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Mit Spannungsvergleich arbeitende Einrichtung Die Erfindung betrifft eine Einrichtung, welche überall dort verwendet werden kann, wo ein Ausgangsstrom als Kriterium dafür benötigt wird, welche von zwei Eingangsspannungen die grössere ist.
Die Einrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Quellen der beiden miteinander zu vergleichenden Spannungen über je einen Gleichrichter mit einem gemeinsamen Widerstand verbunden sind und dass in Serie zu dem einen Gleichrichter der Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung geschaltet ist, deren Ausgangssignal einen Schalttransistor steuert.
Die Fig. 1 zeigt als erstes Ausführungsbeispiel eine Einrichtung zur Regelung eines Synchrongenera- tors.
Der Generator 1 wird durch die Haupterregermaschine 2 erregt. Diese Maschine besitzt Nebenschlusserregung mit in Serie geschalteter Hilfserregermaschine 3, die ihrerseits zwei Erregerwicklungen 4 und 5 trägt. Durch die Wicklung 4 fliesst ein konstanter negativer Erregerstrom, der aus der Quelle 6 stammt und mittels des regelbaren Widerstandes 7 einstellbar ist. Der durch die Wicklung 5 fliessende positive Erregerstrom stammt aus derselben Quelle. Er ist durch den Widerstand 8 bestimmt und wird durch den Schalttransistor 9 ein- und ausgeschaltet. Der Gleichrichter 10 verhindert dabei das Auftreten hoher Spannungsspitzen am Transistor 9 während der Schaltvorgänge.
Zweckmässig wird die Anordnung so bemessen, dass die Zeitkonstante des Kreises 5, 8, 10 für Ein- und Ausschaltung gleich gross ist.
Der Mittelwert des durch die Wicklung 5 fliessen- den Stromes und damit letzten Endes die Erregung des Generators 1 ist also bestimmt durch die relative Einschaltdauer des Transistors 9. Diese relative Einschaltzeit muss daher durch die zu regelnden Grö- ssen, insbesondere also durch die vom Generator 1 abgegebene Spannung, beeinflusst werden. Die Erfas- sung dieser Spannung geschieht durch die drei Einphasentransformatoren 11 -und die mit diesen verbundenen drei Gleichrichter 12. Über den Widerstand 32 kann eine vom abgegebenen Strom abhängige Zusatzkomponente eingeführt werden.
Die von den drei in Serie geschalteten Gleichrichtern 12 abgegebene pulsierende Gleichspannung wird durch das aus dem Widerstand 13 und dem Kondensator 14 bestehende Filter geglättet. Mit der geglätteten Spannung wird über den strombegrenzenden Widerstand 15 die Glimmlampe 16 oder auch eine andere Stabilisiervorrichtung, z. B. eine Zenerdiode, betrieben. Am Kondensator 17, der mit den beiden Elektroden der Glimmlampe verbunden ist, liegt also im Betrieb eine konstante Spannung. Der Widerstand 18 verhindert das Auftreten von Kippschwingungen. Parallel zum Filterkondensator 14 liegt der Spannungsteiler 19, der eine zur Spannung am Kondensator 14 proportionale Spannung an den Kondensator 20 führt.
Diese letztere Spannung ist also der zu regelnden Grösse, nämlich - abgesehen von einer allfällig eingeführten stromabhängigen Komponente - der vom Generator 1 abgegebenen Spannung proportional. Die Verhältnisse sind dabei so gewählt, dass beim Sollwert der Generatorspannung die Spannungen an den Kondensatoren 17 und 20 einander gerade gleich sind. Im gezeichneten Beispiel liegt der negative Pol von jeder dieser Spannungen am Verbindungspunkt der. beiden Kondensatoren.
Es kann nun, in Anlehnung an die Arbeitsweise des bekannten Tirrillreglers, dafür gesorgt werden, dass die Wicklung 5 der Hilfserregermaschine 3 durch den Schalttransistor 9 immer dann eingeschaltet wird, wenn die Ist-Spannung am Kondensator 20 kleiner ist als die Sollspannung am Kondensator 17.
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Hierzu sind diese beiden Kondensatoren als Quellen der beiden miteinander zu vergleichenden Spannungen über je einen Gleichrichter 21 bzw. 22 mit einem gemeinsamen Widerstand 23 verbunden.
In Serie zum Gleichrichter 21 liegen noch die Widerstände 24, auf die noch zurückzukommen sein wird; in Serie zum Gleichrichter 22 liegt der aus dem Widerstand 25 bestehende Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung. Im vorliegenden Beispiel wird diese durch den bekannten Schmidt-Trigger gebildet, der mit zwei Transistoren A und B bestückt ist, ausserdem noch die Widerstände 26 bis 30 umfasst und aus der Quelle 31 gespeist ist.
Unter der Voraussetzung, dass der gemeinsame Widerstand 23 wesentlich grösser ist als die in Serie zu den Gleichrichtern liegenden Widerstände 24 und 25, ist leicht erkennbar, dass ein Strom durch einen der Gleichrichter 21 oder 22 nur dann fliessen kann, wenn die zugeordnete Spannung höher ist als die mit ihr zu vergleichende Spannung. So hört z. B. ein Strom im Gleichrichter 22 ganz unabhängig von der absoluten Höhe der Spannungen zu fliessen auf, sobald die Spannung am Kondensator 20 diejenige am Kondensator 17 geringfügig übersteigt. Damit hört aber auch der Stromfluss durch den Widerstand 25 auf, und die Kippanordnung geht in den anderen stabilen Zustand über. Gemäss der Voraussetzung soll der Widerstand 23 mindestens den zwanzigfachen Wert der Widerstände 24 oder 25 haben.
Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, bei einer an den Kondensatoren 17 und 20 liegenden Spannung von ungefähr 100 V für den Widerstand 23 einen Wert von 22 ... 47 k S2 und für die Widerstände 24 und 25 einen Wert von je 1000 Q zu wählen.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Widerstand 29 auftritt, steuert über einen Verstärker mit Transistor C den Schalttransistor 9, der, wie schon erwähnt, den Strom in der Erregerwicklung 5 beeinflusst. Durch die erfindungsgemässe Anwendung einer bistabilen Kippanordnung ist sichergestellt, dass der Schalttransistor stets eindeutig ein- oder ausgeschaltet ist, dass er also niemals in einer für ihn schädlichen Zwischenstellung verbleiben kann.
Die grosse elektrische Trägheit von Generator, Erregermaschine und Hilfserregermaschine würde ohne besondere Massnahmen keine stabile Regelung ermöglichen. Es sind deshalb die Rückführungsnetzwerke 32 vorgesehen, welche proportional sind zu Erregermaschinenspannung und -strom, sowie zu Hilfs- erregermaschinenspannung und -strom. Diese Spannungen werden, wie in der Zeichnung symbolisch dargestellt, an die Widerstände 24 gelegt, die in Serie zum Gleichrichter 21 geschaltet sind.
Die rückgeführten Spannungen addieren sich also zur Ist-Spannung; und die Verhältnisse sind so gewählt, dass das gesamte System Schwingungen ausführt mit einer Periode, die kurz ist im Vergleich zu den Zeitkonstanten der Maschinen.
Es ergibt sich daraus eine stabile Regelung der Generatorspannung. Gegenüber bekannten Regeleinrichtungen weist die hier beschriebene Einrichtung im wesentlichen die folgenden Vorteile auf: Sie umfasst keine bewegten Teile, insbesondere keine Kontakte, und bedarf daher praktisch keiner Wartung; sie lässt sich kleiner und billiger konstruieren als ein Tirrillregler; die Gewinnung und Zuführung der miteinander zu vergleichenden Spannungen und ihrer Komponenten, insbesondere der rückgeführten Spannungen, kann in hoch- ohmigen Kreisen ohne grossen Leistungsverlust geschehen.
Die Fig. 2 zeigt als zweites Ausführungsbeispiel einen Gittersteuersatz für Stromrichter, das heisst eine Anordnung zur Erzeugung von in der Phase regelbaren Impulsen, die zur Zündung von gittergesteuerten Stromrichtern geeignet sind.
Der Funktion des gezeigten Gittersteuersatzes liegt das an sich bekannte Prinzip der sogenannten Sinusvertikalsteuerung zu Grunde. Hierzu wird eine Sinusspannung U' verwendet, die phasengleich mit der den Stromrichter speisenden Netzwechselspannung verläuft. Zu dieser Sinusspannung wird gemäss Fig. 3 eine konstante Gleichspannung Uk von solcher Grösse addiert, dass die Summe U" - U; + U" stets positiv ist.
Der Momentanwert von U" wird verglichen mit der variablen Steuergleichspannung U,.. Ein Zündimpuls soll immer dann auftreten, wenn die Differenzspannung U" - U\. von negativen Werten her durch Null geht, das heisst jeweils beim Phasenwinkel a. Der besondere Vorteil der Sinusvertikal- steuerung liegt darin, dass die vom Stromrichter abgegebene Gleichspannung linear mit der Steuerspannung Uv. zusammenhängt.
Mit Rücksicht auf die Anforderungen des Stromrichterbetriebes muss die Impulslage im Intervall 0 < a < 150" verschiebbar sein. Der Wert 150 steht hier als Beispiel; oft werden gewisse Abweichungen nach oben oder unten zweckmässig sein. Es sollte weiterhin dafür gesorgt sein, dass im Intervall 1500 < a < 360" keine Impulse entstehen können. Anzustreben ist ferner, dass auch bei rasch verlaufenden Schwankungen der Netzspannung keine Impulse ausfallen, und dass ein allfälliger Kurzschluss zwischen Steuergitter und Kathode des Stromrichters keine für den Gittersteuersatz schädlichen Folgen mit sich bringt.
Alle diese Anforderungen lassen sich mit der dargestellten Regeleinrichtung erfüllen.
Es liegt nahe, die in derartigen Gittersteuersätzen verwendeten steuerbaren elektrischen Entladungsgefässe durch Transistoren zu ersetzen. Ein solcher Ersatz würde aber gewisse Nachteile mit sich bringen. Zur möglichst genauen Festsetzung der Impulslagen müssen schleifende Schnitte zwischen den miteinander zu vergleichenden Spannungen U" und UV vermieden werden; diese Spannungen müssen also möglichst hoch sein.
Anderseits ist die eingangs- seitige Belastbarkeit der Transistoren beschränkt, und zwar sowohl hinsichtlich der Sperrspannung wie auch des Durchlassstromes. Es müssen also Span-
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nung und Strom im Eingangskreis der Transistorschaltung begrenzt werden; und dies ist in Anbetracht der hohen Spannungen und der niedrigen Widerstände nicht ohne beträchtlichen Leistungsverlust möglich. Die dargestellte Einrichtung vermeidet diesen Nachteil, und zwar in erster Linie dadurch, dass die Begrenzung durch spannungsfeste Gleichrichter in hoch- ohmigen Stromkreisen erfolgt, so dass selbst bei Anwendung hoher Spannungen die Leistungsverluste sehr gering bleiben.
Bei der Anwendung gemäss Fig.2 werden die Spannungen U" und U t. miteinander verglichen. Bei der Spannung U. kann es sich um eine von Hand einstellbare Spannung oder um die Ausgangsspannung eines vorgeschalteten Reglers handeln. Die Quelle für die Spannung U" umfasst die miteinander in Serie geschalteten Teile 35 (Quelle für Gleichspannung UJ und 36 (Transformator für Wechselspannung U) sowie das RC-Glied 37, 38, auf das noch zurückzukommen sein wird.
Die Quelle für die Spannung U, ist über den Gleichrichter 33 mit dem Widerstand 34 verbunden. Die Quelle für die Spannung U" ist über den Gleichrichter 39 ebenfalls mit dem Widerstand 34 verbunden; in Serie zum Gleichrichter 39 liegt noch der aus dem Widerstand 40 bestehende Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung. Diese ist auch im vorliegenden zweiten Ausführungsbeispiel durch den bekannten Schmidt-Trigger gebildet, der mit den Transistoren 41 und 42 bestückt ist, ausserdem noch die Widerstände 43 bis 47 umfasst und aus. der Quelle 48 gespeist ist.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Widerstand 46 auftritt, steuert den Schalttransistor 49, und zwar über das Differenzierglied 50, 51, welches bei jedem Umkippen der bistabilen Kippanord- nung dem Schalttransistor einen kurzen Impuls zuführt. Es ist leicht erkennbar, dass jeweils dann ein negativer Impuls an den Schalttransistor abgegeben wird, wenn die Spannung U" die Spannung U, von unten her überschreitet, also jeweils bei den Phasen a (Fig. 3). Die zwischen den negativen Impulsen auftretenden positiven Impulse sind ohne weiteres Interesse.
Durch die erfindungsgemässe Verwendung einer Kippanordnung ist sichergestellt, dass die den Schalttransistor steuernden negativen Impulse stets dieselbe Gestalt aufweisen, ganz unabhängig davon, wie gross der Schnittwinkel zwischen den Kurven für (I" und Uv ist.
Die Formung der dem Stromrichter zuzuführenden Zündimpulse -geschieht durch eine Rückkopplungsschaltung, in welche als aktives Schaltelement der Schalttransistor 49 selbst aufgenommen ist. Bei jedem Eintreffen eines negativen Impulses vorn Dif- ferenzierglied 50, 51 her verbindet der Schalttransistor 49 die Primärwicklung 52 des Rückkopplungstransformators mit der Stromquelle 53.
Die Sekundärwicklung 54 treibt sofort über den in Durchlassrich- tung beanspruchten Gleichrichter 55 und den einstellbaren Widerstand 56 einen Rückkopplungsstrom durch den Schalttransistor; gleichzeitig entsteht in der zweiten Sekundärwicklung 57 der Zündimpuls. Die Dauer dieses Impulses ist gegeben durch die Spannungszeitfläche, die der Rückkopplungstransformator aufnehmen kann.
Beim Eintritt der Eisensättigung wächst nämlich der Kollektorstrom des Schalttransistors an, während der Basisstrom abnimmt. Sobald letzterer nicht mehr dazu ausreicht, den Transistor voll leitend zu erhalten, nimmt der magnetische Fluss im Transformatoreisen ab, und der Strom durch den Transistor wird abgeschaltet.
Die Rückstellung der ganzen Rückkopplungsschaltung geschieht erst nach Verlöschen der Entladung im Stromrichter 58, da dessen Gitterstrom auch nach Aufhören des Transistorstromes den Eisenkern des Rückkopplungstransformators in gesättigtem Zustand erhält. Die Wicklung 59 ist von einem durch den Widerstand 60 bestimmten Gleichstrom durchflossen und dient zur Entmagnetisierung des Eisenkerns bei der Rückstellung. Während des Rückstellvorganges addiert sich die in der Primärwicklung 52 induzierte Spannung zur Spannung der Quelle 53 und beansprucht den Schalttransistor in Sperr- richtung. Der Gleichrichter 61 hält diese zusätzliche Spannung während der Dauer des Rückstellvorganges konstant auf dem Wert der von der Quelle 62 stammenden Spannung.
Diese wird so eingestellt, dass die Spannungszeitfläche der Rückstellperiod'e gleich der durch die geforderte Impulsdauer bestimmten Spannungszeitfläche der Leitperiode ist.
Der kurz erwähnte Gleichrichter 55 verhindert, dass die vom Differenzierglied 50, 51 ankommenden Impulse nutzlos über die Sekundärwicklung 54 flie- ssen. Es steht also die gesamte Energie dieser Impulse für das Anstossen der Rückkopplungsschaltung zur Verfügung. Der parallel zum Gleichrichter 55 liegende Widerstand 63 dient in Verbindung mit dem Widerstand 51 zur Stabilisierung des Schalttransistors 49 in den Sperrperioden.
Der ebenfalls kurz erwähnte einstellbare Widerstand 56 dient zur Einstellung des Basisstromes des Schalttransistors; seine Verwendung ist mit Rücksicht auf die verhältnismässig grossen Streuungen in den Eigenschaften der Transistoren zweckmässig.
Die geforderte Kurzschlusssicherheit des Gittersteuersatzes ist dadurch gegeben, dass die Rückkopplungsschaltung durch die vom Differenzierglied 50, 51 stammenden Impulse nur angestossen wird, so dass eine Belastung des gefährdeten Schalttransistors über die Dauer dieser Impulse hinaus auch bei einem Kurzschluss an der Wicklung 57 nicht besteht.
Im Fall, dass bloss geringere Impulsenergien gebraucht werden, kann die Schaltleistung des Transistors 42 unmittelbar zur Steuerung z. B. von Thyra- trons dienen.
Es wird nun noch der Zweck des schon erwähnten RC-Gliedes 37, 38 und der mit diesem verbundenen Schaltelemente erläutert. Dieser zusätzliche Schaltungsteil erfüllt zwei Funktionen: er verhindert das Auftreten von Zündimpulsen im Intervall
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150 G a G 360 , und er ermöglicht die Bildung von Zündimpulsen auch bei rasch verlaufenden Netzspannungsschwan- kungen. Wird beispielsweise angenommen, d'ass sich die Netzspannung plötzlich vermindert, so folgt die Spannung US dieser Veränderung ohne Verzögerung,
während sich die durch Gleichrichtung und Filterung gewonnenen Gleichspannungen Ul; und U. nur verhältnismässig langsam verändern. Wenn in einem solchen Fall die Lage der Zündimpulse in der Nähe von a = 0 gewählt ist, wird während einer gewissen Zeit kein Überschneiden der Kurven U" und U, stattfinden, und es können keine Zündimpulse erzeugt werden. Ist aber die Lage der Zündimpulse in der Nähe von a = 150 gewählt, so wird eine unzulässige Verschiebung der Zündimpulse nach grösseren Werten von a hin eintreten.
Der Transistor 64 wird durch die aus dem Transformator 65 stammende Wechselspannung jeweils während der Dauer einer Halbperiode ge- öffnet. Die Primärwicklung dieses Transformators ist so mit zwei Leitern des speisenden Dreiphasennetzes verbunden, dass der Transistor jeweils während der Intervalle 150 _"' a Z-_ 330 leitend ist.
Der Kollek- torstrom dieses Transistors fliesst als zusätzlicher Strom durch den Eingangskreis der bistabilen Kipp- anordnung, das heisst durch den Widerstand 40, und bewirkt damit, dass der Transistor 41 des SchmidtTriggers im genannten Intervall stets eingeschaltet ist, unabhängig davon, welche von den Spannungen U" und U,_ die grössere ist. Es kann also gegebenenfalls am Anfang dieses Intervalls ein Zündimpuls entstehen, niemals aber innerhalb des Intervalls. Am RC-Glied 37, 38 wird nun durch diesen zusätzlichen Strom ein Spannungsabfall d U erzeugt, dessen Verlauf durch die gleich bezeichnete Kurve in Fig. 5 dargestellt wird.
Dieser Spannungsabfall addiert sich gemäss der untersten Kurve der Fig. 3 zur Spannung U,; es wird also im Endeffekt die Spannung nach der Kurve U" + d U mit der Steuerspannung U, verglichen. Es ist leicht ersichtlich, dass nunmehr die früher angegebenen Mängel beseitigt sind.
Unter der Voraussetzung, dass die Verminderung der Spannung U. bei Netzspannungsschwankungen nicht grösser ist als die Höhe d U der aus dem RC-Glied stammenden zusätzlichen Spannung, besteht bei beliebig raschem Verlauf der Schwankung und bei beliebiger Einstellung des Zündzeitpunktes a stets ein Schnittpunkt zwischen den Kurven U, + d U und U, Es fallen also keine Zündimpulse aus. Anderseits kann eine Verzögerung der Impulslage über a = l50 hinaus ebenfalls nicht eintreten, nachdem der zusätzliche Strom die bistabile Kippanordnung spätestens bei a = 150 betätigt.
Durch einfache zusätzliche Mittel können die Grenzen des Intervalls verstellbar gemacht werden; beispielsweise indem die Spannung des Transformers 65 in ihrer Phase verschoben wird, oder dem Transistor 64 die Summe einer Wechselspannung und einer einstellbaren Gleichspannung zugeführt wird.
Der Kurvenverlauf der Spannung d U ist im allgemeinen bei a =l50 nicht symmetrisch zu jenem bei a = 330 . Der Verlauf bei a = 330 ist durch die Wahl der Elemente 37, 38 bestimmt und muss bei allen Phasen einer üblicherweise mehrphasigen Anordnung identisch sein. Eine kleine Zeitkonstante der RC-Kombination 37, 38 gibt den Vorteil einer schärferen Impulslage im Gebiet a = 0 ohne die Gefahr schleifender Schnitte zwischen den Spannungen U,. und U, + .,1 U. Der Ausschaltpunkt des Transistors 64, oben bei cc = 330 , muss dabei näher gegen a = 360 verschoben werden.
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Device working with voltage comparison The invention relates to a device which can be used wherever an output current is required as a criterion for determining which of the two input voltages is the greater.
The device is characterized in that the sources of the two voltages to be compared are connected to a common resistor via a rectifier each and that the input circuit of a bistable multivibrator is connected in series with the one rectifier, the output signal of which controls a switching transistor.
As a first exemplary embodiment, FIG. 1 shows a device for regulating a synchronous generator.
The generator 1 is excited by the main exciter 2. This machine has shunt excitation with auxiliary excitation machine 3 connected in series, which in turn carries two excitation windings 4 and 5. A constant negative excitation current, which originates from the source 6 and can be set by means of the controllable resistor 7, flows through the winding 4. The positive excitation current flowing through the winding 5 comes from the same source. It is determined by the resistor 8 and is switched on and off by the switching transistor 9. The rectifier 10 prevents the occurrence of high voltage peaks at the transistor 9 during the switching processes.
The arrangement is expediently dimensioned so that the time constant of the circuit 5, 8, 10 for switching on and off is the same.
The mean value of the current flowing through the winding 5 and thus ultimately the excitation of the generator 1 is determined by the relative switch-on duration of the transistor 9. This relative switch-on time must therefore be determined by the variables to be controlled, in particular by the generator 1 output voltage can be influenced. This voltage is detected by the three single-phase transformers 11 and the three rectifiers 12 connected to them. An additional component dependent on the current output can be introduced via the resistor 32.
The pulsating direct voltage output by the three rectifiers 12 connected in series is smoothed by the filter consisting of the resistor 13 and the capacitor 14. With the smoothed voltage, the glow lamp 16 or another stabilizing device, e.g. B. a Zener diode operated. The capacitor 17, which is connected to the two electrodes of the glow lamp, therefore has a constant voltage during operation. The resistor 18 prevents the occurrence of tilting vibrations. The voltage divider 19, which feeds a voltage to the capacitor 20 that is proportional to the voltage on the capacitor 14, lies parallel to the filter capacitor 14.
This latter voltage is therefore proportional to the variable to be regulated, namely - apart from any current-dependent component that may be introduced - to the voltage output by the generator 1. The relationships are chosen so that at the nominal value of the generator voltage, the voltages on the capacitors 17 and 20 are exactly the same. In the example shown, the negative pole of each of these voltages is at the connection point of the. two capacitors.
It can now be ensured, based on the method of operation of the known turntable regulator, that the winding 5 of the auxiliary exciter 3 is always switched on by the switching transistor 9 when the actual voltage on the capacitor 20 is lower than the nominal voltage on the capacitor 17.
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For this purpose, these two capacitors, as sources of the two voltages to be compared with one another, are connected to a common resistor 23 via a rectifier 21 and 22 respectively.
In series with the rectifier 21 are the resistors 24, which will be discussed later; in series with the rectifier 22 is the input circuit of a bistable flip-flop arrangement consisting of the resistor 25. In the present example, this is formed by the known Schmidt trigger, which is equipped with two transistors A and B, also includes resistors 26 to 30 and is fed from source 31.
Assuming that the common resistor 23 is significantly greater than the resistors 24 and 25 in series with the rectifiers, it is easy to see that a current can only flow through one of the rectifiers 21 or 22 if the associated voltage is higher than the tension to be compared with it. So hear z. B. to flow a current in the rectifier 22 completely independently of the absolute level of the voltages as soon as the voltage on the capacitor 20 slightly exceeds that on the capacitor 17. With this, however, the current flow through the resistor 25 also ceases, and the tilting arrangement changes over to the other stable state. According to the prerequisite, the resistor 23 should have at least twenty times the value of the resistors 24 or 25.
It has proven to be advantageous to choose a value of 22 ... 47 k S2 for the resistor 23 and a value of 1000 Q each for the resistors 24 and 25 with a voltage of approximately 100 V across the capacitors 17 and 20 .
The output signal of the flip-flop arrangement, which occurs at the resistor 29, controls the switching transistor 9 via an amplifier with transistor C, which, as already mentioned, influences the current in the excitation winding 5. The inventive use of a bistable flip-flop arrangement ensures that the switching transistor is always clearly switched on or off, that is to say that it can never remain in an intermediate position that is harmful to it.
The great electrical inertia of the generator, exciter and auxiliary exciter would not allow stable control without special measures. The feedback networks 32 are therefore provided, which are proportional to the exciter machine voltage and current, as well as to the auxiliary exciter machine voltage and current. As shown symbolically in the drawing, these voltages are applied to the resistors 24, which are connected in series with the rectifier 21.
The returned voltages add up to the actual voltage; and the relationships are chosen so that the entire system oscillates with a period which is short compared to the time constants of the machines.
This results in a stable regulation of the generator voltage. Compared to known regulating devices, the device described here essentially has the following advantages: It comprises no moving parts, in particular no contacts, and therefore requires practically no maintenance; it can be made smaller and cheaper than a Tirrill regulator; the extraction and supply of the voltages to be compared with one another and their components, in particular the returned voltages, can take place in high-ohmic circles without great loss of power.
As a second exemplary embodiment, FIG. 2 shows a grid control set for converters, that is to say an arrangement for generating pulses which can be controlled in phase and which are suitable for igniting grid-controlled converters.
The function of the grid tax rate shown is based on the known principle of so-called sine vertical control. For this purpose, a sinusoidal voltage U 'is used, which runs in phase with the AC mains voltage feeding the converter. According to FIG. 3, a constant direct voltage Uk of such magnitude is added to this sinusoidal voltage that the sum U "- U; + U" is always positive.
The instantaneous value of U "is compared with the variable DC control voltage U, .. An ignition pulse should always occur when the differential voltage U" - U \. goes through zero from negative values, i.e. in each case at the phase angle a. The particular advantage of the sine vertical control is that the DC voltage output by the converter is linear with the control voltage Uv. related.
With regard to the requirements of converter operation, the pulse position must be shiftable in the interval 0 <a <150 ". The value 150 is here as an example; certain deviations upwards or downwards are often useful. It should also be ensured that in the interval 1500 <a <360 "no pulses can arise. A further aim is to ensure that no pulses fail even with rapid fluctuations in the mains voltage, and that a possible short circuit between the control grid and cathode of the converter does not have any harmful consequences for the grid tax rate.
All these requirements can be met with the control device shown.
It makes sense to replace the controllable electrical discharge vessels used in such grid control rates with transistors. However, such a replacement would have certain disadvantages. In order to determine the pulse positions as precisely as possible, grinding cuts between the voltages U "and UV to be compared with one another must be avoided; these voltages must therefore be as high as possible.
On the other hand, the input-side loading capacity of the transistors is limited, both with regard to the reverse voltage and the forward current. So there must be
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voltage and current in the input circuit of the transistor circuit are limited; and in view of the high voltages and the low resistances, this cannot be done without a considerable loss of power. The device shown avoids this disadvantage, primarily because the limitation is carried out by voltage-proof rectifiers in high-resistance circuits, so that the power losses remain very low even when high voltages are used.
In the application according to FIG. 2, the voltages U "and U t. Are compared with one another. The voltage U. can be a manually adjustable voltage or the output voltage of an upstream regulator. The source for the voltage U" includes the parts 35 connected in series with one another (source for direct voltage UJ and 36 (transformer for alternating voltage U) and the RC element 37, 38, to which we will come back later.
The source for the voltage U 1 is connected to the resistor 34 via the rectifier 33. The source for the voltage U ″ is also connected to the resistor 34 via the rectifier 39; the input circuit of a bistable flip-flop arrangement consisting of the resistor 40 is also connected in series with the rectifier 39. This is also in the present second embodiment by the known Schmidt trigger which is equipped with the transistors 41 and 42, also includes the resistors 43 to 47 and is fed from the source 48.
The output signal of the flip-flop arrangement, which occurs at the resistor 46, controls the switching transistor 49, to be precise via the differentiating element 50, 51, which feeds a short pulse to the switching transistor each time the bistable flip-flop arrangement is turned over. It is easy to see that a negative pulse is emitted to the switching transistor whenever the voltage U ″ exceeds the voltage U, from below, that is, in each case for phases a (FIG. 3). The positive ones occurring between the negative pulses Impulses are of no further interest.
The inventive use of a toggle arrangement ensures that the negative pulses controlling the switching transistor always have the same shape, regardless of how large the intersection angle between the curves for (I ”and Uv is.
The ignition pulses to be fed to the converter are formed by a feedback circuit in which the switching transistor 49 itself is incorporated as an active switching element. With each arrival of a negative pulse from the differentiating element 50, 51, the switching transistor 49 connects the primary winding 52 of the feedback transformer to the current source 53.
The secondary winding 54 immediately drives a feedback current through the switching transistor via the rectifier 55, which is loaded in the forward direction, and the adjustable resistor 56; at the same time, the ignition pulse is generated in the second secondary winding 57. The duration of this pulse is given by the voltage-time area that the feedback transformer can absorb.
When iron saturation occurs, the collector current of the switching transistor increases while the base current decreases. As soon as the latter is no longer sufficient to keep the transistor fully conductive, the magnetic flux in the transformer iron decreases and the current through the transistor is switched off.
The entire feedback circuit is reset only after the discharge in the converter 58 has been extinguished, since its grid current receives the iron core of the feedback transformer in a saturated state even after the transistor current has ceased. A direct current determined by the resistor 60 flows through the winding 59 and serves to demagnetize the iron core when it is reset. During the resetting process, the voltage induced in the primary winding 52 is added to the voltage of the source 53 and stresses the switching transistor in the reverse direction. The rectifier 61 keeps this additional voltage constant at the value of the voltage originating from the source 62 for the duration of the reset process.
This is set so that the voltage-time area of the reset periods is equal to the voltage-time area of the lead period determined by the required pulse duration.
The rectifier 55 mentioned briefly prevents the pulses arriving from the differentiating element 50, 51 from flowing uselessly via the secondary winding 54. The entire energy of these impulses is available for triggering the feedback circuit. The resistor 63 lying parallel to the rectifier 55 is used in conjunction with the resistor 51 to stabilize the switching transistor 49 in the blocking periods.
The adjustable resistor 56, also briefly mentioned, is used to adjust the base current of the switching transistor; its use is advisable in view of the relatively large scatter in the properties of the transistors.
The required short-circuit safety of the grid control rate is given by the fact that the feedback circuit is only triggered by the pulses from the differentiating element 50, 51, so that the endangered switching transistor is not stressed beyond the duration of these pulses even if there is a short circuit on the winding 57.
In the event that only lower pulse energies are needed, the switching capacity of the transistor 42 can be used directly to control z. B. used by Thyra- trons.
The purpose of the aforementioned RC element 37, 38 and the switching elements connected to it will now be explained. This additional circuit part fulfills two functions: it prevents ignition pulses from occurring in the interval
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150 G a G 360, and it enables ignition pulses to be generated even in the event of rapid mains voltage fluctuations. If, for example, it is assumed that the mains voltage suddenly decreases, the voltage US follows this change without delay,
while the DC voltages Ul; and U. only change relatively slowly. If, in such a case, the position of the ignition pulses is selected in the vicinity of a = 0, the curves U ″ and U, will not overlap for a certain time, and no ignition pulses can be generated. However, if the position of the ignition pulses is in selected close to a = 150, an impermissible shift of the ignition pulses towards larger values of a will occur.
The transistor 64 is opened by the alternating voltage originating from the transformer 65 for the duration of a half cycle. The primary winding of this transformer is connected to two conductors of the feeding three-phase network in such a way that the transistor is conductive during the intervals 150 _ "'a Z-_ 330.
The collector current of this transistor flows as an additional current through the input circuit of the bistable multivibrator, that is through the resistor 40, and thus causes the transistor 41 of the Schmidt trigger to be always switched on in the interval mentioned, regardless of which of the voltages U "and U, _ is the larger. Thus, if necessary, an ignition pulse can arise at the beginning of this interval, but never within the interval. A voltage drop d U is now generated at the RC element 37, 38 by this additional current the curve with the same name is shown in FIG.
This voltage drop is added to the voltage U i according to the lowest curve in FIG. 3; In the end, the voltage according to the curve U ″ + d U is compared with the control voltage U. It is easy to see that the deficiencies mentioned earlier have now been eliminated.
Assuming that the reduction of the voltage U. in the case of mains voltage fluctuations is not greater than the level d U of the additional voltage coming from the RC element, there is always an intersection point between the fluctuations with any rapid course of the fluctuation and any setting of the ignition time a Curves U, + d U and U, so there are no ignition pulses. On the other hand, the pulse position cannot be delayed beyond a = 150 after the additional current actuates the bistable flip-flop arrangement at a = 150 at the latest.
The limits of the interval can be made adjustable by simple additional means; for example by shifting the phase of the voltage of the transformer 65, or the sum of an alternating voltage and an adjustable direct voltage is fed to the transistor 64.
The curve of the voltage d U is generally not symmetrical at a = 150 to that at a = 330. The course at a = 330 is determined by the choice of elements 37, 38 and must be identical in all phases of a usually multi-phase arrangement. A small time constant of the RC combination 37, 38 gives the advantage of a sharper pulse position in the area a = 0 without the risk of grinding cuts between the voltages U,. and U, +., 1 U. The turn-off point of transistor 64, above at cc = 330, must be shifted closer to a = 360.