitäten bzw.
Streuinduktivitäten zwischen dem Rotor und dem Stator, Exzentrizitäten zwischen dem Rotor und dem Stator und Fehlausbildungen des Rotors und des Stators Abweichungen von diesem an sich erwünschten linearen Zusammenhang. Besonders bei Systemen mit grossem n zeigt sich immer wieder, dass die n Phasenwinkelintervalle der Breite 2, die der Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung bei einer vollen Drehung des Rotors um 360 durchläuft, nicht sämtlich dem gleichen Rotordrehwinkel von 360 /n zuzuordnen sind. Vielmehr ist dieser Drehwinkel einmal mehr und einmal weniger gross, wobei sich zeigt, dass der auftretende Fehler-ähnlich wie bei optischen Kreisteilungen-periodischen Charakter aufweist.
Die Wandler werden im allgemeinen mit einer harmonisch schwingenden Spannung (1) U N sin cot der Frequenz f = ?/2? gespeist. Ihre Ausgangsspannung lässt sich dann unter Berücksichtigung der erwähnten periodischen Fehler als Fourierreihe
EMI2.1
darstellen, worin die au und ZA die Amplituden bzw. die Phasenwinkel der Fourierkomponenten, A die Ordnungszahl (? = 1... ?) der Komponenten und q den Verdrehungswinkel zwischen dem Rotor und Stator des elektromechanischen Wandlers bezeichnen.
Die as und xz lassen sich rechnerisch aus Messungen, die den Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung als Funktion des Winkels m wiedergeben, bestimmen.
In (2) sind alle Komponenten bis auf die Komponente (3) a.-sin (o) t-n- (p-X.) störend. Die Komponente (3) stellt die erwünschte Ausgangsspannung dar, wobei in (3) der konstante PhasenwinkeI X@ nicht interessiert. n ist die eingangs erwähnte Konstante, die den Zusammenhang zwischen dem Phasenwinkel ç der Wandlerausgangsspannung und dem Drehwinkel q7 liefert. Beträgt sie z. B. n = 360, so verschiebt sich der Phasenwinkel ? bei einer Drehung cp = 1 um den Betrag 2sz, wo- bei entsprechend kleinere (grössere) Winkeldrehun- gen entsprechend kleinere (grössere) Phasenverschiebungen zur Folge haben.
Praktisch treten in (2) nicht alle Komponenten der möglichen Ordnungszahlen i = 1... oo auf. Das Auftreten solcher Komponenten hängt von der gewählten Konstruktion und von Fertigungsgenauigkeiten ab. Häufig sind z. B. solche Komponenten, deren Ordnungszahlen A ganzzahlige Vielfache von n sind (R = cl n mit a = 2, 3...). Aber auch Komponenten anderer Ordnungszahlen sind häufig. In jedem Fall beeinflussen sie die Messgenauigkeit, die durch sie vom Drehwinkel cp abhängig ist.
Es wurde nun gefunden, dal3 derartige Fehler durch Kompensation an bestimmten, mit Wandlern dieser Art ausgestatteten Messeinrichtungen auf rein elektrischem Wege beseitigbar sind.
Gegenstand der Erfindung ist eine Einrichtung zur absatzweisen Winkelstellungsmessung an einer drehbar gelagerten Welle, mit einem mit der Welle gekuppelten, aus Rotor und Stator bestehenden und eingangsseitig mit Wechselspannung gespeisten elektro-mechanischen Wandler, dem ausgangsseitig eine Wechselspannung mit rotordrehwinkelproportionalem Phasenwinkel entnommen wird, mit Mitteln zur Umwandlung der Wandlerausgangsspannung in eine dazu phasenstarre Impulsfolge und mit Mitteln zur absatzweisen Ermittlung des Phasenwinkels dieser Impulsfolge, bestehend aus einer elektronischen Impulszählvorrichtung, der, durch Impulse einer Be zugsimpulsfolge und der Messimpulsfolge gesteuert, Impulse einer Zählimpulsquelle derart zugeführt werden,
dass das Zählergebnis an der Zählvorrichtung einem Winkelstellungsmesswert entspricht, welche Einrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass Hilfswechselspannungsquellen vorgesehen sind, deren Ausgangsspannungen mit einstellbarem Phasenwinkel und einstellbarer Amplitude zur Wandlerspeise und/oder Wandlerausgangsspannung addiert sind.
Es hat sich nÏmlich gezeigt, dass durch ¯berlagerung solcher Hilfsspannungen zur Wandlerspeise und/oder zur Wandlerausgangsspannung stets bestimmte Zeitpunkte herbeiführbar sind, in denen die Fehler des Wandlers kompensiert sind.
Die erfindungsgemässe Einrichtung ist insbesondere geeignet zur Verwendung in einem optischen Zielverfolgungsinstrument als Messvorrichtung zur digitalen Anzeige des Höhen-undloder Seitenwinkels des Instrumentes.
In der Zeichnung sind zwei Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes schematisch dargestellt :
Die Fig. 1 und 2 erläutern die Ausbildung eines gebräuchlichen elektro-mechanischen Wandlers.
Die Fig. 3 und 4 erläutern anhand eines Blockschaltbildes den prinzipiellen Aufbau einer Winkel stellungsmesseinrichtung, in der dieser Wandler benutzbar ist.
Die Fig. 5, 6 und 7 erläutern eine andere Einrichtung schematisch, die im Gegensatz zur Einrichtung nach Fig. 3 die Kompensation von Harmoni- schen zulässt, deren Ordnungszahl : kein ganzzahliges Vielfaches der Apparatekonstanten n darstellt.
Die Fig. 1 und 2 zeigen in Draufsicht Teile zweier kreisförmiger Glasscheiben 01 und 02, die auf den Ringflächen 03 und 04 bzw. 05 Metallbelegungen aufweisen. Die metallisierten Ringflächen 03 und 04 sind durch eine durch die Metallisierung hindurchgreifende Aussparung 06 elektrisch voneinander isoliert.
Die Flächen 03 und 04 sind ihrerseits durch mäanderförmig in den Flächen angeordnete Aussparungen 07 und 08 in jeweils zwei ebenfalls elektrisch voneinander isolierte Teile (Elektroden) zerlegt, so dass in den beiden Kreisringflächen 03 und 04 fingerförmig ineinandergreifende und auf dem Umfang der Flächen einander abwechselnde Metallzungen (Teilelektroden) entstehen, die in den Ringflächen 03 mit 091, 09Il, 0911I... bzw. 010I, loti, O101II.. und in der Fläche 04 mit Molli, Roll", Olim... bzw. 012I, 012IIj 012IIi... bezeichnet sind.
Es sei noch bemerkt, dass die Flächen 03 und 04 im allgemeinen gleich gross und die manderförmigen Aussparungen. 07 und 08 um ein Viertel ihrer Periode winklig gegeneinander versetzt sind.
Die Metallbelegung 05 der Glasplatte 02 ist in ganz analoger Weise durch eine Aussparung 013 in zwei elektrisch voneinander isolierte Teile zerlegt, wobei sich wiederum fingerartig ineinandergreifende Teilelektroden 014I, 014II, 014in... bzw. 015I, O15II, 015III... bilden, die auf dem Umfang der Kreisringfläche 05 nebeneinanderliegen und einander abwechseln. Die Anzahl der Teilelektroden sowohl der Glasscheibe 01 als auch die der Glasscheibe 02 sowie die Art ihrer Ausbildung und Anordnung bestimmen wesentliche Wandlereigenschaften.
Beide Scheiben werden koaxial in geringem Luftabstand voneinander getrennt derart angeordnet, da¯ sich die Flächen 03, 04 und 05 berdecken. Es entsteht ein Kondensatorsystem, das sich im wesentlichen aus den Teilkapazitäten zwischen den Elektroden
09I, 09II, 09IIi.,, und 014I, 014II, 014III... (Cog, Ol,
09I, 09II, 09i"... und 015I, 015II, 015III (C09. 015), aloi, 010II 010III und 014I, 014II, 014III (C010,014), aloi, 10II, 010III und 015I, 015II, 015III -- (C010 0X5) sowie den entsprechenden Teilkapazitäten zwischen den Elektroden des Ringes 04 und den Elektroden des Ringes 05 zusammensetzt.
Ist die Anordnung weiterhin so getroffen, dass etwa die Scheibe 02 gegen die Scheibe 01 drehbar gelagert ist, so ändern sich bei der Verdrehung der Scheibe 02 die einzelnen Teilkapazitäten periodisch mit dem Verdrehungswinkel, weshalb man bei Zuführung von vier Wechselspannungen zu den Teilelektroden der Elektroden 09, 010, 011 und 012, die geeignet gegeneinander phasenverschoben sind, an den Gegenelektroden 014 und 015 der Scheibe 02 eine Wechselspannung abgreifen kann, deren Amplitude und Phasenwinkel im allgemeinen eine periodische Funktion des Drehwinkels (f) zwischen dem Rotor und dem Stator der Anordnung ist.
Die Anordnung ist allgemein so getroffen, dass der Rotor des elektro-mechanischen Wandlers starr oder über ein Getriebe mit der Welle, deren Verdrehungswinkel gemessen werden soll, gekuppelt wird, wÏhrend der Stator der Anordnung koaxial zum Rotor in geringem Luftabstand von diesem getrennt ortstest angeordnet wird, so da¯ bei entsprechender Speisung des Wandlers am Wandlerausgang eine Wechselspannung zur Verfügung steht, die zu Messzwecken benutzt werden kann.
Es ist bei Wandlern dieser Ausbildung bereits bekannt, die Teilkapazitäten Cas, 014, C 010, 014' C010, 015 durch entsprechende Formgebung und Anordnung der Teilelektroden 09I, 09II, 09'11...
010I, 0101l, 0101lI... usw. derart auszubilden, da¯ die an den Elektroden 014 und 015, die ebenfalls einer speziellen Formgebung der Anordnung unterworfen sind, abgreifbare Wandlerausgangsspannung bei Verdrehung der beiden Scheiben gegeneinander eine im wesentlichen konstante Amplitude und einen im wesentlichen dem Drehwinkel cp proportionalen Phasenwinkel aufweist.
Wie bereits eingangs bemerkt, ergeben sich abweichend von der idealen Form der Wandlerausgangsspannung (la) U = A sin (cut-n) Ausgangsspannungen, die sich allgemein darstellen lassen als
EMI3.1
In den Gleichungen (1a) und (2a) bezeichnen A die Amplitude der Grundschwingung der Wandlerausgangsspannung, c9 die Kreisfrequenz der Wandlerspeisespannung, n eine von der Wandlerkonstruktion abhängige positive ganze Zahl, die im Ausführungs- beispiel der anliegenden Figur mit der Anzahl der auf den Kreisringflächen 03, 04 und 05 angeordneten Teilelektroden einer jeden Elektrode identisch ist, und au die aus Fourier-Analyse der Wandlerausgangsspannung ermittelbaren Amplituden der örtlichen,
das heisst vom Drehwinkel p abhängigen Harmonischen der Grundschwingung der Wandlerausgangsspannung. Es bezeichnet weiterh, in X1 die entsprechenden konstanten Phasenwinkel dieser Ausgangsspannung, die ebenfalls aus der Fourier-Analyse der Wandlerausgangsspannung ermittelbar sind.
Die Messung des Zeitabstandes eines Nulldurchganges der Spannung U, gegen den vorhergehenden Nulldurchgang einer Wandlereingangsspannung A' sin a) t ergibt daher ein vom gewünschten Wert 9? abweichendes Ergebnis.
Der störende Einfluss der örtlichen Harmonischen in der Spannung Ut wird nun durch Zusatz zeitlicher Harmonischer der Grundschwingung dieser Spannung entweder zur Wandlerausgangs-und/oder zur Wandlereingangsspannung beseitigt.
Addiert man nämlich zur Spannung Ur eine Spannung der Form
EMI3.2
so besitzt die Summenspannung Ut + Ut, die gleichen Nulldurchgänge wie die Grundschwingung der Spannung Ul, wovon man sich durch Einsetzen der Nulldurchgangszeit t n 92 t= co der Grundschwingung überzeugt.
Es ist demzufolge bei Einrichtungen, die mit einem elektro-mechanischen Wandler zur Umwandlung des jeweiligen Längen-oder Winkelwertes in den Phasenwinkel einer Wandlerausgangsspannung ausgestattet sind und die mit Mitteln zur digitalen Erfassung des Phasenwinkels der Wandlerausgangsspannung derart versehen sind, dass durch Auszählen der Zeitdifferenz zwischen gleichphasigen Schwingungszuständen der Wandlerausgangsspannung und einer Bezugswechselspannung der interessierende Drehwinkel ermittelbar ist, möglich, durch Zusatz zeitlicher Harmonischer, beispielsweise zur Wandlerausgangsspannung, das Messresultat von den störenden geometrischen Fehlereinflüssen am Wandler zu befreien.
In der Fig. 3 ist eine Anordnung dieser Art dargestellt, wobei angenommen ist, dass der elektromechanische Wandler eine Apparatekonstante von n = 360 aufweist und in seiner Ausgangsspannung entsprechend (2a) lediglich Harmonische der Ord nungszahlen A = 3 und X = 5 enthalten sind.
In Fig. 3 bezeichnet 70 eine in einem Lager drehbar gelagerte Welle, deren Winkelstellung mit Hilfe eines Grob-Fein-Messsystems absatzweise bestimmt werden soll. Die Welle 70 ist deshalb mit den Rotoren zweier elektro-mechanischer Wandler 71 und 72 gekuppelt. Der Wandler 71 kann entsprechend dem Wandler nach Fig. 1 und Fig. 2 ausgebildet sein, wobei seine Apparatekonstante zu n = 1 gewählt ist, das heisst bei einer Drehung der Welle 70 um 360 verschiebt sich der Phasenwinkel seiner Ausgangsspannung einmal zwischen 0... 2z. Er wird als fehlerfrei angenommen, bzw. es wird unterstellt, dass seine Fehler vernachlässigbar klein sind.
Der Wandler 72 weist die Apparatekonstante n = 360 auf, das heisst eine Drehung der Rotorwelle 70 um 360 bewirkt eine 360malige Verschiebung des Phasenwinkels der Wandlerausgangsspannung zwischen 0... 2 ?) ;.
Durch Messung des Phasenwinkels der Ausgangsspannung des Wandlers 70 werden die vollen, zwischen 0... 359 gelegenen Grade der Winkelstellung der Welle 70, und durch Messung an der Ausgangsspannung des Wandlers 72 die Bruchteile eines vollen Grades, z. B. zwischen 0, 000... 0, 999 , gemessen.
Mit 73 ist ein 1-MHz-Oszillator bezeichnet. Seine Ausgangsspannung wird, z. B. auf 400 Hz untersetzt, über eine Frequenzteilerstufe 74 und eine Leitung 75 als Speisespannung dem Eingang des elektromechanischen Wandlers 71 zugeführt. Die auf einer Leitung 76 zur Verfügung stehende Ausgangsmess- spannung des Wandlers 71 wird nach Verstärkung in einem Verstärker 77 einer Leitung 78 zugeführt.
Die Leitung 78 ist mit dem Eingang einer Impulsformerstufe 79 verbunden. Die Leitung 75, die die Speisespannung für den Wandler 71 führt, ist mit dem Eingang einer Impulsformerstufe 80 verbunden.
Beide Impulsformerstufen wandeln ihre Eingangsspannung in eine dazu phasenstarre und frequenzgleiche Nadelimpulsfolge um. Die beiden so erzeugten Nadelimpulsfolgen sind jeweils Leitungen 12' bzw. 13'zugeführt. Der zeitliche Abstand zwischen zwei Impulsen dieser Folge, die zeitlich benachbart sind, entspricht deshalb der Phasenverschiebung der Ausgangsspannung des Wandlers 71 gegen die phasenfeste Eingangsspannung dieses Wandlers. Durch Messung des zeitlichen Abstandes lässt sich deshalb diese Phasenverschiebung ermitteln. Diese Verhält- nisse sind in der Fig. 4 angedeutet, in der U12 die Impulsfolge der Leitung 12', U3 die Impulsfolge der Leitung 13'kennzeichnet.
Die Impulsfolge der Leitung 12'dient dabei als Bezugsimpulsfolge. Sie ist als starre Impulsfolge einer elektronischen Torschaltung 80'zugeführt. Als Stoppimpulsfolge dient die Folge der Leitung 13', die ebenfalls dem Tor 80' zugeführt ist. Das Tor 80'ist in eine Leitung 81, 82 eingeschaltet, die den Ausgang des Oszillators 73 mit dem Eingang einer elektronischen Impulszähl- vorrichtung 84 verbindet. Das Tor 80'ist normalerweise gesperrt. Durch eine Steuerimpulsquelle 85 wird auf die Leitung 86 in bestimmten zeitlichen Abständen ein Impuls geschaltet, der dem Tor 80' als Vorbereitungsimpuls zugeführt ist.
Ein nach dem Auftreten eines solchen Vorberei tungsimpulses auftretender Impuls der Leitung 12' öffnet das normalerweise geschlossene Tor 80', wodurch die Impulse des Oszillators 73 über die Leitung 81, 82 dem Impulszähler 84 so lange zugeführt sind, bis der zeitlich darauffolgende Impuls der Leitung 13', der aus der Messspannung abgeleitet ist, das Tor 80'wieder schliesst. Die während der Off nungszeit aT des Tores in den Zähler 84 gelangte Impulsanzahl ist deshalb dieser Zeit und damit dem zu messenden Phasenwinkel und deshalb dem auch zu ermittelnden Grobmesswert der Winkelstellung der Welle 70 proportional. Sie wird am Zähler 84, z. B. durch Leuchtröhren oder dergleichen, digital angezeigt. Die Anzeige entspricht z.
B. einem Grobmesswert von 167 .
Ober eine Leitung 90 ist die Ausgangsspannung des Oszillators 73 einer Frequenzteilerstufe 91 zugeführt, die die Ausgangsspannung dieses Oszillators auf 1 kHz untersetzt. Die in einem Verstärker 92 verstärkte Ausgangsspannung der Frequenzteilerstufe gelangt über eine Leitung 93 als Speisespannung zum Eingang des elektro-mechanischen Wandlers 72.
Seine Ausgangsspannung wird in einem Verstärker 94 verstärkt und einer Leitung 95 zugeführt. Die Eingangsspannung des Wandlers 72 ist über eine Leitung 96 einer Impulsformerstufe 97 zugeführt, die die auf sie einwirkende Wechselspannung wiederum-wie oben beschrieben-in eine dazu phasen starre und gleichfrequente Nadelimpulsfolge umwandelt. Die so erzeugte Nadelimpulsfolge ist einer Leitung 98 zugeführt. Diese steht mit einer elektronischen Torschaltung 99 in Verbindung. Die Leitung 95 ist ihrerseits mit dem Eingang einer Impulsformerstufe 100 verbunden, die auf den Ausgang, das heisst auf eine Leitung 101, eine zu ihrer Eingangsspannung phasenstarre und gleichfrequente Nadelimpulsfolge liefert.
Das Tor 99 ist in eine Leitung 102, 103 eingeschaltet. Diese Leitung verbindet den Ausgang eines Oszillators 73'mit dem Eingang einer zweiten elektronischen Impulszählvorrichtung 104, die zur Anzeige des Feinmesswertes der Winkelstellung der Welle 70 dient. Das Tor 99 ist normalerweise wieder geschlossen. Es wird nach dem Auftreten eines Impulses am Ausgang der Quelle 85, der über eine Leitung 86'dem Tor 99 zugeführt ist, durch einen Impuls der Leitung 98 geöffnet, und zwar so lange, bis ein zeitlich darauffolgender Impuls der Leitung 101 das Tor 99 wieder schliesst. Auf diese Weise ist das Zählergebnis an der Zählvorrichtung 104 dem Feinmesswert (z. B. 0, 018 ) proportional.
In der Figur ist mit 200 noch eine Speichervorrichtung bezeichnet, an die das Zählergebnis beider Zählvorrichtungen nach Abschluss des Messvorganges zwecks späterer Auswertung des Messergebnisses übertragbar ist. Nach dem Ubertragungsvorgang steht die Zählvorrichtung zu einer erneuten Winkelstellungsmessung bereit.
ZurBeseitigung der eingangs angedeuteten Fehler am Wandler 72 ist die Ausgangsspannung des Oszillators 73', der mit dem Oszillator 73 identisch sein kann, mit dem Eingang einer Hilfswechselspannungs- quelle 110 verbunden. Die Hilfswechselspannungsquelle enthält zwei Frequenzteilerstufen 111 und 112, denen ausgangsseitig zwei zeitliche Harmonische ihrer Eingangsspannung entnehmbar sind.
Da die Ausgangsspannung des Wandlers 72 eine Frequenz von 1 kHz aufweist und in der Ausgangsspannung örtliche Harmonische der Ordnungszahlen/). = 3 und , = 5 enthalten sein sollen, sind die Frequenzteilerstufen 111 und 112 derart eingerichtet, dass an ihren Ausgängen jeweilsWechselspannungen zurVerfügung stehen, deren Frequenz nach (2a) und (3a) zu 2 kHz bzw. 4 kHz gewählt ist. Sie sind Vorrichtungen 113 und 114 zugeführt, die es gestatten, rückwirkungsfrei die Amplituden und Phasenwinkel der Ausgangsspannungen beider Frequenzteilerstufen einzustellen.
Am Ausgang beider Vorrichtungen werden die beiden Kompensationswechselspannungen addiert und einer Leitung 115 zugeführt. Die Leitung 115 steht mit dem Eingang der Impulsformerstufe 100 in Verbindung, so dass auf den Eingang dieser Nadelimpulsformerstufe neben der Ausgangsspannung des Wandlers 72 die beiden Kompensationswechselspannungen additiv einwirken.
Das angegebene Vorgehen ist selbstverständlich auch immer dann möglich, wenn mehr als zwei ört- liche Harmonische störend in der Wandlerausgangsspannung in Erscheinung treten. Die in der Figur dargestellten Mittel sind dann entsprechend zu vervielfachen. Zweckmässig ist die Anordnung so getroffen, dass die Frequenz des Oszillators 73'mit der des Oszillators 73 übereinstimmt, so dass die Amplituden und Phasenwinkel sowohl der Kompensationswechselspannung als auch der Ausgangsspannung des elektro-mechanischen Wandlers stets starr aneinander gebunden sind.
Statt die zeitlichen Oberwellen der Ausgangsspannung direkt zuzusetzen, könnte man im beschriebenen Ausführungsbeispiel vier jeweils um 90 versetzte Oberwellenspannungen den vier Speisewechselspannungen des Wandlers zusetzen. Zur Kompensation der Aten örtlichen Harmonischen der Ausgangswechselspannung des Wandlers ist jedoch dann die te zeitliche Harmonische erforderlich, da diese zeitliche Oberwelle der Grundschwingung die entsprechende örtliche Oberschwingung der Ausgangswechselspannung kompensiert. Diese Abwandlung der Einrichtung erfordert einen etwas grösseren Aufwand als das beschriebene Vorgehen.
Es hat jedoch den Vorteil, dass sich bei Anderung beispielsweise des Plattenabstandes des elektro-mechanischen Wandlers die Amplituden der Grundschwingung und der Oberschwingungen in der Ausgangsspannung des Wandlers gleichermassen verändern.
Das an Hand der Fig. 3 erläuterte Vorgehen, bei dem der Wandlerspeise-oder Wandlerausgangsspannung zeitliche Harmonische der Wandlerspeisespannung zugeführt sind, ist lediglich dann möglich, wenn in der Wandlerausgangsspannung Fourierkomponenten zu kompensieren sind, deren Ordnungszahl ein ganzzahliges Vielfaches der Apparatekonstanten n beträgt. Sind in der Wandlerausgangsspannung solche Fourierkomponenten nicht oder nicht allein enthalten, so führt dieses Vorgehen nicht zum erwünschten Ziel. Es lassen sich jedoch auch Fourierkomponenten durch Zusatz von Hilfswechselspannungen kompensieren, deren Ordnungszahl nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Apparatekonstanten n beträgt.
Es wurde gefunden, dass zwecks Kompen- sation solcher Fourierkomponenten Hilfswechsel- spannungen benutzbar sind, deren Frequenz in einem rationalen Verhältnis zur Frequenz der Wandlerspeisespannung steht, wobei der Zeitpunkt der Auslösung der Winkelmessvorgänge geeignet zu wählen ist. Ein solches Ausfiihrungsbeispiel ist an Hand der Fig. 5, 6 und 7 beschrieben, wobei davon ausgegan- gen ist, dass es sich bei dieser Anordnung um eine solche handelt, die zur periodischen und absatzweisen Messung der Winkelstellung einer Welle dient.
Beim Ausführungsbeispiel dieser Figuren soll unterstellt sain, dass der zur Messung herangezogene Wandler in dieser Ausgangsspannung lediglich Fourierkomponenten enthält, deren Ordnungszahlen kein ganzzahliges Vielfaches der Apparatekonstanten n ist.
Zur Erläuterung des Kompensationsvorganges kann man sich die Gleichung (2) umgeschrieben denken in
EMI6.1
und addiert man zu U eine Kompensationsspannung der Form
EMI6.2
so verschwinden in der Summenspannung U + Uz zu allen Zeiten M'-+. wobei fo die Frequenz der periodischen Phasen winkelmessvorgänge und L eine beliebige ganze Zahl bezeichnen, alle Ausdrücke, in denen k # n ist, der Form
EMI6.3
Die Differenzen in (8) sind nämlich-wie man sich durch Einsetzen von (7) in (8) überzeugtimmer dann Null, wenn k-L- (o
M-./0 ist, worin m eine beliebige ganze Zahl bezeichnet.
Die Gleichung (9) geht durch Einsetzen von oi = 227f über in - f, L-k das heisst also, es lassen sich in (2) bei vorgegebener Wandlerspeisefrequenz f und bei vorgegebener Appa ratekonstante n alle örtlichen Oberwellen der Ordnungszahl k kompensieren, für die (10) bei jedem ganzzahligen Wert L ein passendes m (L) gibt. Setzt man speziell (11) m = h-L, wobei la eine beliebige positive ganze Zahl bezeichnet, so folgt aus (10) (12) k = h. nf.
Dies bedeutet: Sind fo und f unter Ber cksichti gung von n derart gewÏhlt, da¯ f/fo.n eine ganze ou Zahl ist, so folgt aus (12), dass jede örtliche Oberwelle der Ordnungszahl k (mit k = 1, 2, 3... und k # n) kompensierbar ist. Wählt man also z. B. für f"= 10 Hz, für n = 180 und f = 1800 Hz, so ist in (12) k = h, das heisst, es ist durch Zusatz einer Spannung der Form (6) mit k = 1, 2, 3... und k # n bei entsprechender Wahl bzw.
Einstellung der a, ; und % k der Kompensationsspannungen jeder beliebige Störanteil in (5) in dem Sinne kompensierbar, dass jeder Term der Form (8) unabhängig von jeweiligen Drehwinkel ç des Wandlerrotors im Augenblick der Phasenwinkelmessung den Momentanwert Null aufweist, wobei der Momentanwert der eigentlich interessierenden Messspannung A (cuf-n-Q'') gleichfalls Null ist.
Mit Einrichtungen dieser Art ist es also nicht m¯glich, zu jedem beliebigen Zeitpunkt eine fehlerfreie Phasenwinkelmessung durchzuführen. Vielmehr existieren-nach Art eines Schwebungsvorgangeslediglich gewisse Zeitpunkte, in denen dieses möglich ist. Diese Zeitpunkte werden durch die Wandlerspeisespannung und durch die Apparatekonstante n bestimmt. Selbstverständlich müssen dabei auch die Perioden der zu kompensierenden Fehler berücksich- tigt werden. Die Einschränkung der Möglichkeit der Phasenwinkelmessung auf bestimmte Zeitpunkte bedeutet jedoch praktisch keine Einschränkung der Brauchbarkeit der Einrichtung, da es im Falle einer periodischen Phasenwinkelmessung immer möglich sein wird, die einzelnen Messzeitpunkte entsprechend zu synchronisieren.
Anderseits ist mit solchen Einrichtungen selbstverständlich auch eine nichtperiodische Messung möglich, jedoch muss in diesem Falle für eine entsprechende Lage des Messzeitpunktes gesorgt sein.
In den Fig. 5, 6 und 7 ist eine einfache Einrichtung dieser Art schematisch dargestellt.
Es handelt sich dabei um eine Messeinrichtung an optischen Zielverfolgungsinstrumenten nach Art der bekannten Kinotheodolite, die dort z. B. zur Ermittlung der Winkelstellung einer Kinotheodolitachse anwendbar ist. Bei derartigen Geräten besteht ja bekanntlich das Bedürfnis, mit den photographischen Zielbildregistrierungen, die mittels einer Reihenbildkamera ausgeführt werden, gleichzeitig die Orientierung des Kameraobjektivs im Raum zu registrieren, weshalb jede Drehachse des Gerätes mit Mitteln zur Registrierung ihrer Winkelstellung zum Zeitpunkt der Zielbildaufnahme ausgestattet ist.
In Fig. 5 bezeichnet 1 eine Kinotheodolitachse.
Sie ist mit den Rotoren zweier elektro-mechanischer Wandler 2 und 3 gekuppelt. Beim Wandler 2 handelt es sich z. B. um eine induktive Vorrichtung nach Art der bekannten Drehmelder mit der Apparatekonstante n = 1. Der Wandler 2 ist beispielsweise nach Art der elektrostatischen Phasenschieber, z. B. der in der eingangs erwähnten deutschen Auslegeschrift beschriebenen Art, mit der Apparatekonstante n = 180 ausgebildet.
Der Wandler 2 erzeugt also ausgangsseitig eine Wechselspannung mit dem Phasenwinkel ?2 = (PI der Wandler 3 eine solche mit ?3 = 180 ?, so da¯ also eine Drehung der Achse 1 um 360 eine Phasenwinkeländerung an VJ2 von 2z und an 3 von 180mal 2n zur Folge hat, das heisst, einPhasenwinkelintervall von 2? ist an 3 einem Drehwinkel von 2 äquivalent und an AU2 dem Drehwinkel von 360 .
Mit 30 ist ein HF-Oszillator bezeichnet. Seine Ausgangsspannung ist über eine Leitung 4 einer Fre quenzteilerstufe 5 zugeführt, der an ihrem Ausgang eine Wechselspannung entnehmbar ist, die z. B. eine Frequenz von 400 Hz aufweist und als Speisespannung für den Wandler 2 dient. Die in einem Verstärker 6 verstärkte Ausgangsspannung des Wandlers 2 ist einer Leitung 6'zugeführt. Der Wandler weist keine oder nur unwesentliche periodische Phasenfehler auf. Die Spannung der Leitung 6'ist einer Impulsformerstufe 7 zugeführt. Diese erzeugt an ihrem, Ausgang auf einer Leitung 8 z. B. immer dann, wenn die Spannung der Leitung 6'einen Momentanwert von Null aufweist, einen Nadelimpuls.
Die Anordnung ist so getroffen, dal3 die Nadelimpulsfolge der Leitung 8 gleichfrequent zur Frequenz der Spannung der Leitung 6'ist.
Eine Eingangsspannung des Wandlers 2 ist über eine Leitung 9 einer Impulsformerstufe 10 zugeführt, die analog der Impulsformerstufe 7 ausgebildet ist.
Sie erzeugt auf einer Leitung 11 eine zur Eingangsspannung des Wandlers gleichfrequente Impulsfolge mit bezüglich der Wandlerausgangsspannung zeitlich konstanter Impulslage.
Die Impulsfolgen der Leitungen 8 und 11 sind einer elektronischen Torschaltung 12, die in eine Leitung 13, 13'eingeschaltet ist, zugef hrt. Das Tor 12 ist normalerweise geschlossen. Beim Auftreten eines Impulses auf einer Leitung 15 wird das Tor 12 aktiviert, das heisst, ein dem Aktivierungsimpuls folgender Impuls der Leitung 11 kann das Tor 12 (13) U,--) A-sin ( (ot-I 80-99) + a,,-sin (cot-15-gg-X,,,) aufweist, das heisst, es treten in (5) nur die örtlichen Harmonischen mit der Ordnungszahl k = 15 auf.
Eine solche örtliche Harmonische kann z. B. durch eine Exzentrizität zwischen dem Rotor und dem Stator des Wandlers herbeigeführt werden, so dass also am Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung ein periodischer Phasenfehler mit der Periode 360 /15 = 24 vorhanden ist.
Zur FestTegung der Frequenz der Kompensationsspannung für den Ausgangswandler mu¯ zunächst die Speisefrequenz für den Wandler festgelegt werden. Auf Grund seiner Konstruktion verlangt dieser kapazitive Phasenschieber 3 eine Speisefrequenz, die ungefähr 1 kHz beträgt. Seine Apparatekonstante beträgt n = 180, und es wird verlangt, dass die periodisch durchzuführende Winkelmessung mit einer öffnen. Bei geöffnetem Tor gelangen über die Leitung 13, 13'Impulse des Oszillators 30 in einen elektronischen Impulszähler 16. Der Leitung 4 ist eine Frequenzteilerstufe 14 nachgeschaltet, deren Ausgangsimpulse der Leitung 13 zugeführt sind.
Der auf den das Tor 12 öffnenden Impuls der Leitung 11 nachfolgende Impuls der Impulsfolge der Leitung 8 schliesst das Tor 12 wieder. Die während der Zählzeit Tt des Zählers 16 (vgl. Fig. 6, in der die Impulse der Leitung 8 mit U8 und die Impulse der Leitung 11 mit U,, bezeichnet sind) in den Impulszählor gelangte Impulsanzahl ist demzufolge dem zu messenden Phasenwinkel der Ausgangsspannung des Wandlers 2 proportional Die Anordnung ist so getroffen, dass die vom Zähler 16 angezeigte Impulsanzahl unmittelbar den vollen Winkelgraden der Winkelstellung der Achse 1 entspricht (z. B. 165 ).
Die Speisespannung für den Wandler 3 ist ebenfalls dem Oszillator 30 entnommen. Die Ausgangsspannung des Oszillators ist einer Frequenzteilerstufe 31 und einem Verstärker 32 zugef hrt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 32 gelangt in eine Phasenschiebervorrichtung 33, der-wie es die spezielle Konstruktion des Wandlers dieses Ausfüh- rungsbeispiels verlangt-vier Wechselspannungen entnehmbar sind, die jeweils um 90 gegeneinander phasenversclloben sind. Sie sind dem Wandler 3 ein gangsseitig zugeführt.
Der Einfachheit wegen soll für die Erläuterung dieses Ausführungsbeispiels angenommen sein, dass die Ausgangsspannung des Wandlers 3 die Form Frequenz/ == 10 Hz möglich ist, da die Reihenbildkamera des Kinotheodolits mit dieser Bildfolgefre quenz die zu verfolgenden Objekte photographisch registriert. Unter Beachtung dieser konstruktiven Forderungen ergibt sich mit k = 15 aus (12), dass die Speisespannung eine Frequenz von f = 1080 Hz aufweisen muss, da die Bedingung (12) mit h = 9 mit diesen Zahlenwerten erfüllt ist.
Die Frequenz der Zusatzkompensationsspannung bestimmt sich deshalb aus
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weshalb (15),==(1--)./=(1--)-1080Hz=990 Hz beträgt. Der Phasenwinkel und die Amplitude der Kompensationsspannung Uz muss gesondert aus der Fourieranalyse der Wandlerausgangsspannung bestimmt werden.
In der Anordnung nach Fig. 5 beträgt deshalb das TeilverhÏltnis der Frequenzteilerstufe 31 m'= 2000 und die Oszillatorfrequenz 2, 16 MHz, so dass dem Phasenschieber 33 eine 1080-Hz-Spannung zugeführt ist. Die 1080-Hz-Ausgangsspannung des Wandlers 3 ist einem Verstärker 34 zugeführt. Zur Herstellung der Kompensationsspannung ist die 1080-Hz-Wech selspannung am Ausgang der Teilerstufe 31 einer Teilerstufe 40 zugeführt, deren Ausgangsspannung eine Frequenz von 90 Hz aufweist. Die 90-Hz-Spannung ist einer Misch-und Filtervorrichtung 41 zugeführt, der gleichzeitig vom Ausgang des Verstär- kers 32 eine 1080-Hz-Spannung zugeführt ist.
Die Differenzfrequenz beider Spannungen ist am Ausgang der Filterungsvorrichtung 41 abgreifbar, so dass einer Vorrichtung 42 eine 990-Hz-Spannung zuführ- bar ist. Die Vorrichtung 42 dient zur Einstellung der Amplitude und des Phasenwinkels der 990-Hz-Span- nung. Die letztere ist einer Leitung 43 zugeführt und wird zu der Spannung einer Leitung 34', die die Ausgangsspannung eines Verstärkers 34 führt, mit negativem Vorzeichen addiert.
Die Summenspannung ist einer Impulsformerstufe 44 zugeführt, die jeweils z. B. beim Nulldurchgang der Summenspannung einen Nadelimpuls erzeugt.
Die resultierende gleichfrequente Nadelimpulsfolge ist einer Leitung 45 zugeführt.
Eine der Eingangsspannungen des Wandlers 3 ist über eine Leitung 47 einer der Impulsformer- stufe 44 analog aufgebauten Impulsformerstufe 48 zugeführt. Die durch sie erzeugte Nadelimpulsfolge gelangt über eine Leitung 49 zu einer elektronischen Torschaltung 46, der auch die Impulsfolge der Leitung 45 zugeführt ist. Ein Impuls der 1080-Hz-Nadelimpulsfolge der Leitung 49 dient für das normale- weise geschlossene Tor 46 als Startimpuls und öffnet dieses. Die Öffnung des Tores ist erst dann möglich, wenn auf der Leitung 15 ein Aktivierungsimpuls zum Tor 46 gelangt ist. Der dem Öffnungsvorgang nachfolgende Impuls der Leitung 45 dient als Stopimpuls und schliesst das Tor 46. Das Tor 46 ist in einer Leitung 50, 50'gelegen, die den Ausgang des Oszillators 30 mit dem Eingang eines zweiten elektronischen Impulszählers 51 verbindet.
Die zwischen einem Start-und einem Stopimpuls über das Tor 46 in den Zähler 51 gelangende Impulsanzahl ist dem Feinmesswert, das heisst der Phasenwinkeldifferenz der Wandlerausgangsspannung, bezogen auf eine seiner Eingangsspannungen, proportional. Die angezeigte Impulsanzahl entspricht den Bruchteilen eines Winkelgrades der Stellung der Achse 1 (z. B. 0, 067 ), wobei die Anordnung so getroffen ist, dass die höchste Binärstelle nicht mit angezeigt wird. Die Auslöse" bzw. Aktivierungsimpulse der Leitung 15 müssen phasenstarr zur Speisefrequenz des Wandlers 3 erzeugt sein. Sie sind deshalb ebenso wie die Speisespannungen dem Oszillator 30 entnommen.
Die 90 Hz-Ausgangsspannung des Teilers 40 ist einer Fre quenzteilerstufe 60 zugeführt, die auf die Leitung 15 eine 10-Hz-Impulsfolge liefert.
In der Fig. 7 sind die beschriebenen Verhältnisse noch einmal verdeutlicht. Im Impulsdiagramm dieser Figur ist mit U die Nadelimpulsfolge der Leitung 45, mit U49 die Nadelimpulsfolge der Leitung 49 und mit U15 die Nadelimpulsfolge bzw. Auslöseimpuls- folge der Leitung 15 bezeichnet. Die Auslöseimpulse der Leitung 15 wählen aus der Vielzahl der Messintervalle T bestimmte Intervalle T im Abstand tf, = lof,, aus, die lediglich zu Messzwecken herangezogen werden. Alle übrigen Messintervalle sind unbrauchbar, sofern sie nicht der Bedingung (12) genügen.
Es sei in diesem Zusammenhang noch bemerkt, dass mit der beschriebenen Anordnung unter Zugrundelegung der verwendeten Zahlen auch peri odische Messungen mit der Frequenz f} = 5 Hz durchführbar sind.
Im übrigen ist die bisher beschriebene Anordnung so getroffen, dass nach Beendigung der Zähl- vorgänge in den Zählern 16 und 51 deren Zähl- ergebnisse z. B. auf Magnetband, Lochkarten, durch Photographieren, durch Drucken oder dergleichen derart gespeichert werden, dal3 die einzelnen Mess- ergebnisse eindeutig den jeweils dazugehörigen Zielbildregistrierungen der Kinotheodolitreihenbildkamera zugeordnet werden können.
Praktisch kommt man meistens mit der Hinzu fügung einer einzigen Kompensationsspannung zur Wandlerausgangsspannung nicht aus, so dal3 die Einrichtung durch weitere Mittel der beschriebenen Art zwecks Erzeugung weiterer Kompensationsspannungen ergänzt werden muss. Es sei weiterhin bemerkt, dass es neben der beschriebenen Möglichkeit ebenso denkbar ist, die Kompensationsspannungen nicht der Wandlerausgangsspannung, sondern der Wandlerspeisespannung zuzuführen, was den Vorteil mit sich bringt, dass mechanische Instabilitäten am Wandler in gleicher Weise auf die Kompensationsspannungen und auf die Ausgangsspannung einwirken.
In jedem Falle ist es mit Einrichtungen der beschriebenen Art möglich, jede störende Nichtlinearität zwischen dem Rotordrehwinkel und dem Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung zu beseitigen. Dabei kommt es auf die spezielle Ausbildung der Wandler nicht an. Die Kompensation ist also insbesondere auch bei den zur Ermittlung der vollen Winkelgrade dienenden Wandlern möglich, die eine kleine Appa ratekonstante, z. B. von n = 2, aufweisen.
Es sei abschliessend noch bemerkt, dass das von zwei Impulsen begrenzte, aus der Wandlerausgangsspannung ableitbare, dem Phasenwinkel der Wandlerausgangsspannung entsprechende Mel3intervall nicht notwendig bei Einrichtungen nach der Erfindung ausgezählt werden muss. Vielmehr interessiert man sich z. B. für den Zahlenwert der Länge dieses Intervalls in Regelungs-oder Steuerungseinrichtun- gen, in denen dieses Zeitintervall z. B. einem Istwert einer Regelgrösse entspricht, nicht, sondern steuert beispielsweise mit den dazugehörigen Impulsen bistabile Schaltelemente oder dergleichen. Auch in solchen Fällen ist die Erfindung sinnvoll anwendbar.
Abschliessend soll auch bemerkt werden, dass die Erfilndung nicht nur bei solchen Einrichtungen anwendbar ist, bei denen elektro-mechanische Wandler kapazitiver Ausbildung beispielsweise der im Aus führungsbeispiel beschriebenen Natur eingesetzt sind.
Es sind daneben Wandler ähnlicher Funktion bekannt, deren Wirkungsweise auf induktiven Prinzipien beruht. Hierzu gehören beispielsweise auch die bekannten induktiven Drehmelder, die in Einrichtungen zur elektrischen Ferniibertragung der Winkelstellung einer Welle oder dergleichen Anwendung finden. Auf jeden Fall ist bei Einrichtungen nach der Erfindung der Vorzug gegeben, dass bereits weitgehend kompensierte Wandler, von denen sich nach träglich herausstellt, dass ihre Funktion noch nicht zufriedenstellt, auch in präzisen Winkelmess-oder Längenmessvorrichtungen eingesetzt werden können.
Device for intermittent angular position measurement, with a rotor and
Stator existing electromechanical converter
To determine the angular position of a rotatably mounted shaft, one uses, among other things, electro-mechanical converters that are suitable for generating alternating voltages, the phase angle of which is proportional to the rotation of a converter rotor mounted rotatably with the shaft compared to a converter stator that remains stationary.
The determination of the angular position of the converter rotor by phase measurement at the converter output voltage is of interest because it is possible, through the appropriate design of the converter, to arrange the converter rotor through the full 360 angle and pass it through n times of the phase angle of the converter output voltage through the phase variation interval 0 .. 2n.
The constant n is a positive whole number. It amounts to a minimum of n = 1 and in the case of converters that can be manufactured according to the current state of the art, e.g. B. n = 200.
With large apparatus constants n, arrangements of this type therefore make it possible to resolve the angular position of the converter rotor or the angular position of the shaft coupled to the rotor with a relatively high resolution. Capacitive and inductive converter constructions have become known. A capacitive embodiment is described, for example, in German Auslegeschrift No. 1,098,858 and an inductive system of this type in US Pat. No. 2,867,783. The phase angle of the converter output voltage, which represents the angular position of the converter rotor, is generally determined by digitally displaying time measuring devices by counting the pulses of an oscillator during a time interval which is proportional to the phase angle.
For this purpose, coarse-fine measuring systems are known, the arrangement being such that a converter with the apparatus constant n = 1 supplies an alternating voltage, the phase angle of which varies between 0 ... 2z when the converter rotor rotates. Such an alternating voltage then supplies the full angular degrees between 0 ... 359 by counting its phase angle. A second transducer, e.g. B. with the apparatus constant n = 360, supplies an alternating voltage, the phase angle of which represents the fine measurement value.
A change in this phase angle between 0 ... 2n corresponds to a rotor rotation of 1. The phase measuring device provides fractions of the full grades of the coarse measuring device between 0, 000 ... 0, 999.
It is known that the measurement accuracy that can be achieved with such and similar systems is, among other things, highly dependent on the accuracy with which the electro-mechanical converter translates the angle of rotation of the converter rotor into the phase angle of the converter AC voltage. The relationship between the two quantities should in itself be linear. However, this is generally not the case.
In particular, stray capacities or
Stray inductances between the rotor and the stator, eccentricities between the rotor and the stator and incorrect designs of the rotor and the stator, deviations from this linear relationship, which is desirable per se. Particularly in systems with a large n, it has been shown time and again that the n phase angle intervals of width 2, which the phase angle of the converter output voltage passes through when the rotor rotates through 360, cannot all be assigned to the same rotor rotation angle of 360 / n. Rather, this angle of rotation is once more and once less large, which shows that the error that occurs has a periodic character, similar to that in the case of optical circular divisions.
The converters are generally operated with a harmonically oscillating voltage (1) U N sin cot with a frequency f =? / 2? fed. Its output voltage can then be expressed as a Fourier series, taking into account the periodic errors mentioned
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where the au and ZA denote the amplitudes and the phase angles of the Fourier components, A denotes the ordinal number (? = 1 ...?) of the components and q denotes the angle of rotation between the rotor and stator of the electromechanical transducer.
The as and xz can be determined mathematically from measurements that reflect the phase angle of the converter output voltage as a function of the angle m.
In (2), all components except for component (3) a.-sin (o) t-n- (p-X.) Are disruptive. Component (3) represents the desired output voltage, whereby in (3) the constant phase angle X @ is of no interest. n is the constant mentioned at the beginning, which provides the relationship between the phase angle ç of the converter output voltage and the rotation angle q7. Is it z. B. n = 360, is the phase angle shifted? with a rotation cp = 1 by the amount 2sz, whereby correspondingly smaller (larger) angular rotations result in correspondingly smaller (larger) phase shifts.
In practice, not all components of the possible ordinal numbers i = 1 ... oo appear in (2). The appearance of such components depends on the design chosen and on the manufacturing accuracy. Often z. B. those components whose ordinal numbers A are integer multiples of n (R = cl n with a = 2, 3 ...). But components of other ordinal numbers are also common. In any case, they influence the measurement accuracy, which is dependent on the rotation angle cp.
It has now been found that such errors can be eliminated purely electrically by compensating certain measuring devices equipped with converters of this type.
The subject of the invention is a device for intermittent angular position measurement on a rotatably mounted shaft, with an electro-mechanical transducer coupled to the shaft, consisting of rotor and stator and fed with alternating voltage on the input side, from which an alternating voltage with a phase angle proportional to the rotor rotation angle is taken on the output side, with means for Conversion of the converter output voltage into a phase-locked pulse train and with means for intermittently determining the phase angle of this pulse train, consisting of an electronic pulse counter which, controlled by pulses of a reference pulse train and the measuring pulse train, pulses from a counting pulse source are fed in such a way
that the counting result on the counting device corresponds to an angular position measured value, which device is characterized in that auxiliary AC voltage sources are provided, the output voltages of which are added to the converter feed and / or converter output voltage with an adjustable phase angle and adjustable amplitude.
It has been shown that by superimposing such auxiliary voltages on the converter feed and / or on the converter output voltage, certain times can always be brought about at which the converter errors are compensated.
The device according to the invention is particularly suitable for use in an optical target tracking instrument as a measuring device for digitally displaying the elevation and / or lateral angle of the instrument.
Two exemplary embodiments of the subject matter of the invention are shown schematically in the drawing:
FIGS. 1 and 2 explain the design of a conventional electro-mechanical converter.
FIGS. 3 and 4 use a block diagram to explain the basic structure of an angular position measuring device in which this converter can be used.
FIGS. 5, 6 and 7 schematically explain another device which, in contrast to the device according to FIG. 3, allows the compensation of harmonics whose ordinal number: does not represent an integral multiple of the apparatus constant n.
1 and 2 show a plan view of parts of two circular glass panes 01 and 02 which have metal coatings on the annular surfaces 03 and 04 and 05, respectively. The metallized annular surfaces 03 and 04 are electrically isolated from one another by a recess 06 reaching through the metallization.
The surfaces 03 and 04 are in turn divided into two electrically isolated parts (electrodes) by meandering recesses 07 and 08 in the surfaces, so that in the two circular ring surfaces 03 and 04 metal tongues that interlock in the shape of fingers and alternate on the circumference of the surfaces (Partial electrodes) arise in the ring areas 03 with 091, 09Il, 0911I ... or 010I, loti, O101II .. and in the area 04 with Molli, Roll ", Olim ... or 012I, 012IIj 012IIi. .. are designated.
It should also be noted that the surfaces 03 and 04 are generally of the same size and the meander-shaped recesses. 07 and 08 are angularly offset from one another by a quarter of their period.
The metal coating 05 of the glass plate 02 is divided in a completely analogous manner by a recess 013 into two electrically insulated parts, again forming finger-like interlocking partial electrodes 014I, 014II, 014in ... or 015I, O15II, 015III ..., which lie next to one another on the circumference of the circular ring surface 05 and alternate with one another. The number of partial electrodes both of the glass pane 01 and that of the glass pane 02 and the type of their design and arrangement determine essential converter properties.
Both disks are arranged coaxially separated from one another with a small air gap in such a way that the surfaces 03, 04 and 05 overlap. A capacitor system is created, which is essentially made up of the partial capacitances between the electrodes
09I, 09II, 09IIi. ,, and 014I, 014II, 014III ... (Cog, Ol,
09I, 09II, 09i "... and 015I, 015II, 015III (C09. 015), aloi, 010II 010III and 014I, 014II, 014III (C010,014), aloi, 10II, 010III and 015I, 015II, 015III - (C010 0X5) and the corresponding partial capacitances between the electrodes of the ring 04 and the electrodes of the ring 05.
If the arrangement is such that the disk 02 is rotatably supported against the disk 01, when the disk 02 is rotated, the individual partial capacitances change periodically with the angle of rotation, which is why when four alternating voltages are supplied to the partial electrodes of the electrodes 09 , 010, 011 and 012, which are suitably phase-shifted with respect to one another, can tap an alternating voltage at the counter electrodes 014 and 015 of the disk 02, the amplitude and phase angle of which is generally a periodic function of the angle of rotation (f) between the rotor and the stator of the arrangement .
The arrangement is generally made in such a way that the rotor of the electro-mechanical converter is coupled rigidly or via a gear to the shaft whose angle of rotation is to be measured, while the stator of the arrangement is arranged coaxially to the rotor at a small air distance from the latter separately , so that if the converter is fed accordingly, an alternating voltage is available at the converter output that can be used for measurement purposes.
It is already known in converters of this design that the partial capacitances Cas, 014, C 010, 014 'C010, 015 by appropriate shaping and arrangement of the partial electrodes 09I, 09II, 09'11 ...
010I, 0101l, 0101lI ... etc. in such a way that the transducer output voltage that can be tapped off at the electrodes 014 and 015, which are also subject to a special configuration of the arrangement, has an essentially constant amplitude and an essentially constant amplitude when the two disks are rotated relative to one another has the phase angle proportional to the angle of rotation cp.
As already noted at the beginning, there are output voltages that deviate from the ideal form of the converter output voltage (la) U = A sin (cut-n) and can generally be represented as
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In equations (1a) and (2a), A denotes the amplitude of the fundamental oscillation of the converter output voltage, c9 the angular frequency of the converter supply voltage, n a positive whole number dependent on the converter design, which in the exemplary embodiment of the attached figure corresponds to the number of rings on the circular ring surfaces 03, 04 and 05 arranged partial electrodes of each electrode is identical, and also the amplitudes of the local,
that is, the harmonic of the fundamental oscillation of the converter output voltage which is dependent on the angle of rotation p. It also denotes the corresponding constant phase angles of this output voltage in X1, which can also be determined from the Fourier analysis of the converter output voltage.
The measurement of the time interval between a zero crossing of the voltage U, against the previous zero crossing of a converter input voltage A 'sin a) t therefore gives a value of 9? different result.
The disruptive influence of the local harmonics in the voltage Ut is now eliminated by adding time harmonics of the fundamental oscillation of this voltage either to the converter output voltage and / or to the converter input voltage.
If one adds a tension of the form to the tension Ur
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so the sum voltage Ut + Ut has the same zero crossings as the fundamental oscillation of the voltage Ul, which one can convince oneself of by inserting the zero crossing time t n 92 t = co of the fundamental oscillation.
It is therefore in devices that are equipped with an electro-mechanical converter for converting the respective length or angle value into the phase angle of a converter output voltage and that are provided with means for digitally detecting the phase angle of the converter output voltage in such a way that by counting the time difference between in-phase Oscillation states of the converter output voltage and a reference AC voltage of the rotational angle of interest can be determined by adding temporal harmonics, for example to the converter output voltage, to free the measurement result from the disturbing geometric error influences on the converter.
3 shows an arrangement of this type, assuming that the electromechanical converter has an apparatus constant of n = 360 and its output voltage according to (2a) only contains harmonics of ordinal numbers A = 3 and X = 5.
In FIG. 3, 70 denotes a shaft which is rotatably mounted in a bearing and whose angular position is to be determined step by step with the aid of a coarse-fine measuring system. The shaft 70 is therefore coupled to the rotors of two electro-mechanical converters 71 and 72. The converter 71 can be designed in accordance with the converter according to FIGS. 1 and 2, its apparatus constant being selected to be n = 1, that is, when the shaft 70 is rotated by 360, the phase angle of its output voltage shifts once between 0 ... 2z. It is assumed to be free of errors, or it is assumed that its errors are negligibly small.
The converter 72 has the apparatus constant n = 360, that is, a rotation of the rotor shaft 70 by 360 causes a 360-fold shift in the phase angle of the converter output voltage between 0 ... 2?).
By measuring the phase angle of the output voltage of the transducer 70, the full degrees of the angular position of the shaft 70 located between 0 ... 359, and by measuring the output voltage of the transducer 72, the fractions of a full degree, e.g. B. measured between 0, 000 ... 0, 999.
73 is a 1 MHz oscillator. Its output voltage is, for. B. reduced to 400 Hz, fed to the input of the electromechanical converter 71 via a frequency divider stage 74 and a line 75 as a supply voltage. The output measurement voltage of the converter 71 that is available on a line 76 is fed to a line 78 after being amplified in an amplifier 77.
The line 78 is connected to the input of a pulse shaper 79. The line 75, which carries the supply voltage for the converter 71, is connected to the input of a pulse shaper stage 80.
Both pulse shaping stages convert their input voltage into a phase-locked needle pulse sequence with the same frequency. The two needle pulse sequences generated in this way are each fed to lines 12 'and 13'. The time interval between two pulses of this sequence which are adjacent in time therefore corresponds to the phase shift of the output voltage of the converter 71 with respect to the phase-fixed input voltage of this converter. This phase shift can therefore be determined by measuring the time interval. These relationships are indicated in FIG. 4, in which U12 denotes the pulse train of line 12 ', U3 denotes the pulse train of line 13'.
The pulse train of the line 12 'serves as a reference pulse train. It is fed to an electronic gate circuit 80 'as a rigid pulse sequence. The sequence of the line 13 ', which is also fed to the gate 80', serves as the stop pulse sequence. The gate 80 ′ is switched into a line 81, 82 which connects the output of the oscillator 73 to the input of an electronic pulse counting device 84. Gate 80 'is normally locked. A control pulse source 85 switches a pulse to line 86 at certain time intervals, which is supplied to gate 80 'as a preparation pulse.
A pulse on line 12 'that occurs after such a preparatory pulse occurs opens the normally closed gate 80', whereby the pulses from oscillator 73 are fed to pulse counter 84 via lines 81, 82 until the subsequent pulse on line 13 ', which is derived from the measurement voltage, the gate 80' closes again. The number of pulses entering the counter 84 during the opening time aT of the gate is therefore proportional to this time and thus to the phase angle to be measured and therefore to the coarse measured value of the angular position of the shaft 70 that is also to be determined. It is on the counter 84, z. B. by fluorescent tubes or the like, displayed digitally. The display corresponds to e.g.
B. a rough reading of 167.
The output voltage of the oscillator 73 is fed via a line 90 to a frequency divider stage 91 which reduces the output voltage of this oscillator to 1 kHz. The output voltage of the frequency divider stage amplified in an amplifier 92 reaches the input of the electro-mechanical converter 72 via a line 93 as a supply voltage.
Its output voltage is amplified in an amplifier 94 and fed to a line 95. The input voltage of the converter 72 is fed via a line 96 to a pulse shaper stage 97, which in turn converts the alternating voltage acting on it - as described above - into a needle pulse sequence which is phase-locked and constant in frequency. The needle pulse sequence thus generated is fed to a line 98. This is connected to an electronic gate circuit 99. The line 95 is in turn connected to the input of a pulse shaper stage 100 which, at the output, that is to say on a line 101, supplies a needle pulse sequence which is phase-locked to its input voltage and has the same frequency.
The gate 99 is connected to a line 102, 103. This line connects the output of an oscillator 73 ′ to the input of a second electronic pulse counter 104, which is used to display the fine measurement value of the angular position of the shaft 70. Gate 99 is normally closed again. After the occurrence of a pulse at the output of the source 85, which is fed to the gate 99 via a line 86 ', it is opened by a pulse on the line 98 until a subsequent pulse on the line 101 opens the gate 99 again closes. In this way, the counting result at the counting device 104 is proportional to the fine measured value (for example 0.018).
In the figure, the reference numeral 200 also designates a storage device to which the counting result of both counting devices can be transmitted after completion of the measuring process for the purpose of later evaluation of the measuring result. After the transfer process, the counting device is ready for a new angular position measurement.
To eliminate the faults on converter 72 indicated at the outset, the output voltage of oscillator 73 ', which can be identical to oscillator 73, is connected to the input of an auxiliary AC voltage source 110. The auxiliary AC voltage source contains two frequency divider stages 111 and 112, from which two time harmonics of their input voltage can be taken on the output side.
Since the output voltage of the converter 72 has a frequency of 1 kHz and local harmonics of the ordinal numbers /) in the output voltage. = 3 and = 5 are to be included, the frequency divider stages 111 and 112 are set up in such a way that alternating voltages are available at their outputs, the frequency of which is selected as 2 kHz and 4 kHz according to (2a) and (3a). They are fed to devices 113 and 114, which allow the amplitudes and phase angles of the output voltages of both frequency divider stages to be adjusted without reaction.
At the output of both devices, the two alternating compensation voltages are added and fed to a line 115. The line 115 is connected to the input of the pulse shaper stage 100, so that the two alternating compensation voltages act additively on the input of this needle pulse shaper stage in addition to the output voltage of the converter 72.
The specified procedure is of course always possible if more than two local harmonics appear disruptive in the converter output voltage. The means shown in the figure must then be multiplied accordingly. The arrangement is expediently such that the frequency of the oscillator 73 'matches that of the oscillator 73, so that the amplitudes and phase angles of both the compensation alternating voltage and the output voltage of the electro-mechanical converter are always rigidly linked to one another.
Instead of adding the temporal harmonics of the output voltage directly, four harmonic voltages, each offset by 90, could be added to the four alternating supply voltages of the converter in the exemplary embodiment described. To compensate for the Ath local harmonics of the alternating output voltage of the converter, however, the te temporal harmonic is then required, since this temporal harmonic of the fundamental wave compensates for the corresponding local harmonic of the output alternating voltage. This modification of the device requires a little more effort than the procedure described.
However, it has the advantage that if, for example, the plate spacing of the electro-mechanical transducer changes, the amplitudes of the fundamental oscillation and the harmonics in the output voltage of the transducer change equally.
The procedure explained with reference to FIG. 3, in which the converter feed or converter output voltage is supplied with time harmonics of the converter feed voltage, is only possible if Fourier components are to be compensated in the converter output voltage whose ordinal number is an integral multiple of the apparatus constants n. If such Fourier components are not contained in the converter output voltage, or not only contained, this procedure does not lead to the desired goal. However, Fourier components can also be compensated by adding auxiliary alternating voltages whose ordinal number is not an integral multiple of the apparatus constant n.
It has been found that auxiliary AC voltages can be used for the purpose of compensating for such Fourier components, the frequency of which is in a rational relationship to the frequency of the converter supply voltage, the time at which the angle measurement processes are triggered being selected appropriately. Such an exemplary embodiment is described with reference to FIGS. 5, 6 and 7, it being assumed that this arrangement is one which is used for periodic and intermittent measurement of the angular position of a shaft.
In the exemplary embodiment of these figures, it should be assumed that the transducer used for the measurement only contains Fourier components in this output voltage whose ordinal numbers are not an integral multiple of the apparatus constants n.
To explain the compensation process, equation (2) can be thought of as rewritten as
EMI6.1
and one adds a compensation voltage of the shape to U
EMI6.2
so M '- + disappear in the sum voltage U + Uz at all times. where fo is the frequency of the periodic phase angle measurement processes and L denotes any integer, all expressions in which k # n is that of the form
EMI6.3
The differences in (8) are - as you can see by inserting (7) in (8) - always zero if k-L- (o
M-./0 is where m denotes any integer.
By inserting oi = 227f, equation (9) goes over in - f, Lk that means that in (2) with a given converter supply frequency f and given apparatus constant n all local harmonics of the ordinal number k can be compensated for which ( 10) there is a matching m (L) for every integer value L. If one sets specifically (11) m = h-L, where la denotes any positive integer, then from (10) (12) k = h. nf.
This means: If fo and f are chosen, taking n into account, that f / fo.n is an integer number, it follows from (12) that every local harmonic of the ordinal number k (with k = 1, 2 , 3 ... and k # n) can be compensated. So if you choose z. B. for f "= 10 Hz, for n = 180 and f = 1800 Hz, then in (12) k = h, that is, by adding a voltage of the form (6) with k = 1, 2, 3 ... and k # n with appropriate choice or
Setting the a,; and% k of the compensation voltages any interference component in (5) can be compensated in the sense that each term of the form (8) has the instantaneous value zero at the moment of the phase angle measurement regardless of the respective angle of rotation ç of the converter rotor, whereby the instantaneous value of the actually interesting measurement voltage A ( cuf-n-Q '') is also zero.
With devices of this type it is not possible to carry out an error-free phase angle measurement at any given point in time. Rather, there are only certain points in time, in the manner of a beat process, at which this is possible. These points in time are determined by the converter supply voltage and the apparatus constant n. Of course, the periods of the errors to be compensated must also be taken into account. The restriction of the possibility of phase angle measurement to certain times, however, means practically no restriction of the usability of the device, since in the case of a periodic phase angle measurement it will always be possible to synchronize the individual measurement times accordingly.
On the other hand, a non-periodic measurement is of course also possible with such devices, but in this case a corresponding position of the measurement time must be ensured.
In Figs. 5, 6 and 7, a simple device of this type is shown schematically.
It is a measuring device on optical target tracking instruments in the manner of the known Kinotheodolite, which there z. B. is applicable to determine the angular position of a kinotheodolite axis. With such devices there is a need, as is well known, to simultaneously register the orientation of the camera lens in space with the photographic target image registrations that are carried out by means of a serial camera, which is why each axis of rotation of the device is equipped with means for registering its angular position at the time of the target image recording.
In Fig. 5, 1 denotes a kinotheodolite axis.
It is coupled to the rotors of two electro-mechanical converters 2 and 3. The converter 2 is, for. B. an inductive device in the manner of the known resolver with the apparatus constant n = 1. The converter 2 is, for example, in the manner of the electrostatic phase shifter, e.g. B. of the type described in the German Auslegeschrift mentioned at the outset, with the apparatus constant n = 180.
The converter 2 generates an alternating voltage on the output side with the phase angle? 2 = (PI, the converter 3 one with? 3 = 180 ?, so that a rotation of the axis 1 by 360 changes the phase angle at VJ2 by 2z and at 3 by 180 times 2n, that is, a phase angle interval of 2? Is equivalent to a rotation angle of 2 at 3 and to the rotation angle of 360 at AU2.
With an HF oscillator is designated. Its output voltage is fed to a frequency divider stage 5 via a line 4, from which an alternating voltage can be taken at its output, which z. B. has a frequency of 400 Hz and serves as a supply voltage for the converter 2. The output voltage of the converter 2 amplified in an amplifier 6 is fed to a line 6 ′. The converter has no or only insignificant periodic phase errors. The voltage on line 6 ′ is fed to a pulse shaper stage 7. This generates at its output on a line 8 z. B. whenever the voltage of the line 6 'has an instantaneous value of zero, a needle pulse.
The arrangement is made such that the needle pulse train of the line 8 has the same frequency as the frequency of the voltage of the line 6 '.
An input voltage of the converter 2 is fed via a line 9 to a pulse shaper stage 10, which is designed analogously to the pulse shaper stage 7.
On a line 11, it generates a pulse train of the same frequency as the input voltage of the converter with a pulse position that is constant over time with respect to the converter output voltage.
The pulse trains of the lines 8 and 11 are fed to an electronic gate circuit 12 which is connected to a line 13, 13 ′. Gate 12 is normally closed. When a pulse occurs on a line 15, the gate 12 is activated, that is, a pulse on the line 11 following the activation pulse can open the gate 12 (13) U, -) A-sin ((ot-I 80-99) + a ,, - sin (cot-15-gg-X ,,,), that is, only the local harmonics with the ordinal number k = 15 occur in (5).
Such a local harmonic can e.g. B. be brought about by an eccentricity between the rotor and the stator of the converter, so that a periodic phase error with the period 360/15 = 24 is present at the phase angle of the converter output voltage.
To determine the frequency of the compensation voltage for the output converter, the supply frequency for the converter must first be determined. Due to its construction, this capacitive phase shifter 3 requires a supply frequency which is approximately 1 kHz. Its apparatus constant is n = 180, and it is required that the angle measurement to be carried out periodically open with one. When the gate is open, pulses from the oscillator 30 pass via the line 13, 13 ′ to an electronic pulse counter 16. The line 4 is followed by a frequency divider stage 14, the output pulses of which are fed to the line 13.
The pulse of the pulse train of the line 8 following the pulse of the line 11 opening the gate 12 closes the gate 12 again. The number of pulses entering the pulse counter during the counting time Tt of the counter 16 (cf. FIG. 6, in which the pulses on line 8 are labeled U8 and the pulses on line 11 are labeled U1) is the phase angle of the output voltage to be measured of converter 2 proportional. The arrangement is made so that the number of pulses displayed by counter 16 corresponds directly to the full angular degrees of the angular position of axis 1 (e.g. 165).
The supply voltage for the converter 3 is also taken from the oscillator 30. The output voltage of the oscillator is fed to a frequency divider stage 31 and an amplifier 32. The output voltage of the amplifier 32 reaches a phase shifter device 33 from which - as required by the special construction of the converter in this exemplary embodiment - four alternating voltages can be taken, each of which is phase-locked by 90 to one another. They are fed to the converter 3 on the input side.
For the sake of simplicity, it should be assumed for the explanation of this exemplary embodiment that the output voltage of the converter 3 can be in the form of frequency / == 10 Hz, since the serial camera of the Kinotheodolit uses this image sequence frequency to photographically register the objects to be tracked. Taking these design requirements into account, it follows from (12) with k = 15 that the supply voltage must have a frequency of f = 1080 Hz, since condition (12) with h = 9 is fulfilled with these numerical values.
The frequency of the additional compensation voltage is therefore determined
EMI7.1
therefore (15), == (1 -) ./= (1 -) - 1080Hz = 990 Hz. The phase angle and the amplitude of the compensation voltage Uz must be determined separately from the Fourier analysis of the converter output voltage.
In the arrangement according to FIG. 5, the partial ratio of the frequency divider stage 31 is therefore m '= 2000 and the oscillator frequency is 2.16 MHz, so that a 1080 Hz voltage is fed to the phase shifter 33. The 1080 Hz output voltage of the converter 3 is fed to an amplifier 34. To produce the compensation voltage, the 1080 Hz alternating voltage is supplied at the output of the divider stage 31 to a divider stage 40, the output voltage of which has a frequency of 90 Hz. The 90 Hz voltage is fed to a mixer and filter device 41 to which a 1080 Hz voltage is fed from the output of the amplifier 32 at the same time.
The difference frequency of the two voltages can be tapped off at the output of the filtering device 41, so that a 990 Hz voltage can be fed to a device 42. The device 42 is used to set the amplitude and the phase angle of the 990 Hz voltage. The latter is fed to a line 43 and is added with a negative sign to the voltage of a line 34 'which carries the output voltage of an amplifier 34.
The total voltage is fed to a pulse shaper 44, each z. B. when the total voltage crosses zero, a needle pulse is generated.
The resulting needle pulse sequence of the same frequency is fed to a line 45.
One of the input voltages of the converter 3 is fed via a line 47 to a pulse shaping stage 48 which is constructed analogously to the pulse shaping stage 44. The needle pulse sequence generated by it arrives via a line 49 to an electronic gate circuit 46 to which the pulse sequence of the line 45 is also fed. A pulse of the 1080 Hz needle pulse train on line 49 serves as a start pulse for the normally closed gate 46 and opens it. The gate can only be opened when an activation pulse has reached gate 46 on line 15. The pulse of the line 45 following the opening process serves as a stop pulse and closes the gate 46. The gate 46 is located in a line 50, 50 ′ which connects the output of the oscillator 30 to the input of a second electronic pulse counter 51.
The number of pulses reaching the counter 51 via the gate 46 between a start and a stop pulse is proportional to the fine measured value, that is to say the phase angle difference of the converter output voltage, based on one of its input voltages. The displayed number of pulses corresponds to the fractions of an angular degree of the position of axis 1 (e.g. 0, 067), whereby the arrangement is made so that the highest binary digit is not displayed. The triggering or activation pulses of the line 15 must be generated in a phase-locked manner to the feed frequency of the converter 3. They are therefore taken from the oscillator 30 just like the feed voltages.
The 90 Hz output voltage of the divider 40 is fed to a Fre quenzteilerstufe 60, which delivers a 10 Hz pulse train on line 15.
The relationships described are illustrated again in FIG. 7. In the pulse diagram of this figure, U denotes the needle pulse train of line 45, U49 denotes the needle pulse train of line 49, and U15 denotes the needle pulse train or trigger pulse train of line 15. The trigger pulses of the line 15 select from the large number of measuring intervals T certain intervals T at a distance tf = lof ,, which are only used for measuring purposes. All other measurement intervals are unusable unless they meet condition (12).
It should also be noted in this context that, with the arrangement described, on the basis of the numbers used, periodic measurements with the frequency f} = 5 Hz can also be carried out.
In addition, the arrangement described so far is such that after the counting processes in the counters 16 and 51 have ended, their counting results e.g. B. on magnetic tape, punch cards, by photographing, by printing or the like can be stored in such a way that the individual measurement results can be clearly assigned to the respective associated target image registrations of the cinema theodolite series camera.
In practice, it is usually not enough to add a single compensation voltage to the converter output voltage, so that the device must be supplemented by further means of the type described for the purpose of generating further compensation voltages. It should also be noted that, in addition to the option described, it is also conceivable to feed the compensation voltages not to the converter output voltage but to the converter supply voltage, which has the advantage that mechanical instabilities at the converter affect the compensation voltages and the output voltage in the same way.
In any case, it is possible with devices of the type described to eliminate any disturbing non-linearity between the rotor rotation angle and the phase angle of the converter output voltage. The special training of the converter is not important. The compensation is therefore also possible in particular with the converters used to determine the full angular degrees, which have a small appa rate constant, e.g. B. of n = 2 have.
Finally, it should be noted that the measurement interval, which is limited by two pulses, can be derived from the converter output voltage and corresponds to the phase angle of the converter output voltage, does not necessarily have to be counted in devices according to the invention. Rather, one is interested in z. B. for the numerical value of the length of this interval in regulation or control devices in which this time interval z. B. corresponds to an actual value of a controlled variable, but controls, for example, bistable switching elements or the like with the associated pulses. The invention can also be used sensibly in such cases.
Finally, it should also be noted that the invention is not only applicable to devices in which electro-mechanical converters of capacitive design, for example of the nature described in the exemplary embodiment, are used.
There are also known transducers with a similar function whose mode of operation is based on inductive principles. This also includes, for example, the known inductive resolvers that are used in devices for electrical remote transmission of the angular position of a shaft or the like. In any case, devices according to the invention have the advantage that already largely compensated converters, of which it subsequently turns out that their function is not yet satisfactory, can also be used in precise angle or length measurement devices.