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Mit Spannungsvergleich arbeitende Einrichtung
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Serie zum Gleichrichter 21 liegen noch die Widerstände 24, auf die noch zurückzukommen sein wird ; in Serie zum Gleichrichter 22 liegt der aus'dem Widerstand 25 bestehende Eingangskreis einer bistabilen
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mit zwei Transistoren A und B bestückt ist, ausserdem noch die Widerstände 26 - 30 umfasst und aus der Quelle 31 gespeist ist.
Es ist leicht erkennbar, dass ein Strom durch einen der Gleichrichter 21 oder 22 nur dann fliessen kann, wenn die zugeordnete Spannung höher ist als die mit ihr zu vergleichende Spannung. So hört z. B. ein Strom im Gleichrichter 22 ganz unabhängig von der absoluten Höhe der Spannungen zu fliessen auf, sobald die Spannung am Kondensator 20 diejenige am Kondensator 17 geringfügig übersteigt. Damit hört aber auch der Stromfluss durch den Widerstand 25 auf und die Kippanordnung geht in den andern stabilen
Zustand über.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Wiaerstand 29 auftritt, steuert über einen Verstärker mit Transistor C den Schalttransistor 9, der, wie schon erwähnt, den Strom in der Erregerwicklung 5 beeinflusst. Durch die erfindungsgemässe Anwendung einer bistabilen Kippanordnung ist sichergestellt, dass der Schalttransistor stets eindeutig ein-oder ausgeschaltet ist, dass er also niemals in einer für ihn schädlichen Zwischenstellung verbleiben kann.
. Die grosse elektrische Trägheit von Generator, Erregermaschine und Hilfserregermaschine würde ohne besondere Massnahmen keine stabile Regelung ermöglichen. Es sind deshalb in an sich bekannter Weise die Rückführungsnetzwerke 32 vorgesehen. welche Spannungen erzeugen, die proportional sind zu Erregermaschinenspannung und -strom, sowie zu Hilfserregermaschinenspannung und -strom. Diese Spannungen werden, wie in der Zeichnung symbolisch dargestellt, an die Widerstände 24 gelegt, die in Serie zum Gleichrichter 21 geschaltet sind. Die rückgeführten Spannungen addieren sich also zur Ist-Spannung und die Verhältnisse sind so gewählt, dass das gesamte System Schwingungen ausführt mit einer Periode, die kurz ist im Vergleich zu den Zeitkonstanten der Maschinen. Es ergibt sich daraus eine stabile Regelung der Generatorspannung.
Die hier beschriebene Einrichtung weist im wesentlichen die folgenden Vorteile auf : Sie umfasst keine bewegten Teile, insbesondere keine Kontakte, und bedarf daher praktisch keiner Wartung ; sie lässt sich kleiner und billiger konstruieren als ein Tirrillregler ; die Gewinnung und Zuführung der miteinander zu vergleichenden Spannungen und ihrer Komponenten, insbesondere der rückgeführten Spannungen, kann in hochohmigen Kreisen ohne grossen Leistungsverlust geschehen.
Die Fig. 2 zeigt als zweites Beispiel die Anwendung der erfindungsgemässen Einrichtung in einem sogenannten Gittersteuersatz für Stromrichter, d. h. in einer'Anordnung zur Erzeugung von in der Phase regelbaren Impulsen, die zur Zündung von gittergesteuerten Stromrichtern geeignet sind.
Der Funktion des gezeigten Gittersteuersatzes liegt das an sich bekannte Prinzip der sogenannten Sinusvertikalsteuerung zugrunde. Hiezu wird eine Sinusspannung Us verwendet, die phasengleich mit der den Stromrichter speisenden Netzwechselspannung verläuft. Zu dieser Sinusspannung wird gemäss Fig. 3 eine konstante Gleichspannung Uk von solcher Grösse addiert, dass die Summe Uo = Us + Uk stets positiv ist. Der Momentanwert von Uo wird verglichen mit der variablen Steuergleichspannung Uv. Ein Zündimpuls soll immer dann auftreten, wenn die Differenzspannung Uo-Uv von negativen Werten her durch Null geht, d. h. jeweils beim Phasenwinkel a. Der besondere Vorteil der Sinusvertikalsteuerung liegt darin, dass die vom Stromrichter abgegebene Gleichspannung linear mit der Steuerspannung Uv zusammenhängt.
Mit Rücksicht auf die Anforderungen des Stromrichterbetriebes muss die Impulslage im Intervall 0 < a < 1500 verschiebbar sein. Der Wert 1500 steht hier als Beispiel ; oft werden gewisse Abweichungen nach oben oder unten zweckmässig sein. Es sollte weiterhin dafür gesorgt sein, dass im Intervall 1500 < a < 3600 keine Impulse entstehen können. Anzustreben ist ferner, dass auch bei rasch verlaufenden Schwankungen der Netzspannung keine Impulse ausfallen, und dass ein allfälliger Kurzschluss zwischen Steuergitter und Kathode des Stromrichters keine für den Gittersteuersatz schädlichen Folgen mit sich bringt.
Alle diese Anforderungen werden durch die erfindungsgemässe Regeleinrichtung erfüllt.
Es liegt nahe, die in derartigen Gittersteuersätzen verwendeten steuerbaren elektrischen Entladungsgefässe durch Transistoren zu ersetzen. Ein solcher Ersatz würde aber gewisse Nachteile mit sich bringen.
Zur möglichst genauen Festsetzung der Impulslagen mtissen"schleifende Schnitte"zwischen den miteinander zu vergleichenden Spannungen Uo und Uv vermieden werden ; diese Spannungen müssen also möglichst hoch sein. Anderseits ist die eingangsseitige Belastbarkeit der Transistoren beschränkt, u. zw. sowohl hinsichtlich der Sperrspannung wie auch des Durchlassstromes. Es. müssen also Spannung und Strom
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im Eingangskreis der Transistorschaltung begrenzt werden ; und dies ist in Anbetracht der hohen Spannun- gen und der niedrigen Widerstände nicht ohne beträchtlichen Leistungsverlust möglich.
Die erfindung- gemässe Einrichtung vermeidet diesen Nachteil, u. zw. in erster Linie dadurch, dass die Begrenzung durch spannungsfeste Gleichrichter in hochohmigen Stromkreisen erfolgt, so dass selbst bei Anwendung hoher
Spannungen die Leistungsverluste sehr gering bleiben.
Gemäss Fig. 2 werden durch die erfindungsgemässe Einrichtung die Spannungen Uo und Uv miteinan- der verglichen. Bei der Spannung Uv kann es sich um eine von Hand einstellbare Spannung oder um die
Ausgangsspannung eines vorgeschalteten Reglers handeln. Die Quelle für die Spannung Uo umfasst die miteinander in Serie geschalteten Teile 35 (Quelle für Gleichspannung Uk) und 36 (Transformator für
Wechselspannung Us), sowie das RC-Glied 37, 38, auf das noch zurückzukommen sein wird.
Die Quelle für die Spannung Uv ist über den Gleichrichter 33 mit dem Widerstand 34 verbunden.
Die Quelle für die Spannung Uo ist über den Gleichrichter 39 ebenfalls mit dem Widerstand 34 verbun- den ; in Serie zum Gleichrichter 39 liegt noch der aus dem Widerstand 40 bestehende Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung. Diese ist auch im vorliegenden zweiten Ausführungsbeispiel durch den bekann- ten Schmidt-Trigger gebildet, der mit den Transistoren 41 und 42 bestückt ist, ausserdem noch die Wi- derstände 43-47 umfasst und aus der Quelle 48 gespeist ist.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Widerstand 46 auftritt, steuert den Schalttransi- stor 49, u. zw. über das Differenzglied 50, 51, welches bei jedem Umkippen der bistabilen Kippanord- nung dem Schalttransistor einen kurzen Impuls zuführt. Es ist leicht erkennbar, dass jeweils dann ein po- sitiver Impuls an den Schalttransistor abgegeben wird, wenn die Spannung Uo die Spannung Uv von unten her überschreitet, also jeweils bei den Phasen a (Fig. 3). Die zwischen den positiven Impulsen auftreten- den negativen Impulse sind ohne weiteres Interesse. Durch die erfindungsgemässe Verwendung einer Kipp- anordnung ist sichergestellt, dass die den Schalttransistor steuernden positiven Impulse stets dieselbe Ge- stalt aufweisen, ganz unabhängig davon, wie gross der Schnittwinkel zwischen den Kurven für Uo und Uv ist.
Die Formung der dem Stromrichter zuzuführenden Zündimpulse geschieht durch eine Rückkopplungschaltung, in welche als aktives Schaltelement der Schalttransistor 49 selbst aufgenommen ist. Bei jedem Eintreffen eines positiven impulses vom Differenzierglied 50. 51 her verbindet der Schalttransistor 49 die
Primärwicklung 52 des Rückkopplungstransformators mit der Stromquelle 53. Die Sekundärwicklung 54 treibt sofort über den in Leitrichtung beanspruchten Gleichrichter 55 und den einstellbaren Widerstand 56 einen RUckkopplungsstrom durch den Schalttransistor ; gleichzeitig entsteht in der zweiten Sekundärwicklung 57 der Ztindimpuls. Die Dauer dieses Impulses ist gegeben durch die Spannungszeitfläche, die der Rückkopplungstransformator aufnehmen kann.
Beim Eintritt der Eisensättigung wächst nämlich der Kollektorstrom des Schalttransistors an, während der Basisstrom abnimmt. Sobald letzterer nicht mehr dazu ausreicht, den Transistor voll leitend zu erhalten, nimmt der magnetische Fluss im Transformatoreisen ab und der Strom durch den Transistor wird abgeschaltet.
Die Rückstellung der ganzen Ruckkopplungsschaltung geschieht erst nach Verlöschen der Entladung im Stromrichter 58, da dessen Gitterstrom auch nach Aufhören des Transistorstromes den Eisenkern des RUckkopplungstransformatorsin gesättigtem Zustand erhält. Die Wicklung 59 ist von einem durch den Widerstand 60 bestimmten Gleichstrom durchflossen und dient zur Entmagnetisierung des Eisenkerns bei der Rückstellung. Während des Rückstellvorganges addiert sich die in der Primärwicklung 52 induzierte Spannung zur Spannung der Quelle 53 und beansprucht den Schalttransistor in Sperrichtung. Der Gleichrichter 61 hält diese zusätzliche Spannung während der Dauer des Rückstellvorganges konstant auf dem Wert der von der Quelle 62 stammenden Spannung.
Diese wird so eingestellt, dass die Spannungs-ZeitFläche der Rückstellperiode gleich der durch die geforderte Impulsdauer bestimmten Spannungs-ZeitFläche der Leitperiode ist.
Der kurz erwähnte Gleichrichter 55 verhindert, dass die vom Differenzierglied 50, 51 ankommenden Impulse nutzlos über die Sekundärwicklung 54 fliessen. Es steht also die gesamte Energie dieser Impulse für das Anstossen der Rückkopplungsschaltung zur Verfügung. Der parallel zum Gleichrichter 55 liegende Widerstand 63 dient in Verbindung mit dem Widerstand 51 zur Stabilisierung des Schalttransistors 49 in den Sperrperioden. Der ebenfalls kurz erwähnte einstellbare Widerstand 56 dient zur Einstellung des Basisstromes im Schalttransistor ; seine Verwendung ist mit Rücksicht auf die verhältnismässig grossen Streuungen in den Eigenschaften der Transistoren zweckmässig.
Die geforderte Kurzschlusssicherheit des Gittersteuersatzes ist dadurch gegeben, dass die Rückkopplungsschaltung durch die vom Differenzierglied 50, 51 stammenden Impulse nur angestossen wird. so dass eine Belastung des gefährdeten Schalttransistors über die Dauer dieser Impulse hinaus auch bei einem Kurzschluss an der Wicklung 57 nicht besteht.
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Im Fall, dass bloss geringere Impulsenergie gebraucht werden, kann die Schaltleistung des Transistors 42 unmittelbar zur Steuerung z. B. von Thyratrons dienen.
Es wird nun noch der Zweck des schon erwähnten RC-Gliedes 37, 38 und der mit diesem verbunde- nen Schaltelemente erläutert. Dieser zusätzliche Schaltungsteil erfüllt zwei Funktionen : er verhindert das Auftreten von Zündimpulsen im Intervall 15003600. und er ermöglicht die Bildung von Zündimpulsen auch bei rasch verlaufenden Netzspannungsschwankungen. Wird beispielsweise angenommen, dass sich die Netzspannung plötzlich vermindert, so folgt die Spannung Us dieser Veränderung ohne Verzögerung, während sich die durch Gleichrichtung und Filterung gewonnenen Gleichspannungen Uk und Uv nur verhältnismässig langsam verändern. Wenn in einem solchen Fall die Lage der Zündimpulse in der Nähe
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stattfinden und es können keine Zündimpulse erzeugt werden.
Ist aber die Lage der Zündimpulse in der Nähe von a = 1500 gewählt, so wird eine unzulässige Verschiebung der Zündimpulse nach grösseren Werten von a hin eintreten.
Der Transistor 64 wird durch die aus dem Transformator 65 stammende Wechselspannung während jeweils einer Halbperiode geöffnet. Die Primärwicklung dieses Transformators ist so mit zwei Leitern, des speisenden Dreiphasennetzes verbunden, dass der Transistor jeweils während der Intervalle 15003300 leitend ist. Der Kollektorstrom dieses Transistors fliesst als zusätzlicher Strom durch den Eingangskreis der bistabilen Kippanordnung, d. h. durch den Widerstand 40, und bewirkt damit, dass der Transistor 41 des Schmidt-Triggers im genannten Intervall stets eingeschaltet ist. unabhängig davon, welche von den Spannungen Uo und Uv die grössere ist. Es kann alsc gegebenenfalls am Anfang dieses-Intervalls ein Zündimpuls entstehen, niemals aber innerhalb des Intervalls.
Am RC-Glied 37,38 wird nun durch diesen zusätzlichen Strom ein Spannungsabfall AU erzeugt, dessen Verlauf durch die gleich bezeichnete Kurve in Fig. 3 dargestellt wird. Dieser Spannungsabfall addiert sich gemäss der untersten Kurve der Fig. 3 zur Spannung Uo ; es wird also im Endeffekt die Spannung nach der Kurve Uo + AU mit der Steuerspannung Uv verglichen. Es ist leicht ersichtlich, dass nunmehr die früher angegebenen Mängel beseitigt sind. Unter der Voraussetzung, dass die Verminderung der Spannung Uo bei Netzspannungsschwankungen nicht grösser ist als die Höhe AU der aus dem RC-Glied stammenden zusätzlichen Spannung, besteht bei beliebig raschem Verlauf der Schwankung und bei beliebiger Einstellung des Zündzeitpunkte a stets ein Schnittpunkt zwischen den Kurven Uo + AU und Uv. Es fallen also keine Zündimpulse aus.
Anderseits kann eine Verzögerung der Impulslage über a = 1500 hinaus ebenfalls nicht eintreten, nachdem der zusätzliche Strom die bistabile Kippanordnung spätestens bei a = 1500 betätigt.
Durch einfache zusätzliche Mittel können die Grenzen des Intervalls verstellbar gemacht werden ; beispielsweise indem die Spannung des Transformers 65 in ihrer Phase verschoben wird, oder dem Transistor 64 die Summe einer Wechselspannung und einer einstellbaren Gleichspannung zugeführt wird.
Der Kurvenverlauf der Spannung AU ist im allgemeinen bei a = 1500 nicht symmetrisch zu jenem bei a = 3300. Der Verlauf bei a = 3300 ist durch die Wahl der Elemente 37, 38 bestimmt und muss bei allen Phasen einer üblicherweise mehrphasigen Anordnung identisch sein. Eine kleine Zeitkonstante der RC-Kombination 37, 38 gibt den Vorteil einer schärferen Impulslage im Gebiet < x = 0 ohne die Gefahr schleifender Schnitte zwischen den Spannungen Uv und Uo + AU. Der Ausschaltpunkt des Transistors 64, oben bei a = 330 , muss dabei näher gegen a = 3600 verschoben werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Mit Spannungsvergleich arbeitende Einrichtung mit zwei Gleichrichtern, über welche je eine der Quellen der miteinander zu vergleichenden Spannungen mit einem gemeinsamen Widerstand verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass in Serie zu dem einen Gleichrichter der Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung geschaltet ist, deren Ausgangssignal einen Schalttransistor steuert.
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Facility working with voltage comparison
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In series with the rectifier 21 there are also the resistors 24, which will be discussed later; in series with the rectifier 22 is the input circuit of a bistable consisting of the resistor 25
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is equipped with two transistors A and B, also includes resistors 26-30 and is fed from source 31.
It can easily be seen that a current can flow through one of the rectifiers 21 or 22 only when the associated voltage is higher than the voltage to be compared with it. So hear z. B. to flow a current in the rectifier 22 completely independently of the absolute level of the voltages as soon as the voltage on the capacitor 20 slightly exceeds that on the capacitor 17. But this also stops the current flow through the resistor 25 and the tilting arrangement goes into the other stable one
Condition over.
The output signal of the flip-flop arrangement, which occurs at the resistor 29, controls the switching transistor 9 via an amplifier with transistor C, which, as already mentioned, influences the current in the excitation winding 5. The inventive use of a bistable flip-flop arrangement ensures that the switching transistor is always clearly switched on or off, that is to say that it can never remain in an intermediate position that is harmful to it.
. The great electrical inertia of the generator, exciter and auxiliary exciter would not allow stable control without special measures. The feedback networks 32 are therefore provided in a manner known per se. which generate voltages that are proportional to the exciter voltage and current, as well as to the auxiliary exciter voltage and current. As shown symbolically in the drawing, these voltages are applied to the resistors 24, which are connected in series with the rectifier 21. The returned voltages add up to the actual voltage and the ratios are selected so that the entire system oscillates with a period that is short compared to the time constants of the machines. This results in a stable regulation of the generator voltage.
The device described here essentially has the following advantages: it comprises no moving parts, in particular no contacts, and therefore requires practically no maintenance; it can be made smaller and cheaper than a Tirrill regulator; the extraction and supply of the voltages to be compared with one another and their components, in particular the returned voltages, can take place in high-resistance circuits without a great loss of power.
As a second example, FIG. 2 shows the application of the device according to the invention in a so-called grid control rate for converters, i.e. H. in an arrangement for generating pulses that can be regulated in phase and are suitable for igniting grid-controlled converters.
The function of the grid tax rate shown is based on the known principle of so-called sine vertical control. For this purpose, a sinusoidal voltage Us is used, which runs in phase with the AC mains voltage feeding the converter. According to FIG. 3, a constant direct voltage Uk of such a magnitude that the sum Uo = Us + Uk is always positive is added to this sinusoidal voltage. The instantaneous value of Uo is compared with the variable DC control voltage Uv. An ignition pulse should always occur when the differential voltage Uo-Uv goes from negative values through zero, i.e. H. each at phase angle a. The particular advantage of the sine vertical control is that the DC voltage output by the converter is linearly related to the control voltage Uv.
Taking into account the requirements of converter operation, the pulse position must be shiftable in the interval 0 <a <1500. The value 1500 is used here as an example; often certain deviations upwards or downwards will be appropriate. It should also be ensured that no pulses can occur in the interval 1500 <a <3600. A further aim is to ensure that no pulses fail even with rapid fluctuations in the mains voltage, and that a possible short circuit between the control grid and cathode of the converter does not have any harmful consequences for the grid tax rate.
All these requirements are met by the control device according to the invention.
It makes sense to replace the controllable electrical discharge vessels used in such grid control rates with transistors. However, such a replacement would have certain disadvantages.
In order to establish the pulse positions as precisely as possible, "grinding cuts" between the voltages Uo and Uv that are to be compared with one another must be avoided; these tensions must therefore be as high as possible. On the other hand, the input-side load capacity of the transistors is limited, u. between both the reverse voltage and the forward current. It. so need voltage and current
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be limited in the input circuit of the transistor circuit; and in view of the high voltages and the low resistances, this is not possible without a considerable loss of power.
The device according to the invention avoids this disadvantage, u. Primarily due to the fact that the limitation is carried out by voltage-resistant rectifiers in high-resistance circuits, so that even when using higher
Tensions, the power losses remain very low.
According to FIG. 2, the device according to the invention compares the voltages Uo and Uv with one another. The voltage Uv can be a manually adjustable voltage or the
Act output voltage of an upstream regulator. The source for the voltage Uo comprises the parts 35 (source for direct voltage Uk) and 36 (transformer for
AC voltage Us), as well as the RC element 37, 38, to which we will come back later.
The source for the voltage Uv is connected to the resistor 34 via the rectifier 33.
The source for the voltage Uo is also connected to the resistor 34 via the rectifier 39; in series with the rectifier 39 is the input circuit consisting of the resistor 40 of a bistable multivibrator. This is also formed in the present second exemplary embodiment by the known Schmidt trigger, which is equipped with the transistors 41 and 42, also includes the resistors 43-47 and is fed from the source 48.
The output signal of the flip-flop arrangement, which occurs at the resistor 46, controls the switching transistor 49, u. between the differential element 50, 51, which supplies a short pulse to the switching transistor each time the bistable tilting arrangement is tipped over. It is easy to see that a positive pulse is emitted to the switching transistor whenever the voltage Uo exceeds the voltage Uv from below, that is to say in each case for phases a (FIG. 3). The negative pulses occurring between the positive pulses are of no further interest. The use of a flip-flop arrangement according to the invention ensures that the positive pulses controlling the switching transistor always have the same shape, regardless of how large the intersection angle between the curves for Uo and Uv is.
The ignition pulses to be fed to the converter are formed by a feedback circuit in which the switching transistor 49 itself is incorporated as an active switching element. With each arrival of a positive pulse from the differentiating element 50, 51, the switching transistor 49 connects the
Primary winding 52 of the feedback transformer with the current source 53. The secondary winding 54 immediately drives a feedback current through the switching transistor via the rectifier 55, which is loaded in the conduction direction, and the adjustable resistor 56; at the same time the ignition pulse is generated in the second secondary winding 57. The duration of this pulse is given by the voltage-time area that the feedback transformer can absorb.
When iron saturation occurs, the collector current of the switching transistor increases while the base current decreases. As soon as the latter is no longer sufficient to keep the transistor fully conductive, the magnetic flux in the transformer iron decreases and the current through the transistor is switched off.
The entire feedback circuit is reset only after the discharge in the converter 58 has been extinguished, since its grid current receives the iron core of the feedback transformer in a saturated state even after the transistor current has ceased. A direct current determined by the resistor 60 flows through the winding 59 and serves to demagnetize the iron core when it is reset. During the reset process, the voltage induced in the primary winding 52 is added to the voltage of the source 53 and stresses the switching transistor in the reverse direction. The rectifier 61 keeps this additional voltage constant at the value of the voltage originating from the source 62 for the duration of the reset process.
This is set so that the voltage-time area of the reset period is equal to the voltage-time area of the lead period determined by the required pulse duration.
The rectifier 55 mentioned briefly prevents the pulses arriving from the differentiating element 50, 51 from flowing uselessly via the secondary winding 54. The entire energy of these impulses is available for triggering the feedback circuit. The resistor 63 lying parallel to the rectifier 55 is used in conjunction with the resistor 51 to stabilize the switching transistor 49 in the blocking periods. The adjustable resistor 56, also briefly mentioned, is used to set the base current in the switching transistor; its use is advisable in view of the relatively large scatter in the properties of the transistors.
The required short-circuit security of the grid control rate is given by the fact that the feedback circuit is only triggered by the pulses originating from the differentiating element 50, 51. so that the endangered switching transistor is not stressed beyond the duration of these pulses even if there is a short circuit on the winding 57.
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In the event that only lower pulse energy is needed, the switching capacity of the transistor 42 can be used directly to control z. B. serve of Thyratrons.
The purpose of the already mentioned RC element 37, 38 and the switching elements connected to it will now be explained. This additional circuit part fulfills two functions: it prevents the occurrence of ignition pulses in the interval 15003600. and it enables the formation of ignition pulses even in the case of rapid mains voltage fluctuations. If, for example, it is assumed that the mains voltage suddenly decreases, then the voltage Us follows this change without delay, while the direct voltages Uk and Uv obtained by rectification and filtering change only relatively slowly. If in such a case the location of the ignition pulses is close
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take place and no ignition pulses can be generated.
If, however, the position of the ignition pulses is selected in the vicinity of a = 1500, an impermissible shift of the ignition pulses towards larger values of a will occur.
The transistor 64 is opened by the alternating voltage originating from the transformer 65 for one half cycle. The primary winding of this transformer is connected to two conductors of the feeding three-phase network in such a way that the transistor is conductive during the 15003300 intervals. The collector current of this transistor flows as an additional current through the input circuit of the bistable multivibrator, i. H. through the resistor 40, and thus has the effect that the transistor 41 of the Schmidt trigger is always switched on in the interval mentioned. regardless of which of the voltages Uo and Uv is the greater. If necessary, an ignition pulse can arise at the beginning of this interval, but never within the interval.
A voltage drop AU is now generated at the RC element 37, 38 by this additional current, the course of which is represented by the curve identified in the same way in FIG. 3. This voltage drop is added to the voltage Uo according to the bottom curve in FIG. 3; so in the end the voltage according to the curve Uo + AU is compared with the control voltage Uv. It is easy to see that the deficiencies mentioned earlier have now been eliminated. Assuming that the reduction in voltage Uo in the event of mains voltage fluctuations is not greater than the level AU of the additional voltage coming from the RC element, there is always an intersection between the curves Uo if the fluctuation changes as quickly as desired and if the ignition point a is set as desired + AU and Uv. So there are no ignition pulses.
On the other hand, the pulse position cannot be delayed beyond a = 1500 after the additional current actuates the bistable flip-flop arrangement at a = 1500 at the latest.
The limits of the interval can be made adjustable by simple additional means; for example by shifting the phase of the voltage of the transformer 65, or the sum of an alternating voltage and an adjustable direct voltage is fed to the transistor 64.
The curve of the voltage AU is generally not symmetrical at a = 1500 to that at a = 3300. The curve at a = 3300 is determined by the choice of the elements 37, 38 and must be identical in all phases of a usually multi-phase arrangement. A small time constant of the RC combination 37, 38 gives the advantage of a sharper pulse position in the area <x = 0 without the risk of grinding cuts between the voltages Uv and Uo + AU. The switch-off point of transistor 64, above at a = 330, must be shifted closer to a = 3600.
PATENT CLAIMS:
1. With voltage comparison device with two rectifiers, via which one of the sources of the voltages to be compared are connected to a common resistor, characterized in that the input circuit of a bistable multivibrator is connected in series with the one rectifier, the output signal of which is a switching transistor controls.