Chaîne de comptage binaire La présente invention a pour objet une chaine de comptage binaire. Elle est carac térisée en ce qu'elle comprend des éléments bistables ferro-résonnants, ayant chacun un seul circuit d'entrée de déclenchement connecté à une source d'impulsions de déclenchement et un circuit de sortie pouvant être à une tension alternative élevée ou faible, des éléments bi- stables adjacents ayant le circuit de sortie de l'un des deux connecté au circuit d'entrée de déclenchement de l'autre par l'intermédiaire d'une porte, les portes, sauf la première,
ayant trois circuits d'entrée connectés respectivement à la source d'impulsions de déclenchement, au circuit de sortie de l'élément précédent à la porte précédente et pouvant être soumis à deux tensions continues suivant la valeur de la ten sion alternative dans le circuit de sortie de l'élément précédent et la valeur de la tension continue de la porte précédente de façon que le passage des impulsions de déclenchement à travers une porte, pour déclencher lesdits élé ments à l'état opposé, soit déterminé par une combinaison prédéterminée des conditions de tensions alternative et continue dans le précé dent élément et la précédente porte respective ment.
Suivant un mode de réalisation, la présente invention comprend une source de tension al ternative connectée à une série d'étages de basculeurs ferro-résonnants. Chaque étage com prend deux voies conductrices de courant, dont l'une conduit un courant relativement élevé, tandis qu'au même moment l'autre conduit un courant relativement faible. L'état de courant des voies de chaque étage est capable d'être renversé par l'application d'une impulsion de déclenchement sur une seule entrée de l'étage. Les impulsions à compter sont amenées direc tement à l'entrée du premier étage et aux entrées de chacun des étages restant par des portes à diode.
En plus de la réponse à ces impulsions, chacune de ces portes obéit aussi à la sortie alternative de l'étage précédent et à la sortie de la porte couplée à l'entrée de l'étage précédent. Chaque porte est disposée de façon que ses entrées soient connectées au moyen de diodes à cristal à un point commun qui est relié à une source de tension continue positive au moyen d'une résistance shuntée par un condensateur. Ce condensateur sert à filtrer l'ondulation alternative à la sortie de la porte due à la tension alternative d'entrée. La sortie de la porte peut se trouver à une tension conti nue, soit relativement élevé, soit relativement faible.
La constante de temps d'un condensa teur de couplage, à la sortie de la porte et de la résistance, oblige l'augmentation de tension, jusqu'à sa valeur maximum, à être graduelle à la sortie de la porte. D'autre part, la constante de temps de cette capacité de sortie et de la faible résistance de la diode à cristal à laquelle on applique les impulsions de comptage oblige la chute de la tension, jusqu'à son niveau mini mum à la sortie de la porte, à être tout à fait brutale.
La tension continue élevée ou faible, prise sur chacune des portes est amenée à la porte suivante, tandis que la chute de la ten sion rendue sensible pour la capacité de cou plage engendre une impulsion aiguë que l'on applique à l'entrée de déclenchement de l'étage auquel est connectée la sortie de la porte.
Le dessin représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'objet de l'invention. La fig. 1 représente un schéma de principe de la chaîne de comptage binaire. La fig. 2 représente schématiquement un basculeur ferro-résonnant à une seule entrée. Les fig. 3 et 4 permettent d'expliquer la théorie du fonctionnement de chacune des voies ferro-résonnantes du basculeur représenté sur la fig. 2.
La fig. 5 représente schématiquement une porte à diode telle qu'on l'utilise dans le circuit de la fig. 1. La fig. 6 représente la forme de la tension en fonction du temps pour expliquer le fonc tionnement du circuit représenté sur la fig. 1. On se reportera maintenant à la fig. 1 qui représente un schéma de principe 'd'une forme d'exécution. Les trois étages 20, 21 et 22 d'un compteur binaire formés respectivement des basculeurs ou flip-flops <I>A0, A1</I> et<I>A2,</I> y sont représentés. Chaque étage est relié à l'étage suivant au moyen d'une porte à diode.
Ainsi la porte GI :relie l'étage 20 à l'étage 21, et la porte GZ relie l'étage 21 à l'étage 22. Un fil d'entrée commun 9 fournit des impulsions carrées négatives C pour déclencher les étages. La connexion d'entrée commune 9 est reliée directement à la connexion d'entrée de déclen chement 10 de l'étage 20 et aux connexions d'entrée de déclenchement 19 et 31 de l'étage 21 et de l'étage 22, au moyen des portes GI et G2, respectivement.
La porte à diode GI comprend deux connexions d'entrée 11 et 12 munies respecti vement des diodes à cristal<B>Dl</B> et D2 reliées à un point commun 13. .Le point 13 est relié à une source de tension continue positive B -I- par une résistance 15 shuntée par une capa cité 16. Les diodes<B>Dl</B> et<I>D.,</I> sont connectées de façon que le courant puisse aller de la source B-I- au potentiel plus faible des entrées des portes.
La sortie A,I du basculeur du pre mier étage AO est reliée à la première connexion d'entrée 11 et la connexion d'en trée commune 9 est reliée à la deuxième connexion d'entrée 12 de la porte Gl. Le point commun 13 de la porte GI est couplé au moyen de la capacité 18 à la connexion d'en trée de déclenchement 19 de l'étage 21 du basculeur<I>A1.</I> La porte G2 est reliée de même à la porte GI et au basculeur<I>A1</I> par trois connexions d'entrée 21, 22 et 23 munies res pectivement de diodes à cristal D.3, <B><I>Dl</I></B><I> et<B>D.,</B></I> qui sont reliées au point commun 24.
Ce point commun 24 est relié à la source de tension continue positive B-I- par une résistance 26 shuntée par une capacité 27. La sortie A1 du basculeur<I>A1</I> est reliée à la première connexion d'entrée 21 de la porte G2 ; la sortie GI de la porte Gl est reliée à la deuxième connexion d'entrée 22 de 1a porte G2 et la connexion d'entrée commune 9 est reliée à la troisième connexion d'entrée 23 de la porte G2. Le point commun 24 de la porte G2 est couplé au moyen d'une capacité 30 à la connexion d'en trée de déclenchement 31 du basculeur A2.
Si l'on doit utiliser des étages supplémentaires, on les connectera aux précédents circuits à l'aide d'une porte à trois entrées semblable à la porte G2.
On va décrire le basculeur ferro-résonnant à une seule entrée tel qu'on l'utilise dans chaque étage du compteur.
Comme le représente la fig. 2, le basculeur est formé de la voie<I>Pa</I> et de la voie<I>Pb.</I> La voie<I>Pa</I> comprend une inductance<I>LI</I> en série avec une capacité<I>CI</I> et la voie-Pb comprend une inductance L.. en série avec une capa cité C2. Les éléments correspondants de cha cune de ces voies ont les mêmes valeurs. Les extrémités d'inductance des voies<I>Pa</I> et<I>Pb</I> sont reliées au point commun 33 qui est connecté par l'intermédiaire d'une capacité C,3 à une source alternative à faible impédance. Une bobine d'arrêt haute fréquence 35 fournit un retour à la masse pour le courant continu du point commun 33.
Les inductances<I>LI</I> et L. sont formées des enroulements 36 et 37 autour des noyaux 38 et 39, respectivement. Ces noyaux sont formés de préférence en enroulant en tube une mince feuille d'un matériau ferro magnétique, ce tube ayant un rapport longueur à diamètre de l'ordre de 10 à 1.
L'enroulement de déclenchement d'entrée 40 est enroulé autour d'un noyau 38 de l'in ductance<I>LI,</I> et un enroulement de déclen chement d'entrée semblable 41 est enroulé autour du noyau 39 de l'inductance L_ Ces enroulements de déclenchement sont reliés en série à la connexion d'entrée de déclenche ment 42. Ainsi un signal appliqué à la con nexion d'entrée 42 met en même temps sous tension les deux enroulements de déclenche ment. Une connexion de sortie 43 est reliée au point commun de la capacité C., et de l'in ductance L., de la voie<I>Pb,</I> et de même une connexion de sortie 44 est reliée à la voie<I>Pa.</I>
La connexion de sortie 43, par exemple, reliée à la voie<I>Pb</I> comprend une diode 45b et une charge inductive sous forme de l'en roulement de commande 47b d'un amplifica teur magnétique 49b. L'amplificateur magné tique 49b sert de circuit séparateur entre le basculeur et la charge sur la connexion de sortie 48. Un dispositif de sortie semblable comprenant une diode 45a et un enroulement de commande 47a d'un amplificateur magné tique 49a et relié à la connexion de sortie 44 de la voie<I>Pa.</I> Cette disposition fournit une charge mieux équilibrée sur chaque voie du basculeur, augmentant ainsi la sensiblité et la sécurité du déclenchement du basculeur.
Chacune des voies LC, <I>Pa</I> et<I>Pb,</I> des bas- culeurs, est à fonctionnement bistable. On peut expliquer la bistabilité de la voie<I>Pa,</I> par exem ple, telle qu'elle est connectée entre le point commun 33 et la masse, en se reportant aux fig. 3 et 4. Le noyau de fer 38 de l'inductance LI entraîne la variation de la réactance XL de l'inductance<I>LI</I> en fonction du courant qui la traverse.
D'autre part, la réactance Xc de la capacité<I>CI</I> est fixe et sa valeur est choisie en fonction de celle de l'inductance<I>LI</I> de façon que le passage d'une petite quantité de courant à travers la voie<I>Pa</I> rende inductrice la réac tance du réseau, comme le montre la fig. 3.
Lorsqu'une plus grande quantité de courant traverse l'inductance à noyau de fer LI, la réactance inductive du courant diminue jusqu'à ce qu'on attaque le point marqué 1R. Une augmentation supplémentaire du courant en traîne une saturation par courant alternatif du noyau de fer qui se traduit par une nouvelle réduction de la réactance inductive effective de l'inductance LI. On peut montrer que cette variation de la réactance du réseau en fonction du courant a un effet de réaction positive pour une tension de fonctionnement prédéterminée appliquée aux bornes de la voie,
LC de sorte qu'on peut faire sauter le courant entre un point de fonctionnement stable caractérisé par une réactance inductive du réseau, et un point de fonctionnement stable caractérisé par une réactance du réseau légèrement capacitive.
On expliquera mieux l'action de bascule de ce circuit pour une tension de fonctionnement convenablement appliquée en se reportant à la caractéristique courant-tension représentée à la fi-. 4. Lorsqu'on augmente la tension alter native, la tension ELC aux bornes de la voie LC commence par augmenter, atteint un maximum, puis décroît jusqu'à un minimum pour une valeur<I>IR</I> du courant. Une nouvelle augmen tation du courant au-delà de<I>IR</I> oblige la tension ELc à augmenter encore. Il importe de remarquer que la pente 54 représente une région à réactance négative dans laquelle le fonctionnement du circuit est instable.
Mais si l'on choisit convenablement la tension de fonc tionnement et si la résistance interne du circuit est relativement faible, on peut faire fonction ner la voie LC de façon qu'elle présente deux valeurs stables de 14c, comme le montre le schéma de la fig. 4. Le point de fonctionne ment M sur le graphique est caractérisé par un courant faible et une réactance inductive élevée et le point de fonctionnement N est caractérisé par un courant élevé et une réac tance légèrement capacitive.
En se reportant de nouveau au basculeur représenté à la fig. 2, on choisit la réactance de l'impédance commune C.? de façon qu'une et une seule des voies<I>Pa</I> et<I>Pb</I> puisse se trou ver, à un moment donné, dans la condition de résonance ou de conduction élevée. Si les deux voies essayaient d'entrer en résonance, la tension au point commun 33 tomberait si bas par suite de la chute de tension dans la capa cité C3 que ni la voie<I>Pa</I> ni la voie<I>Pb</I> n'aurait une tension suffisante à ses bornes pour main tenir la résonance.
D'autre part, si les voies <I>Pa</I> et<I>Pb</I> essayaient toutes deux d'entrer en résonance, la tension au point commun 33 atteindrait une telle valeur que l'une ou l'autre des voies serait obligée de s'ouvrir et d'entrer en résonance. L'état de conduction du bascu- leur est rendu sensible au moyen de l'ampli tude relative d'une tension alternative appa raissant sur la connexion de sortie 48. Ainsi, lorsque la voie<I>Pb</I> conduit un courant élevé, la connexion de sortie 48 est portée à une tension alternative relativement élevée. Cette condition correspond à un état zéro<B> </B> du basculeur. D'autre part, quand la voie<I>Pb</I> conduit un courant faible, la connexion de sortie 48 se trouve à un potentiel alternatif relativement faible.
Cette condition correspond à un état un du basculeur. Une lampe indi catrice 50 reliée à la voie<I>Pa</I> de chaque étage s'allume chaque fois que le basculeur est dans un état un .
On peut remettre manuellement le bascu- leur à l'état zéro en utilisant un bouton-pous- soir de remise à zéro 51 qui normalement relie la diode 45a à l'enroulement de commande 47a de l'amplificateur magnétique intermédiaire 49a. Cependant, lorsqu'on enfonce le bouton- poussoir 51, la voie<I>Pa</I> est mise en court- circuit à la masse, obligeant ainsi la voie<I>Pb</I> à entrer en résonance si elle n'est pas déjà dans cet état et le basculeur atteint ainsi son état zéro .
En se reportant au tableau suivant, on peut voir comment les étages du compteur binaire de la fig. 1, se modifieront à la réception des impulsions d'entrée successives C sur la con nexion d'entrée 9, de sorte que l'état d'ensemble des étages représente uniquement les comptes successifs<B>du</B> compteur. Comme on l'a précé demment indiqué, on peut observer le compte du compteur au moyen des lampes indicatrices 50 connectées sur chacun des basculeurs.
EMI0004.0018
Étages <SEP> binaires
<tb> Impulsions
<tb> d'entrée <SEP> i
<tb> 20 <SEP> 2i <SEP> 2z
<tb> i
<tb> <U>i</U>
<tb> C <SEP> AO <SEP> A1 <SEP> A2
<tb> 0 <SEP> .......... <SEP> 0 <SEP> i <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 1èrP <SEP> ...... <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 2f- <SEP> ........ <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 3èmP <SEP> - <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> 1. <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 4'- <SEP> ........ <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 1
<tb> ï
<tb> <B>Sème</B> <SEP> ........ <SEP> <B>1 <SEP> 0 <SEP> 1</B>
<tb> i
<tb> 6Ëme <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> . <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 1
<tb> I
<tb> 7ème <SEP> ........
<SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 1 Il importe de remarquer que l'état du bas- culeur <I>A0,</I> correspondant à l'étage 20, change à chacune des impulsions d'entrée succes sives C ; tandis que le basculeur A1, cor respondant à l'étage 21, passe de l'état dans lequel il se trouve à l'état opposé en réponse à une impulsion d'entrée C, chaque fois que l'étage 20 se trouve dans un état un . De même, l'étage 2' passe de l'état dans lequel il se trouve à l'état opposé en réponse à une impulsion d'entrée C, chaque fois que les deux étages 21 et 22 se trouvent dans un état un . Ainsi il est clair que la porte d'entrée GI est commandée par l'état du basculeur<I>A0,
</I> et que la porte d'entrée G2 est commandée par l'état des basculeurs AO et<I>A1.</I>
On se reportera à la fi-. 5 fournissant un diagramme schématique de la porte G2 telle qu'on l'utilise dans le compteur binaire de la fig. 1. La source de tension continue positive B + peut être de 100 volts, par exemple. Cette source est reliée par l'intermédiaire d'une ré sistance 26 qui peut avoir une valeur de 100 000 ohms, et de la capacité shunt 27 d'une valeur de 50 picofarads, par exemple, aux anodes des diodes à cristal de germanium D3, <I>D4</I> et D5 reliées en parallèles.
La diode<I>D3</I> a sa cathode reliée à la sortie A1 du basculeur <I>A1</I> qui transmet un signal alternatif dont l'am plitude est, soit 20 volts, soit sensiblement nulle tandis que la diode D4 a sa cathode reliée à la sortie GI de la porte GI qui est à un potentiel continu, soit de 0 volt, soit de - 20 volts ; finalement, la diode D5 a sa ca thode reliée à la connexion d'entrée com mune 9 fournissant les impulsions négatives C d'amplitude - 20 volts.
La capacité de cou plage 30 de 1000 picofarads, par exemple, aide à commander les temps de montée et de descente du niveau de la .tension au point commun 24 entre 0 et - 20 volts. La diode D3 redresse effectivement l'on dulation de tension alternative entre 0 et -i-- 20 volts et on choisit la capacité shunt 27 ' de façon à effacer complètement les ondula tions de la déviation de tension alternative (entre 0 et - 20 volts) au point commun 24.
Ainsi chaque fois qu'une tension alternative de 20 volts apparaît à l'entrée d'une diode se dirigeant vers une porte, on peut considérer que son effet à la sortie de la porte est le même que celui de l'application d'une tension continue de - 20 volts à l'entrée d'une diode. Afin d'engendrer une tension de sortie pré sentant la pente désirée sur la connexion de sortie de porte G2, les connexions d'entrée 21 et 22 de la porte G2 doivent être toutes deux maintenues très voisines de 0 volt lorsqu'on applique une impulsion d'entrée négative C sur la connexion d'entrée 23.
La variation, du niveau de la tension continue au point 24 est amenée à la sortie de la porte G2 vers l'entrée de la porte de l'étage suivant, tandis que le front raide de la tension devenant négative est dérivé par la capacité 30 fournissant ainsi une impulsion brève 55 à la connexion d'entrée de déclenchement 31 de l'étage 22.
On va considérer maintenant comment la capacité 30 ne permet d'atteindre l'étage 22 qu'aux chutes brutales de potentiel, c'est-à-dire à la chute de 0 à - 20 volts fournie par le front de l'impulsion d'entrée négative C. La quantité RC, appelée constante de temps du circuit, est une caractéristique de la vitesse de réponse de la tension du point 24 à une varia tion de la tension appliquée. Lorsque les condi tions aux entrées de la porte entraînent une augmentation du niveau de la tension au point commun 24, la capacité 30 se charge à un rythme dépendant de la valeur importante de la résistance 26, multipliée par la valeur de la capacité 30.
De même, lorsque les états des entrées de la porte entraînent une chute du niveau de la tension au point commun 24, la capacité 30 se décharge à un rythme dépendant de la faible résistance directe de la diode D5, multipliée par la valeur de la capacité 30. On voit ainsi que la constante de temps RC a une valeur relativement plus faible lorsque le niveau de la tension au point commun 24 décroît, ce qui cause la raideur de cette chute du niveau de la tension.
On a ainsi décrit et présenté une porte d'entrée à plusieurs diodes qui discernera une tension alternative de niveau relativement élevé d'une tension alternative de niveau relativement faible et, par suite, ne laissera passer les impul sions rythmées négatives que lorsque la tension alternative appliquée à une seule entrée est relativement faible, c'est-à-dire très voisine de 0 volt, et qu'au même moment les entrées de porte restantes sont à une tension continue nulle.
On décrira maintenant le fonctionnement du circuit de comptage en se reportant à la fig. 6 représentant en fonction du temps la forme des tensions en différents points des circuits de la fig. 1. La forme des impulsions rythmées C est représentée avec les notations t1, t2 <I>... te</I> au front de chacune des impulsions d'entrée négatives successives C, indiquant ainsi l'instant de leur arrivée. On a représenté les formes des autres tensions apparaissant dans ces circuits par rapport aux instants dé finis par les impulsions de rythme.
Supposons un contenu initial 000 respec tivement dans les basculeurs<I>A0, A1</I> et<I>A2</I> du compteur. Il y a ainsi une tension alternative relativement élevée d'amplitude -I- 20 volts présente initialement sur les connexions de sortie respectives Ao, A1 et A,, des basculeurs <I>A0, A1</I> et<I>A2.</I> A l'instant t1, la première impulsion d'en trée C est appliquée sur la connexion d'entrée commune 9.
L'effet de cette impulsion est de déclencher le basculeur AO à l'état un , mais cette impulsion C n'atteint pas les entrées de déclenchement d'aucun des autres étages parce que les portes G1 et G2 sont effective ment fermées. Ainsi, comme résultat de cette action, la tension alternative à la sortie Ao est transformée en une tension alternative très voisine de 0 volt ; et la tension continue sur la connexion de sortie G, de la porte GI (fig. 1) croît graduellement de - 20 volts à 0 volt à une vitesse inversement proportionnelle à la constante de temps RC de la résistance de charge 15 et de la capacité de couplage 18.
Les tensions des sorties A1 et A2 des basculeurs <I>A1</I> et<I>A2,</I> respectivement, restent sans modi fication. Ces conditions sont représentées à la fig. 6 par les formes des tensions entre t1 et tp A l'instant<I>t2,</I> la deuxième impulsion d'en trée C déclenche le basculeur AO à l'état zéro . En plus, comme la porte GI est main tenant ouverte, la chute brutale de tension au point commun 13 de la porte Gl, due au front de la deuxième impulsion d'entrée C,
est dé rivée par la capacité de couplage 18 et produit une impulsion qui déclenche le basculeur<I>AI</I> à l'état un . La chute de tension au point commun 13 est aussi amenée à la sortie de la porte GI jusqu'à l'entrée de la porte G2, fournissant ainsi une condition pour fermer la porte G2 pour l'impulsion d'entrée sui vante C.
L'état du basculeur A2, n'a pas changé jusqu'ici, comme on l'a représenté par la forme de la tension A2. Ces états du compteur sont représentés en fig. 6 par les formes des tensions entre t, et t,3. A l'application de la troisième impulsion d'entrée C, à l'instant t3, le basculeur<I>AD</I> est déclenché à l'état un<B> </B> ayant une tension relativement faible sur sa sortie Ao <I>;
</I> tandis que la tension au point commun 13 et, par conséquent, la sortie de porte Gr, revient graduellement au niveau de tension nulle à une vitesse inversement proportionnelle à la constante de temps RC égale au produit de la résistance 15 multipliée par la valeur de la capacité de couplage 18. Ainsi la porte GI sera maintenant ouverte pour la prochaine impulsion d'entrée C. Comme la tension à la sortie est encore très voisine de 0, la sortie de porte G,> montera aussi jusqu'à 0 volt. Ainsi la porte G2 sera maintenant également ouverte à la prochaine impulsion d'entrée C.
Ces conditions sont représentées en fig. 6 par les formes des tensions entre t3 et t4.
A l'instant t4, étant donné que les portes GI <I>et G2</I> sont maintenant toutes deux ouvertes, la quatrième impulsion d'entrée C déclenche les trois basculeurs jusqu'à leur état opposé comme le montrent, sur la fig. 6, les change ments des formes des tensions Ao, A1 et A., entre<I>t4</I> et t,;
. Le compteur est ainsi déclenché \jusqu'à un état 001. Il résulte de cette action que les portes Gl et G2 sont fermées à l'im pulsion d'entrée suivante C et, par conséquent, le compteur est déclenché jusqu'à un état<B>101</B> à la cinquième impulsion d'entrée C.
Binary counting chain The present invention relates to a binary counting chain. It is characterized in that it comprises ferro-resonant bistable elements, each having a single trigger input circuit connected to a source of trigger pulses and an output circuit which may be at high or low AC voltage. , adjacent bi-stable elements having the output circuit of one of the two connected to the trigger input circuit of the other through a gate, the gates except the first,
having three input circuits connected respectively to the source of trigger pulses, to the output circuit of the preceding element to the preceding gate and which can be subjected to two direct voltages depending on the value of the alternating voltage in the circuit of output of the previous element and the value of the DC voltage of the previous gate so that the passage of the trigger pulses through a gate, to trigger said elements in the opposite state, is determined by a predetermined combination of conditions AC and DC voltages in the previous element and the previous gate respectively.
According to one embodiment, the present invention comprises an alternating voltage source connected to a series of stages of ferro-resonant rockers. Each stage com takes two current-carrying paths, one of which conducts a relatively high current, while at the same time the other conducts a relatively low current. The current state of the channels of each stage is capable of being reversed by applying a trigger pulse to a single input of the stage. The pulses to be counted are fed directly to the input of the first stage and to the inputs of each of the remaining stages by diode gates.
In addition to the response to these pulses, each of these gates also obeys the AC output of the previous stage and the output of the gate coupled to the input of the previous stage. Each gate is arranged so that its inputs are connected by means of crystal diodes to a common point which is connected to a positive DC voltage source by means of a resistor shunted by a capacitor. This capacitor is used to filter the AC ripple at the output of the gate due to the AC input voltage. The output of the gate can be at a DC voltage, either relatively high or relatively low.
The time constant of a coupling capacitor, at the output of the gate and of the resistor, forces the increase in voltage, up to its maximum value, to be gradual at the output of the gate. On the other hand, the time constant of this output capacitance and of the low resistance of the crystal diode to which the counting pulses are applied forces the voltage to drop to its minimum level at the output of the door, to be quite brutal.
The high or low DC voltage taken on each of the gates is fed to the next gate, while the drop in voltage made sensitive for the capacitance of that range generates a sharp pulse which is applied to the trigger input. of the floor to which the door output is connected.
The drawing represents, by way of example, an embodiment of the object of the invention. Fig. 1 shows a block diagram of the binary count chain. Fig. 2 schematically shows a ferro-resonant rocker with a single input. Figs. 3 and 4 make it possible to explain the theory of operation of each of the ferro-resonant paths of the rocker shown in FIG. 2.
Fig. 5 schematically shows a diode gate as used in the circuit of FIG. 1. FIG. 6 shows the shape of the voltage as a function of time to explain the operation of the circuit shown in FIG. 1. We will now refer to FIG. 1 which represents a block diagram of an embodiment. The three stages 20, 21 and 22 of a binary counter formed respectively of rockers or flip-flops <I> A0, A1 </I> and <I> A2, </I> are represented therein. Each stage is connected to the next stage by means of a diode gate.
Thus the door GI: connects the stage 20 to the stage 21, and the door GZ connects the stage 21 to the stage 22. A common input wire 9 supplies negative square pulses C to trigger the stages. The common input connection 9 is connected directly to the trigger input connection 10 of stage 20 and to the trigger input connections 19 and 31 of stage 21 and stage 22, by means of gates GI and G2, respectively.
The GI diode gate comprises two input connections 11 and 12 respectively provided with crystal diodes <B> Dl </B> and D2 connected to a common point 13. Point 13 is connected to a DC voltage source positive B -I- by a resistor 15 shunted by a capacitor 16. The diodes <B> Dl </B> and <I> D., </I> are connected so that the current can flow from the source BI - the lower potential of the door entrances.
The output A, I of the first stage rocker AO is connected to the first input connection 11 and the common input connection 9 is connected to the second input connection 12 of the gate Gl. The common point 13 of the GI gate is coupled by means of the capacitor 18 to the trigger input connection 19 of the stage 21 of the rocker <I> A1. </I> The G2 gate is likewise connected to door GI and to the rocker <I> A1 </I> by three input connections 21, 22 and 23 respectively provided with crystal diodes D.3, <B> <I> Dl </I> </ B > <I> and <B> D., </B> </I> which are connected to the common point 24.
This common point 24 is connected to the positive direct voltage source BI- by a resistor 26 shunted by a capacitor 27. The output A1 of the rocker <I> A1 </I> is connected to the first input connection 21 of the gate G2; the output GI of the gate G1 is connected to the second input connection 22 of the gate G2 and the common input connection 9 is connected to the third input connection 23 of the gate G2. The common point 24 of the gate G2 is coupled by means of a capacitor 30 to the trigger input connection 31 of the rocker A2.
If additional stages are to be used, they will be connected to the previous circuits using a three input gate similar to gate G2.
We will describe the ferro-resonant rocker with a single input as it is used in each stage of the meter.
As shown in fig. 2, the rocker is formed by the channel <I> Pa </I> and the channel <I> Pb. </I> The channel <I> Pa </I> includes an inductor <I> LI </ I > in series with a <I> CI </I> capacitance and the channel-Pb includes an inductor L .. in series with a C2 capacity. The corresponding elements of each of these channels have the same values. The inductance ends of the <I> Pa </I> and <I> Pb </I> channels are connected to the common point 33 which is connected via a capacitor C, 3 to a low AC source impedance. A high frequency choke coil 35 provides a ground return for the direct current of common point 33.
Inductors <I> LI </I> and L. are formed from windings 36 and 37 around cores 38 and 39, respectively. These cores are preferably formed by winding into a tube a thin sheet of ferromagnetic material, this tube having a length to diameter ratio of the order of 10 to 1.
Input trigger winding 40 is wrapped around a core 38 of inductance <I> LI, </I> and a similar input trigger winding 41 is wrapped around core 39 of the induction coil. These trigger windings are connected in series to the trigger input connection 42. Thus a signal applied to the input connection 42 energizes both trigger windings at the same time. An output connection 43 is connected to the common point of the capacitor C., and of the inductance L., of the channel <I> Pb, </I> and likewise an output connection 44 is connected to the channel <I> Pa. </I>
The output connection 43, for example, connected to the <I> Pb </I> channel comprises a diode 45b and an inductive load in the form of the control rolling 47b of a magnetic amplifier 49b. The magnetic amplifier 49b serves as a separator circuit between the rocker and the load on the output connection 48. A similar output device comprising a diode 45a and a control winding 47a of a magnetic amplifier 49a and connected to the connection output 44 of the <I> Pa. </I> channel This arrangement provides a better balanced load on each channel of the rocker, thus increasing the sensitivity and the safety of the release of the rocker.
Each of the LC, <I> Pa </I> and <I> Pb, </I> channels of the rockers is bistable. The bistability of the <I> Pa, </I> channel for example, as it is connected between the common point 33 and the mass, can be explained by referring to figs. 3 and 4. The iron core 38 of the inductor LI causes the variation of the XL reactance of the inductor <I> LI </I> as a function of the current flowing through it.
On the other hand, the reactance Xc of the capacitor <I> CI </I> is fixed and its value is chosen according to that of the inductor <I> LI </I> so that the passage of a a small amount of current through the <I> Pa </I> path induces the network reactance, as shown in fig. 3.
As more current flows through the iron core inductor LI, the inductive reactance of the current decreases until the point marked 1R is driven. A further increase in current results in an alternating current saturation of the iron core which results in a further reduction of the effective inductive reactance of the inductor LI. It can be shown that this variation of the reactance of the network as a function of the current has a positive reaction effect for a predetermined operating voltage applied to the terminals of the track,
LC so that the current can be blown between a stable operating point characterized by an inductive network reactance, and a stable operating point characterized by a slightly capacitive network reactance.
The toggle action of this circuit for a properly applied operating voltage will be better explained by referring to the current-voltage characteristic shown in fig. 4. When the alter native voltage is increased, the ELC voltage at the terminals of the LC channel begins by increasing, reaching a maximum, then decreasing to a minimum for an <I> IR </I> value of the current. A further increase in current beyond <I> IR </I> forces the voltage ELc to increase further. It is important to note that slope 54 represents a region of negative reactance in which circuit operation is unstable.
But if the operating voltage is properly chosen and the internal resistance of the circuit is relatively low, the LC channel can be made to function so that it has two stable values of 14c, as shown in the diagram of the circuit. fig. 4. The operating point M in the graph is characterized by low current and high inductive reactance and the operating point N is characterized by high current and slightly capacitive reactance.
Referring again to the rocker shown in FIG. 2, we choose the reactance of the common impedance C.? so that one and only one of the <I> Pa </I> and <I> Pb </I> pathways can be, at any given time, in the condition of high resonance or conduction. If the two channels tried to resonate, the voltage at common point 33 would drop so low as a result of the voltage drop in capacitor C3 that neither channel <I> Pa </I> nor channel <I> Pb </I> would not have sufficient voltage at its terminals to maintain resonance.
On the other hand, if the <I> Pa </I> and <I> Pb </I> channels both tried to resonate, the voltage at common point 33 would reach such a value that either one or other path would be forced to open and resonate. The conduction state of the flip-flop is made sensitive by means of the relative amplitude of an alternating voltage appearing on the output connection 48. Thus, when the <I> Pb </I> channel carries a current high, the output connection 48 is brought to a relatively high AC voltage. This condition corresponds to a zero <B> </B> state of the switch. On the other hand, when the <I> Pb </I> channel conducts a low current, the output connection 48 is at a relatively low AC potential.
This condition corresponds to state one of the rocker. An indicator lamp 50 connected to the <I> Pa </I> track of each stage lights up whenever the rocker is in a state of one.
The flip-flop can be manually reset to zero by using a reset pushbutton 51 which normally connects diode 45a to control winding 47a of intermediate magnetic amplifier 49a. However, when push-button 51 is depressed, the <I> Pa </I> channel is shorted to ground, thus forcing the <I> Pb </I> channel to resonate if it is not already in this state and the rocker thus reaches its zero state.
Referring to the following table, we can see how the stages of the binary counter of fig. 1, will change upon receipt of successive input pulses C on input connection 9, so that the overall state of the stages represents only the successive counts <B> of the </B> counter. As previously indicated, the count of the counter can be observed by means of indicator lamps 50 connected to each of the rockers.
EMI0004.0018
Binary <SEP> stages
<tb> Pulses
<tb> input <SEP> i
<tb> 20 <SEP> 2i <SEP> 2z
<tb> i
<tb> <U> i </U>
<tb> C <SEP> AO <SEP> A1 <SEP> A2
<tb> 0 <SEP> .......... <SEP> 0 <SEP> i <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 1èrP <SEP> ...... <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 2f- <SEP> ........ <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 3èmP <SEP> - <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP> 1. <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 4'- <SEP> ........ <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 1
<tb> ï
<tb> <B> Sem </B> <SEP> ........ <SEP> <B> 1 <SEP> 0 <SEP> 1 </B>
<tb> i
<tb> 6th <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP>. <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 1
<tb> I
<tb> 7th <SEP> ........
<SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 1 It is important to notice that the state of the rocker <I> A0, </I> corresponding to stage 20, changes with each of the successive input pulses VS ; while the rocker A1, corresponding to the stage 21, passes from the state in which it is to the opposite state in response to an input pulse C, each time that the stage 20 is in a state one. Likewise, stage 2 'changes from the state in which it is found to the opposite state in response to an input pulse C, each time the two stages 21 and 22 are in a state of one. Thus it is clear that the entrance door GI is controlled by the state of the rocker <I> A0,
</I> and that the entrance door G2 is controlled by the state of the rockers AO and <I> A1. </I>
We will refer to fi-. 5 providing a schematic diagram of the gate G2 as used in the binary counter of FIG. 1. The positive DC voltage source B + can be 100 volts, for example. This source is connected via a resistor 26 which can have a value of 100,000 ohms, and the shunt capacitor 27 with a value of 50 picofarads, for example, to the anodes of germanium crystal diodes D3. , <I> D4 </I> and D5 connected in parallel.
The diode <I> D3 </I> has its cathode connected to the output A1 of the rocker <I> A1 </I> which transmits an alternating signal the amplitude of which is either 20 volts or substantially zero while the diode D4 has its cathode connected to the GI output of the GI gate which is at a continuous potential, either 0 volts or -20 volts; finally, the diode D5 has its ca thode connected to the common input connection 9 providing the negative pulses C of amplitude - 20 volts.
The neck capacitance range 30 of 1000 picofarads, for example, helps control the rise and fall times from the voltage level to common point 24 between 0 and -20 volts. Diode D3 effectively rectifies the AC voltage dulation between 0 and -i-- 20 volts and the shunt capacitance 27 'is chosen so as to completely erase the ripples of the AC voltage deviation (between 0 and -20 volts ) to common point 24.
So whenever an alternating voltage of 20 volts appears at the input of a diode heading towards a gate, it can be considered that its effect at the output of the gate is the same as that of the application of a DC voltage of - 20 volts at the input of a diode. In order to generate an output voltage with the desired slope on the G2 gate output connection, the input connections 21 and 22 of the G2 gate must both be kept very close to 0 volts when a pulse is applied. negative input C on input connection 23.
The variation in the level of the DC voltage at point 24 is brought at the output of the gate G2 to the input of the gate of the next stage, while the steep edge of the voltage becoming negative is derived by the capacitor 30 thus providing a short pulse 55 to the trigger input connection 31 of stage 22.
We will now consider how the capacitor 30 only makes it possible to reach stage 22 with sudden drops in potential, that is to say at the drop from 0 to -20 volts provided by the front of the pulse d The negative input C. The RC quantity, called the circuit time constant, is a characteristic of the speed of response of the voltage at point 24 to a change in the applied voltage. When the conditions at the inputs of the gate cause an increase in the level of the voltage at the common point 24, the capacitor 30 charges at a rate depending on the large value of the resistor 26, multiplied by the value of the capacitor 30.
Likewise, when the states of the inputs of the gate cause a drop in the level of the voltage at the common point 24, the capacitor 30 discharges at a rate depending on the low forward resistance of the diode D5, multiplied by the value of the capacitor 30. It is thus seen that the time constant RC has a relatively lower value as the level of the voltage at the common point 24 decreases, which causes the stiffness of this drop in the level of the voltage.
We have thus described and presented a multi-diode entry gate which will distinguish a relatively high level AC voltage from a relatively low level AC voltage and, therefore, will only allow negative rhythmic pulses to pass when the AC voltage applied to a single input is relatively weak, i.e. very close to 0 volts, and that at the same time the remaining gate inputs are at zero DC voltage.
The operation of the counting circuit will now be described with reference to FIG. 6 showing the shape of the voltages as a function of time at different points of the circuits of FIG. 1. The shape of the rhythmic pulses C is represented with the notations t1, t2 <I> ... te </I> at the front of each of the successive negative input pulses C, thus indicating the instant of their arrival. The shapes of the other voltages appearing in these circuits have been represented with respect to the instants defined by the rhythm pulses.
Assume an initial content of 000 respectively in the <I> A0, A1 </I> and <I> A2 </I> toggle switches of the counter. There is thus a relatively high AC voltage of amplitude -I- 20 volts initially present on the respective output connections Ao, A1 and A ,, of the rockers <I> A0, A1 </I> and <I> A2. </I> At time t1, the first input pulse C is applied to the common input connection 9.
The effect of this pulse is to trigger the rocker AO at state one, but this pulse C does not reach the trigger inputs of any of the other stages because the gates G1 and G2 are effectively closed. Thus, as a result of this action, the alternating voltage at the output Ao is transformed into an alternating voltage very close to 0 volts; and the direct voltage on the output connection G, of the gate GI (fig. 1) gradually increases from -20 volts to 0 volts at a rate inversely proportional to the time constant RC of the load resistor 15 and of the capacitance coupling 18.
The voltages of outputs A1 and A2 of the rockers <I> A1 </I> and <I> A2, </I> respectively, remain unchanged. These conditions are shown in fig. 6 by the forms of the voltages between t1 and tp At the instant <I> t2, </I> the second input pulse C triggers the rocker AO to state zero. In addition, as the gate GI is held open, the sudden drop in voltage at the common point 13 of the gate Gl, due to the front of the second input pulse C,
is derived by the coupling capacitor 18 and produces a pulse which triggers the <I> AI </I> rocker in state one. The voltage drop at common point 13 is also taken from the output of gate GI to the input of gate G2, thus providing a condition to close gate G2 for the next input pulse C.
The state of the rocker A2 has not changed so far, as represented by the shape of the voltage A2. These counter states are shown in fig. 6 by the forms of the tensions between t, and t, 3. On application of the third input pulse C, at time t3, the <I> AD </I> rocker is triggered in state one <B> </B> having a relatively low voltage on its output Ao <I>;
</I> while the voltage at common point 13, and hence the gate output Gr, gradually returns to the zero voltage level at a rate inversely proportional to the time constant RC equal to the product of resistor 15 multiplied by the value of the coupling capacitance 18. Thus the gate GI will now be open for the next input pulse C. As the voltage at the output is still very close to 0, the output of gate G,> will also rise to 0 volts. So the G2 gate will now also be open at the next C input pulse.
These conditions are shown in fig. 6 by the forms of the voltages between t3 and t4.
At time t4, given that the gates GI <I> and G2 </I> are now both open, the fourth input pulse C triggers the three rockers to their opposite state as shown, on the fig. 6, the changes in the forms of the voltages Ao, A1 and A., between <I> t4 </I> and t ,;
. The counter is thus triggered \ until a state 001. It follows from this action that the gates G1 and G2 are closed at the next input pulse C and, consequently, the counter is triggered until a state <B> 101 </B> at the fifth input pulse C.