Transistor-OsziUator für UKW-Frequenzen Bei Verwendung eines Transistors in einem OsziEator für Ultrakurzwellen-Frequenzen, ist es mit den bisher bekannten Schaltungen schwierig, Schwin gungen zu erzeugen oder diese über einen stetig abstimmbaren Bereich aufrechtzuerhalten, wie dies z. B. bei einem UKW-Rundfunk-Empfänger erfor derlich ist. Dies liegt an der starken Frequenzabhän- gigkeit der Kennwerte des Transistors, insbesondere der Steilheit. Der Phasenwinkel der Steilheit beträgt bei einigen zur Zeit bekannten Transistoren in die sem Frequenzbereich um<B>-900</B> und steigt ungefähr linear mit der Frequenz.
Es ist eine Oszillatorschaltung mit Transistor mit geerdeter Basis bekannt, bei der zum Ausgleich der Phasendrehung<B>im</B> Transistor von z. B.<B>90,1</B> eine entsprechende Phasendrehung dies Rücklopplungs- stromes dadurch erreicht wird, dass der Kondensator des Kollektorschwingungskreises an seinem vom Kollektor abgewendeten Ende statt m-it der Spule dieses Schwingungskreises mit dem Emitter verbun den wird (brit. Patentschrift Nr. <B>754713).</B> Diese Schaltung,
die ohne Rückkopplungsspule arbeitet, hat den Nach-teil, dass der kleine Eingangswiderstand des Transistors in, den Kollektorschwingungskreis in Reihe hineingelegt ist und ihn entsprechend- stark. bedämpft, wodurch die Frequenzstabilität herab gesetzt und die Anfachung der Schwingungen er schwert wird.
Die Erfindung beseitigt diesen Nachteil. Erfin dungsgemäss wird die an der Basis oder am Emitter liegende Rückkopplungsspule des Transistor- Oszillators so gross bemessen, dass sie mit der par allel liegenden, wirksamen Kapazität des Transistors einen Schwingungskreis bildet, der mit dem Oszilla- torschwingungskreis gekoppelt ist und dessen Reso nanzfrequenz so nahe bei der Oszillatorfrequenz liegt, dass der Phasenwinkel der Rückkopplungsspan- nung zusammen mit dem Phasenwinkel.
der Steilheit die für die Schwingungserzeugung erforderliche Phasendrehung ergibt.
Der Rückkopplungsschwingungskreis und der Kollektorschwingungskreis bilden also zusammen ein Bandfilter mit induktiver oder kapazitiver oder ge mischter Kopphing, welches bekanntlich bei der Re sonanzfrequenz des Sekundärkreises der -übertrage nen Spannung um<B>900</B> -und bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz nach der einen oder an- dem Seite die Phase mehr oder weniger als<B>900</B> dreht.
Die erfindungsgemässe Schaltung unterscheidet sich von der erwähnten bekannten Schaltung in zweierlei Hinsicht. Es wird nur ein Teil des Blind stromes des Kollektorschwingungskreises zur Rück kopplung benutzt. Dadurch wird zwar die Rück- kopphingsenergie vermindert, so dass sie unter Um ständen nicht mehr zur Schwingungserzeugung aus reicht, jedoch kann diese Schwierigkeit bei kapazi- tiver Rückkopplung dadurch beseitigt werden, dass parallel zur Basis-Emitter-Strecke eine Induktivität geschaltet ist,
die oben als Rückkopplungsspulz be zeichnet ist. Ihre Bemessung gestattet es, bei induk tiver, kapazitiver oder gemischter Rückkopplung weitgehend unabhängig von den Eigenschaften des Transistors für eine gegebene Frequenz die günstigste Phasendrehung im Rückkopplungszweig einzustellen. Bei der bekannten Schaltung besteht dagegen neben dem oben schon erwähnten Nachteil der schlechten Frequenzstabilität der weitere Nachteil, däss die günstigste Phasendrehung im Rückkopplungszweig nur bei einer durch den Transistor selbst gegebenen Frequenz vorhanden ist.
Im folgenden wird die Erfindung an Aus- fübrungsbeispielen näher erläutert. Fig. <B>1</B> und 2 zeigen Ausführungsbeispiele für einen erfindüngsgemässen Transistor-Oszillator mit hochfrequenzmässig geerdetem Emitter bzw. Basis.
Die Ersatzschaltung in Fig. <B>3</B> und das Vektor- diagramm in Fig. 4 dienen zur Erläuterung der Wir.- kungsweise. In Fig. <B>5</B> ist als Beispiel die Anwendung eines solchen Oszillators in einer selbstschwingenden Mischstufe dargestellt. Fig. <B>6</B> und<B>7</B> zeigen eine<B>Ab-</B> änderung mit kapazitiver Kopplung des Schwingungs kreises und des Rückkopplungskreises.
Fig ze io ,t einen Transistor T mit Emitter E, Kollektor K und Basis B. Der Widerstand R, (z. B. <B><I>500</I></B><I> 2)</I> mit überbrückungskondensator C, (z. B. <B>1000</B> pF) dient in bekannter Weise zur Stromstabili sierung und der Spannungsteiler R#> (z. B.<B>15<I>000</I></B> #Q) und R3 (z.
B.<B><I>5000 Q)</I></B> zum Einstehen des Gleich- stromarbeitspunktes des Transistors.<B>C2</B> (z. B. <B>1000</B> pF) schliesst den Fusspunkt von L2 gegen Masse hochfrequenzmässig kurz. Am Kollektor K liegt der Oszillatorschwingungskreis <B>0</B> mit der Kreisinduktivi- tät L,. Diese ist mit der Koppelspule L2 gekoppelt.
Die Spule, L2 ist mit dem Eingangswiderstand R, des Transistors, der relativ niederohmig ist und eine kapazitive Blindkomponente besitzt<B>-</B> in den Zeich nungen mit CF bezeichnet<B>-</B> belastet.
In Fig. <B>3</B> ist der Rückkopplungszweig heraus- gezeichnet. Zur besseren übersicht ist das Ersatz schaltbild & ,s, Transformators als n-Glied darge stellt. Die Längsinduktivität ergibt sich zu
EMI0002.0050
und die ausgangsseitige Querinduktivität zu
EMI0002.0052
wobei M die Gegeninduktivität des Transformators und K den Kopplungsfaktor darstellt.
Anhand des Vektordiagramms der Fig. 4 wird die Kompensation des Steilheits-Phasenwinkels nachfolgend erläutert: Die rückgekoppelte Spannung UR soll in Phase mit der Spannung UE zwischen Basis und Emitter <B>-</B> von der ausgegangen werden soll<B>-</B> sein. Diese Spannung<B>UB</B> ruft einen Kollektorstrom Z5K hervor, der auf Grund des Phasenwinkels<B>99</B> der Steilheit, der Spannung<B>U,</B> in diesem Beispiel um<B>900</B> nacheilt.
Die Spannung<B>UK</B> ist für die Resonanzfrequenz f" des Oszillators gegenphasig zu ZSK. Die Spannung JIK setzt sich entsprechend Fig. <B>3</B> aus IIB und Um zusammen.<B>Um</B> erzeugt einen Strom 73G, der der Spannung Um um<B>901></B> nacheilt, der durch die Parallel schaltung von L2, RE und C, fliesst.
Der Strom ZSG verzweigt sich in die Teilströme -2;L'2, ZSCE und Z;m. Bei geeigneter Wahl von L2 und gegebenem CE ist der Strom rsRr in Phase mit U,
und somit die rückgekoppelte Spannung URF phasengleich mit UB- Eine Änderung der Steilheitsphase beim Durchstim- .men über einen gewissen Frequenzbereich wird durch die Änderung der Phasenlage des Oszillator- kreises ausgeglichen, so dass es möglich ist, mit an nähernd konstanter Oszillatoramplitude den UKW- Rundfunkbereich durchzustimmen.
Eine Streuung der Steilheitsphase zwischen den einzelnen Transistor exemplaren ist durch Änderung der Induktivität L2, die für diesen Zweck variabel gestaltet werden kann, auszugleichen.
In Fig. 2 ist ein anderer Oszillator dargestellt. Bezüglich. der Stromstabilisierung und der Einstel lung des Gleichstromarbeitspunktes enthält die Fig. 2 dieselben Schaltelemen-te wie Fig. <B>1.</B> Der Oszillator arbeitet jedoch im Gegensatz zu Fig. <B>1</B> mit hoch- frequenzmässig geerdeter Basis, wozu ein Konden sator<B>C2</B> (z.
B.<B>150</B> pF) vorgesehen ist, und Lg ist zwischen Emitter und Rl, <B><I>C,</I></B> geschaltet. Die Induk- tivität L, ist mit L2 gekoppelt. Jedoch sind auf Grund der Phasenverhälblisse zwischen Emitter <B>E</B> und Kollektor K die Anschlüsse<B>3,</B> 4 der Induktivität L2 gegenüber Fig. <B>1</B> vertauscht.
Fig. <B>5</B> zeigt eine selbstschwingende, durchstimm- bare Mischstufe für den UKW-Rundfunkbereich unter Verwendung der Schaltung nach Fig. 2. Die Fig. <B>5</B> enthält bezüglich Stromstabilisierung und Oszillatorschaltung dieselben Schaltelemente wie Fig. 2. Darüber hinaus liegt am Basis-Emitterkreis des Transistors der Eingangskreis<B>E,</B> z.
B. bestehend aus der Antennenankopplungswicklung L3 und der Kreisinduktivität L4 und den Abstimmkapazitäten C4. Der Eingangskreis ist über Cs (z. B. 20 pF) und <B>C2</B> (z. B,<B>150</B> pF) an den Eingangswiderstand des Transistors T angepasst, dabei ist<B>C2</B> so dimensio niert, dass für den Oszillator die Basis hochfrequenz- mässig annähernd an Masse liegt.
Ferner ist in der Schaltung nach Fig. <B>5</B> der Kondensator C, so ge wählt, dass er in Verbindung mit L2 einen Saugkreis für die ZF darstellt und so eine ZF-Rückmischung verhindert. Am Kollektor K liegt parallel<B>zu</B> dem über Cz kapazitiv angekoppelten, Oszillatorkreis <B>0</B> der ZF-Kreis Z für z.
B.<B>10,7</B> MHz, bestehend aus Lz und, Cz, Clz. Dieser ZF-Kreis ist als, ir-Glied ge schaltet, um die erforderliche Transformation auf den Eingangswiderstand des nachfolgenden, Tran sistors Tz, der als ZF-Verstärker arbeitet, vorzu nehmen.
Anstelle der obenbesehriebenen induktiven, Kopp lung des Schwingungskreises mit dem Rückkopp lungskreis kann im Falle der Schaltung mit geerdeter Basis auch eine kapazitive Kopplung zwischen den beiden Kreisen angewendet werden, weil die Phasen schiebung zwischen den beiden Kreisen von der Art der Kopplung unabhängig ist, wenn die beiden Spulen, bezogen auf Erde, den umgekehrten Win- dungssinn zueinander haben.
Dies deuten die Ziffern <B>1</B> bis 4 in Fig. 2 an (im Gegensatz zu den Ziffern <B>1</B> bis 4 in Fig. <B>1).</B> Zu diesem Ergebnis kommt man auch, wenn man beachtet, dass zu der gleichen, Polung der beiden Spulen in Fig. <B>1</B> eine Kopplungsindukti- vität Lm in Fig. <B>3</B> gehört und demnach der umge- kehrten Polung in Fig. 2 eine Kopplungskapazität entspricht.
Bei kapazitiver Kopplung ist die Polung der Rückkopplungsspule natürlich ohne Bedeutung.
In Fig. <B>6</B> ist ein Beispiel für eine kapazitive Kopplung bei einem Oszülator entsprechend der Fig. 2 dargestellt. Mit CK ist die Kopplungskapazität bezeichnet. Fig. <B>7</B> zeigt eine selbstschwingende Mischschaltung entsprechend der Fig. <B>5.</B>
Es ist auch eine gemischte induktive und kapazi- tive Kopplung anwendbar, z. B. zur Erzielung eines bestimmten Frequenzganges, wobei die Polung der induktiven Kopplung so wie in Fig. 2 zu wühlün ist, wenn sich beide Kopplungen unterstützen sollen.
Transistor oscillator for VHF frequencies When using a transistor in an oscillator for ultra-short wave frequencies, it is difficult with the previously known circuits to generate vibrations or to maintain them over a continuously tunable range, as z. B. is necessary for a VHF radio receiver. This is due to the strong frequency dependence of the characteristic values of the transistor, in particular the slope. In some currently known transistors in this frequency range, the phase angle of the slope is around <B> -900 </B> and increases approximately linearly with the frequency.
An oscillator circuit having a transistor with a grounded base is known in which, to compensate for the phase rotation in the transistor of e.g. B. <B> 90,1 </B> a corresponding phase rotation of this feedback current is achieved in that the capacitor of the collector oscillation circuit is connected to the emitter at its end facing away from the collector instead of the coil of this oscillation circuit (British . Patent no. <B> 754713). </B> This circuit,
which works without a feedback coil has the disadvantage that the small input resistance of the transistor is placed in series with the collector oscillation circuit and it is correspondingly strong. damped, whereby the frequency stability is reduced and the amplification of the vibrations it is difficult.
The invention overcomes this disadvantage. In accordance with the invention, the feedback coil of the transistor oscillator located at the base or at the emitter is dimensioned so large that it forms an oscillating circuit with the parallel effective capacitance of the transistor, which is coupled to the oscillator and whose resonance frequency is so close at the oscillator frequency lies that the phase angle of the feedback voltage together with the phase angle.
the steepness results in the phase rotation required for the generation of the oscillation.
The feedback oscillation circuit and the collector oscillation circuit thus together form a band filter with inductive or capacitive or mixed coupling ring, which is known to simulate the resonance frequency of the secondary circuit by <B> 900 </B> - and if there is a deviation from the resonance frequency one or the other side rotates the phase more or less than <B> 900 </B>.
The circuit according to the invention differs from the known circuit mentioned in two respects. Only part of the reactive current of the collector resonance circuit is used for feedback. Although this reduces the feedback energy, so that it may no longer be sufficient to generate vibrations, this difficulty with capacitive feedback can be eliminated by connecting an inductance parallel to the base-emitter path.
which is referred to as the feedback pulse above. Their dimensioning makes it possible to set the most favorable phase rotation in the feedback branch for inductive, capacitive or mixed feedback largely independent of the properties of the transistor for a given frequency. In the known circuit, on the other hand, in addition to the disadvantage of poor frequency stability already mentioned above, there is the further disadvantage that the most favorable phase rotation in the feedback branch is only present at a frequency given by the transistor itself.
The invention is explained in more detail below using exemplary embodiments. FIGS. 1 and 2 show exemplary embodiments of a transistor oscillator according to the invention with an emitter or base that is grounded in terms of high frequencies.
The equivalent circuit in FIG. 3 and the vector diagram in FIG. 4 serve to explain the mode of operation. In FIG. 5 the application of such an oscillator in a self-oscillating mixer stage is shown as an example. FIGS. 6 and 7 show a change with capacitive coupling of the oscillation circuit and the feedback circuit.
Fig ze io, t a transistor T with emitter E, collector K and base B. The resistor R, (e.g. <B><I>500</I></B> <I> 2) </ I > with bridging capacitor C, (e.g. <B> 1000 </B> pF) is used in a known manner for current stabilization and the voltage divider R #> (e.g. <B> 15 <I> 000 </I>) </B> #Q) and R3 (e.g.
B. <B> <I> 5000 Q) </I> </B> to set the DC operating point of the transistor. <B> C2 </B> (e.g. <B> 1000 </B> pF ) short-circuits the base point of L2 to ground in terms of high frequencies. The oscillator circuit <B> 0 </B> with the circular inductance L, is located at the collector K. This is coupled to the coupling coil L2.
The coil, L2 is loaded with the input resistance R, of the transistor, which is relatively low-resistance and has a capacitive reactive component <B> - </B> denoted in the drawings with CF <B> - </B>.
The feedback branch is drawn out in FIG. 3. For a better overview, the equivalent circuit diagram &, s, transformer is shown as an n element. The series inductance results from
EMI0002.0050
and the transverse inductance on the output side increases
EMI0002.0052
where M is the mutual inductance of the transformer and K is the coupling factor.
The compensation of the steepness phase angle is explained below with the aid of the vector diagram in FIG. 4: The fed-back voltage UR should be in phase with the voltage UE between the base and the emitter, which should be assumed <B> - < / B> be. This voltage <B> UB </B> causes a collector current Z5K, which due to the phase angle <B> 99 </B> of the slope, the voltage <B> U, </B> in this example by <B> 900 </B> lags behind.
The voltage <B> UK </B> is out of phase with ZSK for the resonance frequency f "of the oscillator. The voltage JIK is made up of IIB and Um according to Fig. 3 </B>. <B> Um </ B> generates a current 73G which lags the voltage Um by <B> 901> </B>, which flows through the parallel connection of L2, RE and C.
The stream ZSG branches into the substreams -2; L'2, ZSCE and Z; m. With a suitable choice of L2 and given CE, the current rsRr is in phase with U,
and thus the feedback voltage URF in phase with UB- A change in the steepness phase when tuning .men over a certain frequency range is compensated by the change in the phase position of the oscillator circuit, so that it is possible to use the VHF radio range with an almost constant oscillator amplitude to vote through.
Any scatter in the steepness phase between the individual transistor examples is to be compensated for by changing the inductance L2, which can be made variable for this purpose.
In Fig. 2, another oscillator is shown. In terms of. For current stabilization and the setting of the direct current operating point, FIG. 2 contains the same switching elements as FIG. 1. However, in contrast to FIG. 1, the oscillator operates with a high frequency grounded base, including a capacitor <B> C2 </B> (e.g.
B. <B> 150 </B> pF) is provided, and Lg is connected between emitter and Rl, <B><I>C,</I> </B>. The inductance L is coupled to L2. However, due to the phase relationships between emitter E and collector K, connections 3, 4 of inductance L2 are interchanged with respect to FIG. 1.
FIG. 5 shows a self-oscillating, tunable mixer stage for the VHF broadcasting area using the circuit according to FIG. 2. FIG. 5 contains the same switching elements with regard to current stabilization and oscillator circuit As in FIG. 2. In addition, the base-emitter circuit of the transistor has the input circuit E, z.
B. consisting of the antenna coupling winding L3 and the circular inductance L4 and the tuning capacitors C4. The input circuit is adapted to the input resistance of transistor T via Cs (e.g. 20 pF) and <B> C2 </B> (e.g. <B> 150 </B> pF), where <B> is C2 </B> is dimensioned in such a way that the base of the oscillator is close to ground in terms of high frequency.
Furthermore, in the circuit according to FIG. 5, the capacitor C is selected in such a way that, in connection with L2, it represents a suction circuit for the IF and thus prevents IF backmixing. At the collector K, the ZF circuit Z is parallel <B> to </B> the oscillator circuit <B> 0 </B> capacitively coupled via Cz.
B. <B> 10.7 </B> MHz, consisting of Lz and, Cz, Clz. This IF circuit is switched as, ir member ge to take the necessary transformation to the input resistance of the subsequent, Tran sistor Tz, which works as an IF amplifier.
Instead of the above-described inductive coupling of the oscillating circuit with the feedback circuit, capacitive coupling between the two circuits can also be used in the case of a circuit with a grounded base, because the phase shift between the two circuits is independent of the type of coupling if the both coils, referred to earth, have the opposite direction of winding to each other.
This is indicated by the digits <B> 1 </B> to 4 in FIG. 2 (in contrast to the digits <B> 1 </B> to 4 in FIG. <B> 1). </B> About this A result is also obtained if one takes into account that the same polarity of the two coils in FIG. 1 includes a coupling inductance Lm in FIG. 3 and therefore the other way round - Reversed polarity in Fig. 2 corresponds to a coupling capacitance.
With capacitive coupling, the polarity of the feedback coil is of course irrelevant.
FIG. 6 shows an example of a capacitive coupling in an oscillator according to FIG. 2. CK denotes the coupling capacitance. FIG. 7 shows a self-oscillating mixer circuit corresponding to FIG. 5
A mixed inductive and capacitive coupling can also be used, e.g. B. to achieve a certain frequency response, the polarity of the inductive coupling as in Fig. 2 is too wühlün if both couplings are to support each other.