Einrichtung zur Untersuchung von Impedanzunregehnassigkeiten auf einer elektrischen Übertragungsleitung.
Die vorliegende Erfindun ; ; betrifft eine Einrichtung zur Untersuchung von Impedanz- unregelmässigkeiten auf elektrischen liber- tragungsleitungen und insbesondere zur Ortsbestimmung und Messung der Grosse solcher Unregelmässigkeiten.
Es ist an sich bekannt, dal3, wenn eine Änderung von einem oder mehreren der Parameter einer Übertragungsleitung an irgendeiner Stelle auftritt, eine Impedanzänderung erzeugt wird, so dass die über die Leitung laufenden Wellen teilweise reflektiert werden.
Diese Tatsache ergibt ein einfaches Mittel zur Ortsbestimmung von Fehlern auf Übertragungsleitungen, da diese Fehler praktisch immer die Ursache von Änderungen der Lei tungsparameter sind.
In der englischen Patentschrift Nr. 551818 ist eine Einrichtung zur Ortsbestimmung von Impedanzunregelmässigkeiten beschrieben, in welcher kurze elektrische Impulse über die Leitung gesendet werden, wobei die von Un- regelmässigkeiten reflektierten Impulse be obachtet und gemessen werden. Aus den aus den reflektierten Impulsen abgegleiteten Angaben ist es möglieh, sowohl den Abstand als auch die Grosse der Unregelmässigkeiten zu bestimmen. Zweek der vorliegenden Erfindung ist eine weitere Ausgestaltung der im obigen Patent beschriebenen Anordnung.
Die Erfindung ist anwendbar auf Ober- tragungsleitungen, welche für die Verteilung elektrischer Energie oder für die elektrische Nachrichtenübermittlung dienen, und solche Leitungen können entweder Kabel oder Freileitungen sein.
Im Fale von Energieverteilleitungen (ins- besondere wenn es sich dabei um Kabel han delt), ist die Einrichtung hauptsächlich für die Ortsbestimmung von Fehlern nützlieh, während sie bei Fernmeldekabeln auch zur Feststellung der Qualität eines neu verlegten Kabels verwendbar ist, da sie für die Feststellung der kleinen Unregelmässigkeiten geeignet ist, welche durch Herstellungsungenauigkeiten bei den aufeinanderfolgen- den Wabellängen auftreten.
Die erfindungsgemässe Einrichtung zur Untersuchung von Impedanzunregelmässigkei- ten auf einer elektrischen Ubertragungslei- tung ist gekennzeiehnet durch einen Generator zur Erzeugung von über die Leitung zu schickenden Prüfimpulsen durch eine Anzeigevorrichtung, welcher die von den Unregel mässigkeiten reflektierten Impulse zugeführt werden, und durch ein Ausgleichsorgan, um den versehieden grossen Einfluss der Leitungs- dämpiung für versehieden weit entfernte Re flexionsstellen zu korrigieren.
Es wird dabei vorzugsweise mit einer Im pulsfolge gearbeitet, bei der der zeitliehe Abstand der einzelnen Impulse konstant und gross gegenüber der Dauer der einzelnen Im pulse ist, und ferner ist ein Ausgleichsmittel vorhanden, welches das Leitungsende, an das die Impulse angelegt werden, und die An zeigevorrichtung in der Weise verbindet, datS von einer Unregelmässigkeit reflektierte Impulse über das Ausgleiehsmittel übertragen und von der Vorrichtung registriert werden, wobei das Ausgleiehsmittel so ausgebildet ist, dass es die durch den Durchgang über die Leitung verursachte Verzerrung der reflektierten Impulse korrigiert.
Ausführungsbeispiele der erfindungs- gemässen Einrichtung sind nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert.
In der Zeichnung zeigt : die Fig. 1 ein Blockschema einer Aus führungsform der erfindungsgemässen Ein- richtung, die Fig. 3 eine schematische Schaltung einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Zeit skalenfrequenz, die Fig. 6, 8, 10 und 12 Einzelheiten der Schaltung von Fig. 1, die Fig. 13 ein Bloeksehema einer zweiten Ausführungsform und die Fig. 2, 4, 5, 7, 9 und 11 erläuternde Diagramme.
Die Fig. 1 zeigt ein Blocksehema einer Ausführungsform der Erfindung. Der Steuel@ oszillator CO liefert Sinussehwingungen mit ; einer Frequenz von 20 kHz an den Impulsgenerator Pagi. Der Impulsgenerator ist in an sich bekannter Art ausgebildet, um einen einseitig gerichteten Impuls pro Zyklus der Si nuswellen zu erzeugen, welcher eine Dauer von ungefähr 0, 25 Mikrosekunden aufweist.
Die in PGi erzeugte Impulsfolge wird bei T den Eingangsklemmen der zu prüfenden Übertragungsleitung zugeführt, wobei diese Klemmen auch mit der variablen Dämpfung 17 verbunden sind, welche zum Ausgleichs- verstärker EA führt, der seinerseits mit den vertikalen Ablenkplatten VP der sehematiseh dargestellten Kathodenstrahl-Oszillographen- röhre CRT verbunden ist.
Der Oszillograph GO liefert die Sinuswellen ebenfalls über einen variablen Phasenschieber PSi an die horizontalen Ablenkplat- ten HP der Oszillographenrohre, zur Erzeu- gung der notwendigen Zeitablenkung. Ein Zeitgabe-Frequenzselektor TFS ist mit dem Eingang der variablen Dämpfung VN verbunden, und sein Ausgang ist mit den vertikalen Ablenkplatten VP verbunden. Dies erfolgt zum Zweek, auf dem Schirm des Oszillographen eine genaue Zeitskala zu markieren, wie dies später noch genauer beschrieben wird.
Der Ausgleichsverstärker EA wird über einen festen Phasenschieber PS2 und einen Steuerspannungsgenerator CVG durch die vom Oszillator CO erzeugten Wellen gesteuert. Dieser Verstärker ist zur Kompensation der Leitungsverzerrung vorgesehen, welcher die Impulse, die von den Unregelmässigkeiten der Leitung reflektiert wurden, unterworfen sind, so dass ihre Form und Amplitude, wie sie auf dem Oszillographensehirm aufgezeichnet wird, dazu dienen kann, die Grösse und Art der Unregelmässigkeiten wu bestimmen. Dies wird ebenfalls später noch näher erläutert.
Um mehrfache Reflexionen der Impulse zu ermeiden, welche mit der Angabe der Oszillographenaufnahme interferieren wiir- den, ist es nötig, dass die die Leitung am Sendeende absehliessende Impedanz über einen grossen Frequenzbereich an den Wellenwider- stand der Leitung angepasst ist. Beispielsweise bei einem Koaxialkabel ist der Wellenwiderstand'bei hohen Frequenzen praktisch ein konstanter Widerstand, bei niederen Frequenzen neigt er dazu, anzuwachsen und einen negativen Winkel anzunehmen. Es isl ebenfalls iiblich, das mit der Leitung verbundene Gerät so auszubilden, dass es eine Inpedanz aufweist, welche praktisch ein kon- stanter Widerstand ist.
Das Netzwerk CN' (sofern nötig) wird deshalb so ausgebildet und eventuell von Hand einstellbar gemacht, dass die Absehlussimpedanz der Leitung korri giert wird, so dass über den notwendigen Fre quenzbereich eine genaue Anpassung erzielt wird. Irgendeine durch CN eingeführte Verzerrung kann als ein Teil der Leitungsverzerrung behandelt werden.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung arbeitet wie folgt : Die ursprünglichen, durch PG1 erzeugten Impulse wandern über die Leitung, und wenn eine Impedanzunregel- mässigkeit vorhanden ist, werden Impulse an das Sendeende der Leitung zurückreflektier und über die variable, eventuell von Hand einstellbare Dämpfung VN und den Aus gleichsverstärker Eil den Platten VP der Röhre CRT zugeführt und erzeugen eine ent- sprechende Spur auf dem Schirm.
Die ur sprünglichen Impulse werden ebenfalls auf dem Oszillator angezeigt, und da die sinusförmige Zeitbasis mit den Impulsen synchro- nisiert ist, entsteht ein stehendes Bild, welches eine Spitze hoher Amplitude aufweist, die den ursprünglichen Impulsen entspricht, und weiter verschiedene andere viel kleinere Spitzen aufweist, von denen ein Teil umgekehrt sein kann und die den von den verschiedenen Leitungsunregelmässigkeiten re flektierten Impulsen entsprechen.
Infolge der Dämpfung der Leitung, welche sich in Abhängigkeit von der Frequenz ändert, sind die reflektierten Impulse (bei Abwesenheit von Korrekturmitteln), mehr oder weniger verzerrt, wobei der Betrag der Verzerrung um so grosser ist, je weiter die entsprechende Unregelmässigkeit vom Lei tungseingang entfernt ist. Die Hohen der auf dem Oszillographen abgebildeten Impulse sind verschiedenartig verkleinert, und die Form der Impulse ist verändert, so dass ein vollständig irreführender Eindruck über die Art und Grouse der Unregelmässigkeiten erhalten werden kann. In der Fig. 2 zeigt das Diagramm (a) ein Kabel AD mit zwei genau gleichen Unregelmässigkeiten an den Stellen B und C.
Der ursprüngliche scharfe Impuls fliesst über das Kabel, bis die Stelle B erreicht ist, in welchem Zeitpunkt seine Hohe e vermindert worden ist und der Impuls an seiner Basis breiter geworden ist, da die höheren Harmonischen stärker gedämpft werden als die niedrigen. An der Stelle B wird ein Teil der Energie des Impulses an die Stelle 21 zurüekreflektiert, und die Form wird beim Rüeklauf noch mehr verzerrt. Wenn angenommen wird, dass der über B hinaus übertragene Impuls nicht wesentlich durch den reflektierten Impuls beeinflusst wird, so fliesst er weiter, bis an die Stelle C, wobei er einer weiteren Dämpfung und Verzerrung unterworfen wird.
Der gleiche Bruchteil der Energie des Impulses wird an der Stelle C zurückreflektiert und kommt an der Stelle A mit grösserer Verzerrung und Dämpfung an als der an der Stelle B reflektierte Impuls. Als Folge davon werden bei Abwesenheit von Korrekturmitteln der Originalimpuls-Luid die beiden reflektierten Impulse auf dem Oszilla torsehirm ungefähr so erscheinen, wie das im Diagramm (b) der Fig. 2 gezeigt ist, und daraus ergibt sich leicht der Eindruck, dass die Unregelmä#igkeit an der Stelle B von grösserer Bedeutung als diejenige an der Stelle C ist.
Die Phasenverzerrung wird im vorliegenden Fall nicht beachtet, da sie in Praxis, verglichen mit der Wirkung der Amplitudenverzerrung, vernachlässigbar ist. Zur möglichst weitgehenden Verminderung derselben dient der von Hand einstellbare Ausgleichsverstärker EA, durch welehen die durch die Leitmg eingefuhrte Verzerrung mindestens teilweise korrigiert wird, so dass der Abstand der Unregehnässigkeitsstelle berücksichtigt wird.
Im Idealfall hat der Ausgleichsverstär- ker eine Verstärkungsfrequenzeharakteristik, welche-gesteuert durch den Oszillator CO-derart periodisch mit der Zeit ändert, dass die Charakteristik im Augenblick der Ankunft irgendeines reflektierten Impulses derart ist, dass ein Ausgleich für eine Lei tungslänge, die gleich dem doppelten Abstand der entsprechenden Unregelmässigkeitsstelle ist, stattfindet, und zwar über einen für die genaue Umgrenzung der Impulse genügenden Frequenzbereich. Die Charakteristik des Ver stärkers wird mittels einer Spannung ver ändert, welche aus der Sinuswelle durch den Steuerspannungsgenerator CVG erzeugt wird, wobei diese Spannung sieh periodisch mit der Impulsfrequenz ändert.
Man erkennt daher, dass die Wellenform der Steuerspannung Charakteristiken aufweisen muss, die ähnlich den jenigen einer Sägezahnwelle sind, da die Spannung jedesmal unmittelbar vor der Aussendung eines neuen Impulses schnell auf den Anfangswert zurüekkehren muss.
Der Phasenschieber PS2 dient dazu, die Anfangsstellen der Steuerspannungsänderungen mit der Aussendung der Impulse in Übereinstimmung zu bringen. Dieser Phasenschieber benötigt keine weitere Nachstellung, wenn er einmal richtig eingestellt ist. Es ist zu bemerken, dass dieser Phasenschieber, falls erwünscht, zwischen CO und PG1 anstatt in der dargestellten Lage angeordnet werden konnte.
Tatsächlich ist es nicht immer nötig, dass der Verstärker EA die Leitung vollständig für alle reflektierten Impulse in der besehriebenen Weise ausgleicht. Es hat sich gezeigt, dass beispielsweise in vielen Fällen nur die Verstärklmg des Verstärkers in Abhängigkeit der Zeit verändert werden muss, um die Höhe der Impulse auszugleichen. Dies wird später eingehender besehrieben, wenn von der Ausbildung des Ausgleichsverstärkers die Rede ist.
In der Prototyp-Anordnung werden die Abstände der Unregelmässigkeiten durch Einstellen des Phasenschiebers PSi, welcher zu diesem Zweck in Phasenwinkeln geeicht ist, gemessen. Mit Bezug auf das Diagramm (b) der Fig. 2 erkennt man, dass die Wirkung der Einstellung des Phasenschiebers darin besteht, die Bilder der drei Impulse A, B und C zusammen horizontal längs der Zeitskala zu verschieben. Die Messung des Abstandes wird durchgeführt, indem auf dem Oszillographenschirm zuerst eine Marke auf der Mittellinie des Originalimpulses A angebracht wird und dann der Phasenschieber um einen Winkel 0 verändert wird, bis die Mittellinie von B (oder C) mit der Marke über- einstimmt.
Daraus erkennt man, da# der reflektierte Impuls B (oder C) um #T/2 Se- kunden gegenüber dem Anfangsimpuls A ver spätet ist, wobei T Sekunden die Periode der Sinuswelle bedeutet, so dass der Abstand bis
0 T zur Unregelmässigkeitsstelle gleich M
4 7r sein muss, wo u die Fortpflanzungsgeschwin- digkeit auf der Leitung ist.
Es hat sich jedoch in der Praxis gezeigt. dass ein stetig veränderbarer Phasenschieber eine häufige Eichung erfordert, wenn genaue Resultate erzielt werden sollen. Die beschriebene Anordnung weist deshalb Mittel auf, um auf dem Oszillographenschirm eine genaue Zeitskala zu markieren, und die Messungen können entweder mit Bezug auf diese Zeitskala oder mittels des Phasenschiebers PSt, welcher bezüglich dieser Zeitskala, so oft als erwünscht, geeicht werden kann, ausgeführt werden.
In der Anordnung der Fig. 1 ist der Selektor TFS zur Erzeugung der Zeitskalen- frequenz vorgesehen. Die durch PGi erzeugte Impulsfolge, deren Frequenz 20 kHz beträgt, wird dem Selektor TS zugeführt, welcher die 50ste Harmonische des Impulszuges auswählt und diese den vertikalablenkenden Platten VP des Oszillographen zuführt. Auf diese Weise wird dem Bild der Impulse auf dem Oszillographenschirm eine Sinuswelle von 1 mHz überlagert, so dass Intervalle von 0, 5 Mikrosekunden genau markiert sind. Es hat sich gezeigt, dass die Lage eines Impulses unter günstigen Bedingungen von Auge mit einer Genauigkeit von annähernd 0, 05 Mikro- sekunden geschätzt werden kann.
Das Zeitintervall zwischen dem ursprünglichen Impuls und einem reflektierten Impuls ist daher mit einer Genauigkeit von mindestens 0, 1 Mikro- sekunden messbar. Die Lage der Unregelmässigkeitsstelle kann daher auf wenige Meter genau bestimmt werden. Wenn beispielsweise ein Fehler an einer Verbindungsstelle auftritt, kann diese Verbindungsstelle eindeutig festgelegt werden.
Die Zeitskalenfrequenz kann aus der Impulsfolge auf verschiedene Arten, beispielsweise durch eine Frequenzvervielfachungsanordnung bekannter Art, erhalten werden.
Da die Impulsfrequenz 20 kHz beträgt, wäre jedoch eine Multiplikation mit 50 : 1 erforderlich, um die erwünschte zeitbestimmende Frequenz von 1 mHz zu erzeugen. Es zeigt sich, dass die nötigen Anordnungen kompli ziert und unstabil werden, und es muss spezielle Vorsorge getroffen werden, dass die Synchronisierung beim riehtigen Vielfachen der Wiederholungsfrequenz stattfindet. Aus diesen Gründen ist die Verwendung eines einfacheren Verfahrens vorzuziehen.
Im vorliegenden Beispiel beträgt die Im pulsdauer nur 0, 25 Mikrosekunden, was nur 1/2 der Periode ausmaeht. Es ist hekannt, dass eine periodische Impulsfolge in eine Grundfrequenz und eine Reihe von Harmonischen dieser Grundwelle zerlegt werden kann. Wenn die Impulse-wie im vorliegenden Fall-sehr schmal sind, nehmen die Amplituden der Harmonischen sehr langsam mit ihrer Ordnung ab, und es kann gezeigt werden, dass die 50ste Harmonische des 20kHz-Impulszuges nur eine ungefähr 10% kleinere Amplitude als die Orundwelle be- sitzt. Diese Harmonische kann deshalb ausgewählt und verstärkt werden, um als Zeitskalenfrequenz zu dienen.
Zudem sind alle Harmonischen so phasenverschoben, dass jede eine maximale Amplitude aufweist, die mit der Mitte eines jeden Impulses übereinstimmt.
Daraus folgt, dass die Nullstelle der durch die 50ste Harmonische markierten Zeitskala mit den ursprünglichen Impulsen zusammen- fällt, solange in den Stromwegen zu den Ablenkplatten VP über VN und TF, 5 gleiche Verzögerungen vorhanden sind. Selbstverständlich konnten, wenn nötig, geeignete phasenschiebende Mittel im Selektor für die Zeitskalenfrequenz eingeführt werden, um irgendwelche Verzögerungsdifferenzen zu kompensieren, so dass die Nullstelle der Skala genau mit den ursprünglichen Impulsen übereinstimmen würde.
Der Selektor TFS weist daher vorzugsweise ein schmales Bandpassfilter auf, welches für die Auswahl der 50sten Harmonischen des Impulszuges unter Aussehluss aller an- dern ausgebildet ist, wobei auf dieses Filter ein passender, auf diese Harmonische abgestimmter Verstärker folgt, der so ausgebil- det ist, dass er die Zeitskalenfrequenz mit passender Amplitude erzeugt. In diesem Bandpassfilter werden vorzugsweise Quarzkristalle oder dergleichen verwendet, um die gewünschte Selektivität und Flankensteilheit zu erhalten. Die Durchlasskurve des Filters soll einen solehen Verlauf haben, da. ') kleine Änderungen der Impulsfrequenz keine grossen Amplitudenänderungen oder eine Auslösehung der Zeitskalenfrequenz nach sich ziehen.
Ein scharf abgestimmter Kreis wäre daher als Filter nicht geeignet. Aus Gründen der Bequemliehkeit sollte der Steueroszillator CO eine Feineinstellung der Frequenz aufwei- sen, um eine genaue Einstellung der Impulsfrequenz zu ermöglichen, so dass die aOste Harmonische in die Mitte des Filterdurehlass- bandes zu liegen kommt. Die richtige Ein stellung kann leicht durch Beobachtung au r dem Oszillographen ermittelt werden.
Um zu verhindern, dass das Bandpassfilter die an die variable Dämpfung VN abgegebe- nen Impulse nennenswert verzerrt, sollte vor dieser ein zweckmässiger Seriewiderstand oder eine Pufferröhrenstufe vorhanden sein, so dass die Eingangsimpedanz des Selektors Tao praktisch als konstanter Widerstand erseheint.
Die Zeitskalenspannung kann auf andere Weise erhalten werden, welche einfacher und deshalb in tragbaren Geräten vorzuziehen ist.
Die entsprechende Schaltung ist in Fig. 3 dargestellt, welche eine Variante des untern Teils der Fig. 1 zeigt, wobei der Selektor TES nicht benötigt ist. Im Eingang der variablen Dämpfung T N ist ein Nebensehlusskreis vorgesehen, welcher einen Widerstand R in Reihe mit einem Parallelresonanzkreis L, C' mit sehr niederer Dämpfung aufweist, wobei dieser Kreis auf die Zeitskalenfrequenz abgestimmt ist. Dieser Nebensehlusskreis kann durch Schliessen des Schalters S eingesehaltet werden.
Die durch Pssi erzeugten Impulse erzeugen dann durch Stosserregung freie Schwingungen im abgestimmten Kreis L, (', und wenn die Dämpfung klein ist, nimmt die Amplitude der Schwingungen nur langsam ab. Auf dem Oszillographenschirm erscheinen daher die Impulse mit den ihnen überlagerten Schwingungen, welche die Zeitskala bil- den. Mit der üblichen Einstellung der Dämp- fung wird die Amplitude der Sehwingungen jedoch sehr klein sein, und um diese in zufriedenstellender Weise sichtbar zu machen, ist es notig, die Dämpfung beträchtlich zu vermindern. Aus diesem Grund sollten die in Prüfung befindliche Leitung und das evtl : von Hand einstellbare Korrekturnetzwerk CN vorübergehend abgeschaltet werden.
Die Fig. 4 zeigt die Zeitskalenwelle, wie sie auf dem Oszillographen aufgezeichnet wird. Der ursprüngliche Impuls bei A markiert die Nullstelle der Skala, auf welche die Ein Megahertz-Wellen folgen. Eine Skala mit Intervallen von 0, 5 Mikrosekunden kann dann auf dem Oszillographenschirm markiert werden und steht für die Verwendung bei der Messung von reflektierten Impulsen zur Ver fügung. Nachdem die Skala in dieser Weise geeicht worden ist, wird der Schalter S ge öffnet, wodurch der Resonanznebenschluss abgeschaltet wird, und die Leitung und das Korrekturnetzwerk können wieder-angeschlos- sen werden.
Es versteht sich, dass die Amplitude des Impulses A in der Fig. 4, verglichen mit derjenigen der überlagerten Wellen sehr gross ist und durch den Verstärker EA begrenzt wird.
Zudem wird die Abnahme der Amplitude der auf dem Oszillographenschirm abgebildeten Wellen kaum sichtbar sein, wenn die Dämp- fung des Resonanzkreises L, (Y klein ist.
In der Fig. 3 können L und C eine passende Induktivität bzw. Kapazität sein, die auf die Zeitskalenfrequenz abgestimmt sind, oder sie können irgendeine andere äquiva- lente Resonanzvorrichtung mit niederer Dämp- fung, wie beispielsweise ein Quarzkristall oder ein Bandfilter mit engem Durchlassband, sein.
In der Anordnung der Fig. 3 ist es nicht nötig, die Zeitskalenwelle genau mit den Impulsen zu synchronisieren ; die Resonanz- frequenz sollte jedoch mit genügender Ge nauigkeit eingestellt werden, damit die Zeitskala die notwendige Genauigkeit erhält.
Mit Bezug auf Fig. 1 kurde erwähnt, dal3 der Ausgleichsverstärker EA dazu bestimmt ist, die Leitvmgsverzerrung für irgendeinen reflektierten Impuls, unabhängig vom Abstand der ihn erzeugenden Unregelmässigkeit, auszelgleichen. Dies erfordert, dass die Verstärkungsfrequenzcharakteristik des Verstär- kers entsprechend der Zeit ändern sollte, welche nach der Aussendung jedes Impulses vom Impulsgenerator verstrichen ist. Wäh- rend diese Forderung theoretisch gut erfüll- bar ist, bestehen eine Anzahl praktischer Schwierigkeiten, welche überwunden werden müssen, bevor eine vollständige Korrektur erhalten werden kann.
Die Hauptschwierig- keit liegt in der Entwicklung eines Ausgleichers für ein sehr breites Frequenzband, welches mittels der vom Steuerspanmnngs- generator CVG erhaltenen Spannung geän- dert werden kann, welche ihrerseits, wie bereits erwähnt, nach einer Sägezahnform ändert. Folglich besteht eine Art der Behand lung des Problems darin, die relative Breite des Ausgleichsbandes zu vermindern, indem Modulationsmittel vorgesehen werden, um das die verschiedenen Impulse enthaltende Signal in einen viel hoheren Frequenzbereich zu ver- lagern und dieses nach der Ausgleichung wieder zurüekzuverlagern. Diese Verlagerung ist selbstverständlich ein an sich bekannter Vorgang.
Es hat sich jedoch gezeigt, dass eine in der eben beschriebenen Weise erzielte vollständige Korrektur nicht immer notwendig ist und dass einfachere Anordnungen, die nur eine teilweise Korrektur ergeben, in Praxis zufriedenstellende Ergebnisse liefern. Es genügt oft, Mittel vorzusehen, durch die einzig die Hoche der reflektierten Impulse, nicht aber deren Form, korrigiert wird, weil dies bereits in ausreichendem Masse die Einschätzung der Bedeutvmg der verschiedenen Unregelmässig- keiten ermöglicht.
In der Fig. 5 zeigt das Diagramm (a) zwei Perioden des für den Ausgleichsverstärker EA erforderlichen zeitlichen Verlaufes der Verstärkung, welche nötig ist, um die Hohe der Impulse zu korrigieren, welche von verschieden weit entfernten Unregelmässig- keitsstellen reflektiert werden. Die horizontale Skala stellt die Zeit in Mikrosekunden dar und die vertikale gibt die relative Verstär- kung in db. Die entspreehende Distanzskala in Meilen ist unterhalb der Zeitskala angegeben, wobei die Zahlen den doppelten Abstand bis zur Unregelmässigkeit längs des Kabels darstellen.
Dabei beträgt die Fortpflanzungs- geschwindigkeit in diesem Kabel ungefäh 1, 8. 105 Meilen pro Sekunde.
Das Diagramm (b) der Fig. 5 zeigt als Beispiel zwei der ursprünglichen Impulse A und zwei Impulse B und C, welche von gleichen Unregelmässigkeiten im Abstand von einer bzw. drei Meilen vom Prüfende des Kabels reflektiert werden, und zwar so, wie diese ; sue ohne Korrektur empfangen wurden. Da ge wöhnlich nur ein kleiner Bruchteil der Ener- gie reflektiert wird, weisen die Impulse A eine Hohe auf, welche, verglichen mit der Hoche der reflektierten Impulse B und C sehr gross ist, weshalb die Impulse jl gebro- chen dargestellt wurden, um diese Tatsache anzudeuten.
Die Hoche von B ist infolge der Kabeldämp- fung ungefähr dreimal derjenigen von C, und der Impuls ('erfordert ungefähr 10 db mehr Verstärkung als der Impuls B, wie dies durch das Diagramm (a) dargestellt wird.
Wenn durch den Verstärker eine Korrektur bewirkt wird, ergeben sich Impulse wie auf dem Diagramm (c) in Fig. 5 dargestellt, wobei B und C nun beide so verstärkt sind, dass sie die gleiche Hoche erhalten. Die Impulse A werden selbstverständlich nicht beeinflusst, da die relative Verstärkung im Zeitpunkl : Null den Wert Null aufweist.
Die Kurven des Diagrammes (a) der Fig. 5 zeigen den zeitlichen Verlauf der Verstärkung für eine bestimmte Kabeltype. Sie haben eine angenäherte exponentielle Form.
Es ist an sich bekannt, die Verstärkung dure eine einem Steuergitter einer Verstärkerröhre (oder den Gittern versehiedener Röhren) zugeführte Steuerspannung zu verändern, wo- durch der Verstärkungsfaktor it der Röhre (oder der Röhren) verändert wird. In bekannten Anlagen wird diese Anordnung ge wöhnlich für die automatische Lautstärke- regelung und dergleichen verwendet, und die Steuerspannung wird in irgendeiner Art von den empfangenen Signalen abgeleitet, so dal die Verstärkung des Verstärkers vom Signalpegel abhängig gemacht wird.
Im vorliegenden Falle hängt die Steuerspannung, welche vom Steuerspannungsgenerator CVG (Fig. 1) geliefert wird, von der Zeit und nicht vom Signalpegel ab. Diese Steuerspannung muss in einer solchen Weise ändern, dass sie eine Verstärkungsänderung von der im Diagramm (a) der Fig. 5 gezeigten Art erzeugt.
Die Fig. 6 zeigt die Schaltung einer be kannten Type eines Sägezahngenerators, weleher als Steuerspannungsgenerator ausgebildet werden kann. Er weist eine gasgefüllte Triode V2 auf, welche einen Kondensator C überbrückt, der über den Widerstand R aus einer an die Klemme HT+ angeschlossenen lIochspannungsquelle aufgeladen wird. Das Steuergitter ist über einen zweckmässigen Gitterwiderstand R7 mit Erde verbunden und mit Hilfe eines Kathodenwiderstandes R6, der durch einen Kondensator Ce überbrückt ist, negativ vorgespannt.
Dem Steuergitter werden über den Blockkondensator C7 aus dem Oszillator CO (Fig. 1) über den Phasenschie- ber PS2 synchronisierende Wellen zugeführt.
Die Sägezahnwellen können an den Klemmen 1 und 2 abgenommen werden.
Der Kondensator C wird iiber den V ider- stand R aufgeladen, bis die Zündspannung der Röhre erreieht ist, worauf diese leitend wird und den Kondensator entlädt, worauf der Ladezyklus wieder beginnt. Die Spannung über dem Kondensator C ändert mit der Zeit in exponentieller Weise und ist deshalb prinzipiell geeignet, um den Ver stärkungsfaktor in der in Fig. 5 (a) gezeig- ten Art zu steuern.
Die Fig. 7 zeigt die Ladekurve für den Kondensator C, wobei auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate die enstprechenden Kondensatorspannungen auf getragen sind. In dieser Figur bedeutet E die Spannung der Hoehspannungsquelle und stellt den maximalen Wert dar, welchen die Kondensatorspannung erreiehen kann.
Durch zweckmässige Vorspannung des Steuergitters der Röhre kann man erreichen, dass die Zündspannung irgendeinen gewünsch- ten Wert (innerhalb gewisser vernünftiger Grenzen) aufweist. Wenn daher dem Steuergitter eine kleine negative Vorspannung gegeben wird, spricht die Röhre an der Stelle A an, welcher einer ziemlich kleinen Spannung Ea in Fig. 7entspricht. In diesem Falle ist OA praktisch eine gerade Linie. Wenn jedoch die negative Vorspannung erhöht wird, zündet die Röhre erst bei einer hoheren Spannung Eb, welche der Stelle B entspricht, wobei der Rücklauf durch BM dargestellt wird und der Teil OB der Kurve nun eine klar ersichtliche Krümmung aufweist.
Man erkennt daher, dass durch die Einstellung der Steuergittervorspannung das Mass der Krümmung der geneigten Teile der Sägezahnwellen eingestellt werden kann. Diese Einstellung als solche genügt jedoch nicht, da sie auch die Frequenz ändert. Da AN und BM die den Stellen A bzw. B entsprechenden Rückläufe darstellen, so sind die entsprechenden Perioden ON und OM. Dies kann jedoch dadurch vermieden werden, dass R und/oder C bei der Einstellung der Vorspannung zweckmässig ge ändert werden. Man erkennt, dass der Betrag der Krümmung des Teils OB der verwendeten Kurve durch das Verhältnis E/Eb bestimmt ist, während die-zur Erreichung der Stelle B benotigte Zeit OM von der Zeitkonstanten R. C. des Kondensatorkreises ab hängig ist.
Nun möge angenommen werden, dass die gewünschte Krümmung die der Kurve OA entsprechende ist und dass die erforderliche Periode OM ist. Die Steuergittervorspannung wird zur Erzeugung einer Zündspannung Ea eingestellt, und die Zeitkonstante R. C. wird dann geändert, so dass die Ladekurve der annähernd geraden Linie OC entspricht. Wenn auf die Schaltung der Fig. 10 ein zweckmässiger Verstärker folgt, so kann die Amplitude CM der Sägezahnwellen auf irgendeinen gevünschten Wert eingestellt werden ; beispielsweise könnte sie auf BM erhöht werden, in welchem Falle die geneigten Teile der Wellen durch die nahezu gerade Linie OB dargestellt wurden. Durch
Vergleich der Linie OB und der Kurve OAB kann die Wirkung der Änderung der Zünd spannung von Ea auf Eb gesehätzt werden.
Wenn die Stelle B viel weiter oben auf der Kurve gewählt würde, so dass Eb annähernd gleich E wäre, könnten bedeutend grössere
Krümmungen erzielt werden.
Eine weitere Änderung der Kurve kann durch die Verwendung eines komplizierteren Ladekreises, wie er sich beispielsweise durch die Verbindung der Klemmen 1-3 und 2- in Fig. 6 ergibt, erhalten werden (wodureh das Netzwerk C5, R5 hinzugefügt wird), wo bei der Ausgang an den Klemmen 5 und l3 abgenommen wird. Die Wirkung solcher i derungen kann aus bekannten Prinzipien be stimmt werden.
Beim Einwurf der Sehaltung der Fig. 6 zur Erzeugung einer für eine bestimmte Lei tungstype zweckmässigen Verstärkungskurve ist es ohne Zweifel möglich, die Werte der
Komponenten aus den verfügbaren Daten zn berechnen ; aber in Praxis zeigt es sich, dass es einfacher ist, diese experimentell zu be stimmen.
Es ist selbstverständlich nötig, dass der
Rücklauf der Sägezahnwellen mit der Aus sendung der Impulse durch den Generator PGi übereinstimmt. Um dies zu erreichen, ist der Phasenschieber PS2 (Fig. 1) vor dem
Steuerspannungsgenerator CVG eingeschaltet (oder in einer andern Variante vor dem Im pulsgenerator PGi), und wenn dieser richtig eingestellt ist, erfordert er keine nachfolgende
Einstellung.
In Fällen, wo mehrere Röhren des Ver stärkers EA in der beschriebenen Weise ge steuert werden, kann es sich als zweckmässig erweisen, die Steuerspannung über Puffer röhren zuzuführen, um die Kopplungsschwie rigkeiten zu vermeiden, welche sonst auftre ten könnten, wenn die Steuerspannung aus der gleichen Quelle den verschiedenen Stufen zugeführt würde.
Die Fig. 8 zeigt eine andere Type von
Steuerspannungsgenerator, welche zwar we niger einfach als der der Fig. 6 ist, dafür aber eine weitergehende Steuerung der Wellenform der Steuerspannung erlaubt. In diesem Fall ist es nötig, dass der Steueroszillator CO der Fig. 1 zwei Frequenzen abgibt, und zwar die Impulsfrequenz f und auch die Frequenz f/2, welche synchronisiert sein sollten.
Dies kann auf versehiedene an sich bekannte Arten erreicht werden ; beispielsweise kann der Oszillator die Frequenz f/2 erzeugen, und die Frequenz f kann aus dieser mit Hilfe eines Frequenzverdopplers erhalten werden und wird an PGi und PS2 (Fig. 1) wie auch an den Steuerspannungs- generator, wie clies in Fig. 8 dargestellt ist, geleitet.
Der Steuerspannungsgenerator der Fig. 8 weist einen durch die Frequenz f synchronisierten Sägezahnwellengenerator SG irgendeiner zweckmässigen Type und einen Voll weggleichrichter RX (beispielsweise eine Doppeldiode, ein Paar Dioden oder eine Trockengleiehrichterbrücke) auf, dem die Frequenz f/2 zugeführt wird. Die Ausgänge von SG und RX werden gleichzeitig über die Transformatoren Ti und T2 dem Steuergitter der Mischrohre Vs zugeführt, welcher die Anodenspannung aus der Quelle Ff-)-über den Widerstand Ra zugeführt wird und welche durch den vom Kondensator Ca überbrückten Widerstand Rs vorgespannt ist.
Die Ausgangsspannung wird von der Anode über den Blockkondensator Cs abgenommen.
Die Widerstände Rio und Rii stellen zweckmässige Absehlnssbelastungen für die Trans- formatoren Ti und T2 dar.
Auf diese Weise werden vom Ausgang des Generators SG Sägezahnwellen, wie in Fig. 9 (a) dargestellt, und vom Ausgang des Gleich- richters RX Halbsinuswellen, wie in Fig. 9 (b) dargestellt, erhalten. Da dem Gleichrichter RX die Frequenz f/2 zugeführt wird, ergibt sich eine halbe Sinuswelle (b) für jede Sägezahnwelle (a). Wenn die Synchronisie- rung so eingeriehtet ist, dass die Nullstellen der halben Sinuswelle mit den Rüekläufen der Sägezahnwellen übereinstimmt, ergibt die Röhre Vs einen gemischten Ausgang, wie er in der Fig. 9 (c) dargestellt ist, welcher durch Addition der Ordinate der Wellen (a) und (b) erhalten wird.
Man erkennt, dass diese Wellen den gleichen allgemeinen Charakter aufweisen wie die in Fig. 5 (a) dargestellten Wellen. Der Betrag der Krümmung kann durch passende Einstellung der relativen Amplituden der Wellen (a) und (b) der Fig. 9 gesteuert werden, und eine weitere Steuerung kann durch die Verwendung eines zweekmässigen (nicht dargestellten), formgebenden Netzwerkes erhalten werden, we] elles zwischen dem Oszillator CO und dem Vollweggleiehriehter eingeschaltet ist und durch welches die Halbsinuswellen in geeigneter Weise verzerrt werden können. Durch diese Mittel ist eine beträchtliche Änderung der Form und Krümmung der Wellen (c) möglich.
In der Fig. 8 ist der Phasenschieber PS : zwischen dem Steueroszillator CO und dem Impulsgenerator PGi angeordnet.
Eine bevorzugte Form des Verstärkers E-l. ist in der Fig. 10 dargestellt. Er weist einen Vorwärtsverstärker und eine negative Rückkopplung auf, welche einen Hilfsverstärker enthält, dessen Verstärkung mit Hilfe der vom Steuerspannungsgenerator CVG geliefer- ten Spannung gesteuert wird, wobei diese Spannung bei F zugeführt wird. Die effektive zwischen den Stellen IN und OFT gemessene Verstärkung des Verstärkers ist dann abhängig von der Verstärkung des Hilfs verstärkers und ändert sieh entgegengesetzt zu dieser. Der Bückkopplungsweg sollte vorzugsweise eine Gesamtverstärkung oder eine Gesamtdämpfung aufweisen, die für jeden Wert der Steuerspannung unabhängig von der Frequenz ist.
Der Verstärker E1 kann weitere (nieht gezeigte) Verstärkerstufen aufweisen, welche den in Fig. 10 dargestellten Stufen voraus- gehen und/oder nachfolgen.
In der Fig. 10 sind Einzelheiten des Vor wärtsverstärkers und des Rüekkopplungs- weges dargestellt. Diese Kreise weisen gewisse übliche und an sich bekannte Anordnungen auf, welche ohne weitere Erklärung erwähnt werden. So bezeichnet D allgemein eine Entkopplungsvorrichtung für die Anode einer Rühre ; ferner ist K ein zweekmässiger Blockkondensator, G ein Gitterwiderstand und CB eine Vorspannvorrichtung für die Kathode.
Der Vorwärtsverstärker weist zwei Röhren V5 und V6 auf, welche der Einfachheit halber als Trioden dargestellt sind, die jedoch auch Mehrgitterrohren sein können. In Serie mit den Anoden dieser Röhren sind Impedanznetzwerke Ni bzw. N2 eingeschaltet. Der Rücliopplungsweg weist ein aus zwei Widerständen R13 und R14 bestehendes Potentiometer auf, auf welches ein die Röhren V7 und V8 aufweisender zweistufiger Verstärker folgt.
Diese Röhren haben zwei Steuergitter und ein zwischen diesen angeordnetes Schirmgitter, wobei eines dieser Steuergitter für die Steuerung der Verstärkung der Röhren bestimmt ist. Jedes Schirmgitter ist über einen Widerstand S dureh einen in der üblichen Weise angeordneten Ableitkondensator Q vor- gespannt. Die beiden Verstärkungssteuergitter sind mit der Klemme verbunden, an welche die vom Steuerspannungsgenerator CVG erhaltene Spannung angelegt ist.
Das Signalsteuergitter von V7 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R13 und R14 verbunden, und die Anode ist über einen Kondensator E mit dem Signalsteuergitter der Röhre Vs verbunden.
Das Potentiometer-Big und N14 überbrückt den Ausgang der Röhre Vs, so dass ein Teil der Ausgangsspannung dem Signalsteuergitter von V7 zugeführt wird. Die Anode von Vs ist mit der Kathode von Vs verbunden, welche über den Widerstand R12 geerdet ist, so dass die Ausgangsspannung dem Eingangskreis von V5 zugeführt wird, wodurch der Rückkopplungsweg geschlossen wird. Mit der gezeigten Schaltungsanordnung wird wunsch- gemäss eine negative Rückkopplung erzielt.
Falls erforderlich, können zusätzliche (nicht gezeigte) Mittel in bekannter Weise vorge- sehen werden, um bei Frequenzen ausserhalb des Betriebsbereiches eine Unstabilität der Anordnung zu verhindern.
Falls nur die Amplituden der reflektierten Impulse korrigiert werden sollen, können die Netzwerke Ni und N2 einfache Widerstände sein, oder sie könnten weggelassen werden. wobei die Vorwärts-und Hilfsverstärker auf andere Weise ausgebildet sind, um flache Erequenzeharakteristiken zu ergeben. Wenn dann die Verstärkung des Hilfsverstärkers durch die bei F angelegte Steuerspannung vermindert wird, so wird die Verstärkung des ganzen Verstärkers zwischen den Klemmen IN und OUT ansteigen, und umgekehrt. Die gewiinschte Ander-Ling mit der Zeit kann durch geeignete Bemesswg des Steuerspannungsgemerators in der bereits beschriebenen Weise erhalten werden.
Es ist ersichtlich, dass bei Verwendung von Röhren mit Schirmgitter für V ? und Vs die beiden Verstärkungssteuergitter, wie dargestellt, miteinander verbunden werden kön- nen, da die entsprechenden Signalsteuergitter gegen diese abgeschirmt sind. Es können jedoch auch Röhren ohne Schirmgitter verwendet werden ; aber in diesem Falle muss die Steuerspannung den Verstärkungssteuergittern über getrennte (nicht gezeigte) Pufferröhren zugeführt werden, um eine Kopplung zwischen den beiden Signalsteuergittern zu verhindern.
Die Anordnung der Fig. 10 ist besonders geeignet für die Einführung einer gewissen Korrektur der Frequenzverzerrung der reflektierten Impulse. Durch geeignete Wahl der Impedanznetzwerke Ni und N2 wird bewirkt, dass die Verstärkung des Vorwärtsverstärkers, u mit der Frequenz in einer Weise ändert, welche für die teilweise Kompensation der Frequenzverzerrung der maxi- malen Länge der Leitung, welche bewältigt werdenkann (beispielsweise ungefähr 4 Meilen des Kabels, auf welches sich die Fig. 5 bezieht), erforderlich ist. Die Charakteristik kann beispielsweise gleich wie die Kurve (a) der Fig. 11 sein, in welcher auf der Ordinate die Verstärkung und auf der Abszisse die Frequenz aufgetragen ist.
Die Kurve (a) stellt dann die Charakteristik des Verstärkers EA dar, wenn die Riickkopplung Null ist. Wenn die Verstärkung des Hilfsverstärkers erhöht wird, so nimmt die Gesamtverstärkung des Verstärkers EA ab und die Charakteristik wird abgeflacht, bis bei starker Gegenkopplung die Verstärkung nahezu frequenzunabhängig und relativ klein ist. In diesem Zustand werden Unregelmässig- keitsstellen geprüft, welche sehr nahe am Leitungseingang liegen. Die zunehmende Än- derung der Verstärkungscharakteristik ist durch die Kurven (b), (c) und (d) der Fig. 11 veranschaulicht.
Durch zweckmässige Bemessung der Stromkreise kann die Zll- nehmende Anderung der Kurve (a) bis (d) so gestaltet werden, dass eine annähernde Kompensation der Verzerrung der von irgendeiner Stelle der Leitung reflektierten Impulse erzielt wird.
In einer Variante dieses Verfahrens kann dem Vorwärtsverstärker eine flache Charakteristik und dem Hilfsverstärker eine Charakteristik gegeben werden, welche den umgekehrten Verlauf der Kurve (a) der Fig. 11 aufweist [das heisst sie ist gleich der Spiegelung der Kurve (a) an der Frequenzachsel und eine unveränderte Form beibehält, wenn die Verstärkung verändert wird. Dies kann beispielsweise durch die Verwendung von (nicht gezeigten) Netzwerken, welche von gleicher Art wie die Netzwerke Nmnd Nz sind und in Serie mit den Anoden von V7 und Vs geschaltet sind, erreicht werden.
Wenn die Verstärkung des Hilfsverstärkers ein Minimum ist, wird die Gesamtverstär- kungscharakteristik des ganzen Verstärkers EA praktisch wie die Kurve (a), wobei diese Charakteristik bei Zunahme der Verstärkung des Hilfsverstärkers vermindert und abgeflacht wird und praktisch die Kurven (b), (c) und (d) ergibt.
Ein anderes sehr einfaches Verfahren zur Erzielung der gewünschten zeitliehen Änderung der Verstärkung von ES ohne Frequenzkorrektur, welches in vielen Fällen zu zufriedenstellenden Resultaten führt, wird an Hand der Fig. 12 erläutert. In dieser wird keine Steuerspannung benotigt, und daher werden die Elemente PS2 und CVG der Fig. 1 weggelassen. Die Fig. 12 zeigt eine Stufe des Verstärkers EA, welche eine Röhre Vi aufweist, die der Einfachheit halber als Triode dargestellt ist. Die Impulse werden dem Steuergitter über ein Netzwerk Ci, Ri zugeführt, welches eine Zeitkonstante von der gleichen Grossenordnung wie die Wiederholungsperiode der Impulse aufweist. Die Kathode ist durch die Parallelschaltung von Co und R2 vorgespannt.
Die Anode wird aus einer Hochspannungsquelle HT+-und HT- über ein Entkopplungsnetzwerk mit den Wi derständen R3 und R4 und dem Kondensator C4 gespeist. Die Ausgangsspannung wird von der Anode über den Kondensator C3 abgenommen.
Die Wirkung der Schaltung beruht auf dem Umstand, dass die Originalimpulse eine beträehtlich grössere Amplitude aufweisen, als irgendein zu empfangender reflektierter Impuls. Die Originalimpulse werden dem Gitter der Röhre Vi mit positiver Polarität zugeführt. Beim Eintreffen eines solchen Impulses wird dem Steuergitter eine hohe positive Spannung zugeführt, und es fliesst ein Gitterstrom, der den Kondensator Ci auflädt.
Beim Verschwinden des Impulses verbleibt auf dem Kondensator diese Ladung, die über den Widerstand. Bi abfliesst und dadurch am Gitter eine negative Spannung erzeugt, welche anfänglich ungefähr gleich der Impulsspannung ist und mit der Zeit nach einem Exponentialgesetz abnimmt. Die Röhre V1 soll eine variable Steilheit aufweisen, so dass ihre Verstärkung beim Beginn eines jeden Zyklus auf einen niederen Wert herabgesetzt wird und dann kontinuierlich ansteigt und damit einer Kurve ähnlich dem Diagramm (a) der Fig. 5 folgt. Die Form der Kurve ist abhängig von der verwendeten Robre, ihren Elektrodenspannungen und dem Wert der Zeitkonstanten Ci, Ri.
Die Zeitkonstante bewirkt selbstverständlieh eine gewisse Verzerrung der reflektierten Impulse, die sich jedoch in der Praxis als unwesentlich erwiesen hat.
Die Röhre Vi kann selbstverständlich zu sätzliche, in irgendeiner bekannten Weise zweckmässig vorgespannte Gitter aufweisen, und in Praxis wird eine Pentode vorzuziehen sein.
Die bisher beschriebenen automatisehen Ausgleichsanordnungen sind besonders nützlich, wenn es erwünscht ist, ein allgemeines Bild von allen in einer gewissen Leitungs- länge vorhandenen Unregelmässigkeiten zu erhalten. Wenn jedoch eine grosse Zahl von Unregelmässigkeiten vorhanden ist, kann das erhaltene Bild kompliziert werden, und es wird von Vorteil sein, wenn die Möglichkeit besteht, jeden reflektierten Impuls getrennt zu untersuchen. Für diesen Zweck ist eine automatische Ausgleichsanordnung nicht zweckmässig, und es ist ein anderes Verfahren vorzuziehen, welches den Ausgleich einzelner Impulse erlaubt. Diese Anordnung ist in Fig. 13 gezeigt, welche eine Modifikation der Fig. 1 darstellt.
Gleiche Elemente in beiden Figuren sind gleich bezeichnet und werden nicht mehr beschrieben.
In der Fig. 13 ersetzt eine vor einen Im pulsverstärker PA geschaltete variable Ausgleichsvorrichtung VE den Ausgleicbsverstär- ker EA der Fig. 1, wobei ferner die Elemente PS2 imd CVG nicht benotigt werden. Ein zweiter Impulsgenerator PC2, der so ausgebildet ist, dass er praktisch rechteckige Impulse an das Steuergitter CG der Kathoden strahlröhre abgibt, wird durch die sinusförmige Ausgangsspannung des Phasenschiebers PSi gesteuert.
Die variable Ausgleichsvorrichtung T% ist für manuelle Einstellung ausgebildet und weist eine Reihe von Ausgleichsnetzwerken auf, die durch Schalter gesteuert und beispielsweise nach dem Dekadenprinzip ausge- bildet sind, um irgendeine Länge einer gegebenen Leitungstype auszugleichen. Der Verstärker PA sollte eine Verstärkung ergeben, welche mit der Zeit nicht ändert und welche vorzugsweise ebenfalls von der Frequenz unabhängig ist, obwohl eine Frequenzänderung getrennt kompensiert oder beim Entwurf der variablen Ausgleichsvorrichtung in Berücksichtigung gezogen werden konnte.
Indem für den Augenblick der Impulsgenerator PG2, dessen Zweck und Wirkung später beschrieben werden, nicht beachtet wird, wird einer der reflektierten, auf dem Oszillographen sichtbaren Impulse : für die Untersuchung ausgewählt, und der Abstand der entsprechenden Unregelmässigkeit wird in der bereits beschriebenen Weise durch Vergleich mit der Zeitskala gemessen. Die variableAusgleichsvorriehtungV'wirddann so eingestellt, dass sie die entsprechende Lei tungslänge ausgleicht, und der ausgewählte Impuls wird dann hinsichtlich der Leitungsverzerrung korrigiert. Die Hoche des Impulses ergibt dann die Grosse der Unregelmässigkeit und seine Form eine Anzeige der Art der Unregelmässigkeit.
Angesichts der grossen Zahl von reflektierten Impulsen, welche vorhanden sein kann, ist es jedoch oft schwierig, festznhal- ten, welcher von diesen Impulsen für die Untersuchung ausgewählt worden ist. Um diese Schwierigkeit zu umgehen, ist der Impulsgenerator PG2 vorgesehen.
Das Steuergitter CG der Oszillographenrohre ist negativ vorgespannt, so dass der Strahl unterdrückt ist. Der Impulsgenerator PGs legt über einen Blockkondensator positive Impulse an das Steuergitter CG an, die von genügender Grosse sind, um die Strahl- sperrung aufzuheben. Die Dauer der Impulse sollte genügend gross sein, um jeden reflektierten Impuls, der zu beobachten ist, zeitlich um einen kleinen Betrag zu überlappen. Die Ausloseimpulse sind durch die vom Ausgang von PSi erhaltenen Sinuswellen synchroni- siert und sollten so bemessen sein, dass sie auftreten, wenn die Spannung der Wellen ihr Vorzeichen ändert, das heisst, wenn die Zeitablenkung des Oszillographen praktisch linear ist.
Auf diese Weise wird nur ein verdit- nismässiger schmaler Teil des Zyklus auf dem Schirm sichtbar sein, und wenn der Phasenschieber PSi eingestellt ist, werden die verschiedenen reflektierten Impulse so sichtbar sein, wie wenn sie durch eine Spaltblende hindurchgehen würden, und irgendeiner derselben kann für die Untersuchung unter Ausschluss der andern herausgesucht werden.
Es ist zu erwähnen, dass, wenn nötig, ein Phasenschieber unmittelbar vor dem Impulsgenerator PG2 eingesehaltet werden kann, iiiii zu ermöglichen, dass die Impulse auf der gewünschten Seite des Zyklus der Sinuswelle erzeugt werden.
In Fällen, wo die Leitung Storfeldern unterworfen ist, kann es bei der Ortsbestimmung der Unregelmässigkeiten zu Interferenzen kommen, und es kann ein gewisser Vorteil dadurch erzielt werden, dass die Angleichung an den Originalimpulsen anstatt an den reflektierten Impulsen vorgenommen wird. Das kann in einfacher Weise dadurch geschehen, dass die Leitung in der Fig. 13 mit der Stelle Y anstatt mit der Stelle X verbunden wird.
Diese Massnahme wird die Wirkung des Geräusches auf ein Minimum reduzieren ; dabei sollte jedoch der Verstärker PA in der Lage sein, sehr grosse Amplituden zu übertragen, da, abgesehen vom Umstand, dass die durch Pssi erzeugten Impulse zum vornherein eine grosse Amplitude aufweisen, die Ausgleichsvorrichtung VE die Impulse derart verzerren kann, dass sie eine noch grössere Amplitude annehmen.
Die reflektierten auf dem Oszillographenschirm erscheinenden Impulse können photographisch festgehalten werden, oder ihre Amplituden können direkt am Schirm gemessen werden, um ein Alass für die entsprechenden Unregelmässigkeiten zu erhalten. Die einfachste Art, dies durchzuführen, besteht darin, die Höhe der Spur des reflektierten Impulses zu messen und dann die Dämpfungsvorrichtung VN einzustellen, bis der Originalimpuls auf die gleiche Hoche herabgesetzt ist. Die dadurch eingeführte Dämpfung ergibt dann ein Mass für die Grösse der Unregelmässigkeit. Ein Teil der Impulse kann umgekehrt sein.
Es ist selbstverständlieh klar, dass irgendwelche zusätzliche (nicht gezeigte) Verstärker hinzugefügt werden können. Beispielsweise können unmittelbar vor jedem Paar Ablenkplatten des Oszillographen Verstärker erwünscht sein, wenn es nicht möglich ist, die notwendige Verstärkung in den Verstärkern EA oder PA in den Fig, 1 und 13 vorzu- sehen. Diese Verstärker ermöglichen die Ausdehnmg oder Zusammenziehung der Ablenk- skala im gewünschten Ausmass.
Man erkennt selbstverständlich, dass die sinusförmige Zeitbasis eine praktisch lineare tblenkung nur über einen Teil des in Fig. 5 dargestellten Bereiches erzeugt, so dass die durch den zeitbestimmenden Frequenzselek- tor TFS markierte Skala nicht auf ihrer ganzen Länge eine gleichmässige Teilung aufweist. Da jedoch auf die Impulse die gleiche Verzerrung einwirkt, so ist die auf dieser Zeitskala gemessene Zeit trotzdem genau.
Der Phasenschieber PSI ermöglicht, den linearen Teil der Zeitskala an irgendeine Stelle zu verschieben, wo ein Vergleich mit der Zeitskala erwünscht ist. Diese Überlegun- gen gelten in gleicher Weise für die Fig. 1 und 13 ; in der Fig. 13 jedoch ist der ins Auge gefasste Bereieh immer der Bereieh, wo die Zeitbasis linear ist.
Die Impulsfrequenz ist entsprechend der Länge der zu prüfenden Leitung und der Fortpflanzungsgeschwindigkeit auf dieser Leitung zu wählen. Wenn f die Impuls- frequenz, lut die Fortpflanzungsgeschwindig- keit und L die Länge der Leitung ist, dann gilt als grobe Regel, dass f etwas kl. einer als U/2L gewählt werden muss, so dass die ganze Leitungslänge durch ein einmaliges Aber- streichen der Zeitbasis gedeckt wird. Wenn beide Enden der Leitung für die Prüfung- zugänglich sind, kann das Doppelte dieser Frequenz verwendet werden, und die beiden Hälften der Leitung können von entgegen- gesetzten Enden aus geprüft werden.
In dem zur Erläuterung gewählten Zahlbeispiel war f 20 kHz und für eine Länge einer auf beiden Enden zugänglichen koaxialen Kabelleitung von ungefähr 8 Meilen gewählt, in welcher die Fortpflanzungsgeschwindigkeit ungefähr 1, 8. 105 Meilen pro Sekunde betrug.
Device for the investigation of impedance irregularities on an electrical transmission line.
The present invention; ; relates to a device for examining impedance irregularities on electrical transmission lines and, in particular, for determining the location and measuring the size of such irregularities.
It is known per se that when a change in one or more of the parameters of a transmission line occurs at any point, a change in impedance is generated so that the waves traveling over the line are partially reflected.
This fact provides a simple means of determining the location of faults on transmission lines, since these faults are practically always the cause of changes in the line parameters.
In the English patent specification no. 551818 a device for determining the location of impedance irregularities is described in which short electrical pulses are sent over the line, the pulses reflected by the irregularities being observed and measured. From the information derived from the reflected pulses it is possible to determine both the distance and the size of the irregularities. Purpose of the present invention is a further embodiment of the arrangement described in the above patent.
The invention is applicable to transmission lines which are used for the distribution of electrical energy or for electrical communication, and such lines can be either cables or overhead lines.
In the case of power distribution lines (especially when it comes to cables), the device is mainly useful for determining the location of faults, while in the case of telecommunication cables it can also be used to determine the quality of a newly laid cable, since it is used for determining the small irregularities that occur due to manufacturing inaccuracies in the successive honeycomb lengths.
The device according to the invention for examining impedance irregularities on an electrical transmission line is characterized by a generator for generating test pulses to be sent over the line by a display device to which the pulses reflected by the irregularities are fed, and by a compensating element to To correct the differently large influence of the line attenuation for differently distant reflection points.
It is preferably worked with a pulse sequence in which the temporal spacing of the individual pulses is constant and large compared to the duration of the individual pulses, and there is also a compensation means, which the line end to which the pulses are applied and the Connects to the display device in such a way that pulses reflected by an irregularity are transmitted via the compensation means and registered by the device, the compensation means being designed so that it corrects the distortion of the reflected pulses caused by the passage over the line.
Embodiments of the device according to the invention are explained in more detail below with reference to the drawing.
In the drawing: FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of the device according to the invention, FIG. 3 shows a schematic circuit of a device for generating a time scale frequency, FIGS. 6, 8, 10 and 12 show details of the circuit from FIG 1, FIG. 13 is a block diagram of a second embodiment and FIGS. 2, 4, 5, 7, 9 and 11 are explanatory diagrams.
Fig. 1 shows a block diagram of an embodiment of the invention. The control oscillator CO supplies sinusoidal oscillations; a frequency of 20 kHz to the pulse generator Pagi. The pulse generator is designed in a manner known per se in order to generate a unidirectional pulse per cycle of the Si nuswellen, which has a duration of approximately 0.25 microseconds.
The pulse train generated in PGi is fed to the input terminals of the transmission line to be tested at T, these terminals also being connected to the variable attenuation 17, which leads to the compensating amplifier EA, which in turn is connected to the vertical deflection plates VP of the sehematically shown cathode ray oscilloscope tube CRT is connected.
The oscilloscope GO also supplies the sine waves via a variable phase shifter PSi to the horizontal deflection plates HP of the oscilloscope tubes to generate the necessary time deflection. A timing frequency selector TFS is connected to the input of the variable attenuation VN and its output is connected to the vertical baffles VP. This is done for the purpose of marking an exact time scale on the oscilloscope screen, as will be described in more detail later.
The compensation amplifier EA is controlled by the waves generated by the oscillator CO via a fixed phase shifter PS2 and a control voltage generator CVG. This amplifier is intended to compensate for the line distortion to which the pulses reflected by the irregularities in the line are subjected, so that their shape and amplitude, as recorded on the oscilloscope screen, can be used to determine the size and type of the irregularities wu determine. This will also be explained in more detail later.
In order to avoid multiple reflections of the impulses, which would interfere with the specification of the oscilloscope recording, it is necessary that the impedance terminating the line at the transmitting end is adapted to the wave resistance of the line over a large frequency range. In the case of a coaxial cable, for example, the characteristic impedance is practically a constant resistance at high frequencies; at low frequencies it tends to increase and assume a negative angle. It is also customary to design the device connected to the line in such a way that it has an impedance which is practically a constant resistance.
The network CN '(if necessary) is therefore designed and possibly made adjustable by hand so that the fault impedance of the line is corrected so that an exact adaptation is achieved over the necessary frequency range. Any distortion introduced by CN can be treated as part of the line distortion.
The circuit shown in Fig. 1 works as follows: The original pulses generated by PG1 travel over the line, and if there is an impedance irregularity, pulses are reflected back to the transmission end of the line and via the variable, possibly manually adjustable attenuation VN and the equalization amplifier Eil are fed to the plates VP of the tube CRT and generate a corresponding track on the screen.
The original pulses are also displayed on the oscillator, and since the sinusoidal time base is synchronized with the pulses, a still image is created which has a high amplitude peak corresponding to the original pulse and various other much smaller peaks , some of which may be reversed and which correspond to the pulses reflected by the various line irregularities.
As a result of the attenuation of the line, which changes as a function of the frequency, the reflected pulses (in the absence of correction means) are more or less distorted, the amount of distortion being greater the further the corresponding irregularity is from the line input is. The heights of the impulses displayed on the oscilloscope are reduced in various ways, and the shape of the impulses is changed, so that a completely misleading impression can be obtained about the type and size of the irregularities. In Fig. 2, the diagram (a) shows a cable AD with two exactly the same irregularities at points B and C.
The original sharp impulse flows over the cable until point B is reached, at which point in time its height e has been reduced and the impulse has become broader at its base, since the higher harmonics are more attenuated than the lower ones. At point B, part of the energy of the pulse is reflected back to point 21, and the shape is even more distorted on return. If it is assumed that the pulse transmitted beyond B is not significantly influenced by the reflected pulse, it flows on to point C, where it is subjected to further attenuation and distortion.
The same fraction of the energy of the pulse is reflected back at point C and arrives at point A with greater distortion and attenuation than the pulse reflected at point B. As a result, in the absence of correction means of the original impulse fluid, the two reflected impulses on the oscillator screen will appear roughly as shown in diagram (b) of FIG. 2, and this easily gives the impression that the irregularities ity at point B is of greater importance than that at point C.
The phase distortion is not taken into account in the present case, since in practice it is negligible compared to the effect of the amplitude distortion. The manually adjustable compensating amplifier EA is used to reduce this as much as possible, by means of which the distortion introduced by the conductor is at least partially corrected, so that the distance from the point of irregularity is taken into account.
In the ideal case, the compensation amplifier has an amplification frequency characteristic which-controlled by the oscillator CO-changes periodically with time in such a way that the characteristic at the moment of the arrival of any reflected pulse is such that compensation for a line length that is equal to twice that Distance of the corresponding irregularity point takes place over a frequency range which is sufficient for the exact delimitation of the pulses. The characteristic of the amplifier is changed by means of a voltage which is generated from the sine wave by the control voltage generator CVG, this voltage changing periodically with the pulse frequency.
It can therefore be seen that the waveform of the control voltage must have characteristics that are similar to those of a sawtooth wave, since the voltage must quickly return to its initial value immediately before a new pulse is transmitted.
The phase shifter PS2 is used to bring the starting points of the control voltage changes into agreement with the transmission of the pulses. This phase shifter does not require any further adjustment once it is correctly set. It should be noted that this phase shifter could, if desired, be placed between CO and PG1 instead of in the position shown.
In fact, it is not always necessary for the amplifier EA to fully balance the line for all of the reflected pulses in the manner described. It has been shown that, for example, in many cases only the amplification of the amplifier has to be changed as a function of time in order to compensate for the height of the pulses. This will be described in more detail later when the design of the compensation amplifier is discussed.
In the prototype arrangement, the distances between the irregularities are measured by setting the phase shifter PSi, which is calibrated in phase angles for this purpose. With reference to diagram (b) of FIG. 2, it can be seen that the effect of adjusting the phase shifter is to shift the images of the three pulses A, B and C together horizontally along the time scale. The distance is measured by first making a mark on the oscilloscope screen on the center line of the original pulse A and then changing the phase shifter by an angle 0 until the center line of B (or C) coincides with the mark.
This shows that # the reflected pulse B (or C) is delayed by # T / 2 seconds compared to the initial pulse A, where T seconds means the period of the sine wave, so that the distance is up to
0 T to the point of irregularity is equal to M
4 7r must be where u is the propagation speed on the line.
However, it has been shown in practice. that a continuously variable phase shifter requires frequent calibration if exact results are to be achieved. The arrangement described therefore has means for marking an exact time scale on the oscilloscope screen, and the measurements can be carried out either with reference to this time scale or by means of the phase shifter PSt, which can be calibrated with respect to this time scale as often as desired .
In the arrangement of FIG. 1, the selector TFS is provided for generating the time scale frequency. The pulse train generated by PGi, the frequency of which is 20 kHz, is fed to the selector TS, which selects the 50th harmonic of the pulse train and feeds it to the vertically deflecting plates VP of the oscilloscope. In this way, a sine wave of 1 mHz is superimposed on the image of the pulses on the oscilloscope screen, so that intervals of 0.5 microseconds are precisely marked. It has been shown that, under favorable conditions, the position of a pulse can be estimated by the eye with an accuracy of approximately 0.05 microseconds.
The time interval between the original pulse and a reflected pulse can therefore be measured with an accuracy of at least 0.1 microseconds. The position of the point of irregularity can therefore be determined to within a few meters. For example, if an error occurs at a connection point, this connection point can be clearly identified.
The time scale frequency can be obtained from the pulse train in various ways, for example by a frequency multiplying arrangement of a known type.
Since the pulse frequency is 20 kHz, however, a multiplication by 50: 1 would be required to produce the desired time-determining frequency of 1 mHz. It turns out that the necessary arrangements are complicated and unstable, and special precautions must be taken to ensure that the synchronization takes place at the correct multiple of the repetition frequency. For these reasons, it is preferable to use a simpler method.
In the present example, the pulse duration is only 0.25 microseconds, which is only 1/2 of the period. It is known that a periodic pulse train can be broken down into a fundamental frequency and a series of harmonics of this fundamental wave. If the pulses - as in the present case - are very narrow, the amplitudes of the harmonics decrease very slowly with their order, and it can be shown that the 50th harmonic of the 20 kHz pulse train is only about 10% smaller in amplitude than the orund wave - sits. This harmonic can therefore be selected and amplified to serve as a time scale frequency.
In addition, all harmonics are out of phase so that each has a maximum amplitude that coincides with the center of each pulse.
It follows from this that the zero point of the time scale marked by the 50th harmonic coincides with the original pulses as long as there are equal delays in the current paths to the deflection plates VP via VN and TF.5. Of course, if necessary, suitable phase-shifting means could be introduced in the selector for the time scale frequency to compensate for any delay differences so that the zero point of the scale would exactly match the original pulses.
The selector TFS therefore preferably has a narrow bandpass filter, which is designed for the selection of the 50th harmonics of the pulse train, excluding all others, this filter being followed by a suitable amplifier tuned to this harmonic, which is designed so that it generates the time scale frequency with the appropriate amplitude. Quartz crystals or the like are preferably used in this bandpass filter in order to obtain the desired selectivity and slope. The transmission curve of the filter should have such a course as. ') small changes in the pulse frequency do not result in large amplitude changes or a triggering of the time scale frequency.
A sharply tuned circle would therefore not be suitable as a filter. For reasons of convenience, the control oscillator CO should have a fine adjustment of the frequency in order to enable an exact setting of the pulse frequency so that the east harmonic comes to lie in the middle of the filter long-pass band. The correct setting can easily be determined by observing it on the oscilloscope.
In order to prevent the bandpass filter from appreciably distorting the impulses sent to the variable damping VN, a suitable series resistor or a buffer tube stage should be present in front of it so that the input impedance of the selector Tao appears practically as a constant resistance.
The time scale voltage can be obtained in other ways, which are simpler and therefore preferable in portable devices.
The corresponding circuit is shown in FIG. 3, which shows a variant of the lower part of FIG. 1, the selector TES not being required. At the input of the variable damping T N, a shunt circuit is provided which has a resistor R in series with a parallel resonance circuit L, C 'with very low damping, this circuit being tuned to the time scale frequency. This bypass circuit can be maintained by closing the switch S.
The impulses generated by Pssi then generate free oscillations in the tuned circuit L, (', and if the damping is small, the amplitude of the oscillations decreases only slowly. The impulses appear on the oscilloscope screen with the oscillations superimposed on them, which the With the usual setting of the attenuation, however, the amplitude of the visual vibrations will be very small, and in order to make them visible in a satisfactory manner it is necessary to reduce the attenuation considerably The line and the manually adjustable correction network CN are temporarily switched off.
Fig. 4 shows the time scale wave as it is recorded on the oscilloscope. The original momentum at A marks the zero point of the scale followed by the one megahertz waves. A scale at 0.5 microsecond intervals can then be marked on the oscilloscope screen and is available for use in measuring reflected pulses. After the scale has been calibrated in this way, the switch S ge is opened, whereby the resonance shunt is switched off, and the line and the correction network can be reconnected.
It goes without saying that the amplitude of the pulse A in FIG. 4 is very large compared with that of the superimposed waves and is limited by the amplifier EA.
In addition, the decrease in the amplitude of the waves displayed on the oscilloscope screen will hardly be visible if the damping of the resonance circuit L, (Y is small.
In Fig. 3, L and C can be a suitable inductance and capacitance, respectively, tuned to the time scale frequency, or they can be some other equivalent resonance device with low attenuation, such as a quartz crystal or a band filter with a narrow pass band, his.
In the arrangement of Figure 3, it is not necessary to accurately synchronize the time scale wave with the pulses; however, the resonance frequency should be set with sufficient accuracy so that the time scale has the necessary accuracy.
With reference to FIG. 1, it was mentioned that the equalization amplifier EA is intended to compensate for the conduction distortion for any reflected pulse, regardless of the spacing of the irregularity which produces it. This requires that the amplification frequency characteristic of the amplifier should change according to the time which has elapsed after the transmission of each pulse from the pulse generator. While this requirement can theoretically be met well, there are a number of practical difficulties which must be overcome before a full correction can be obtained.
The main difficulty lies in the development of an equalizer for a very wide frequency band, which can be changed by means of the voltage received from the control voltage generator CVG, which, as already mentioned, changes according to a sawtooth shape. Thus, one way of dealing with the problem is to reduce the relative width of the equalization band by providing modulation means to shift the signal containing the various pulses to a much higher frequency range and to shift it back after equalization. This shift is of course a known process.
However, it has been shown that a complete correction achieved in the manner just described is not always necessary and that simpler arrangements which only produce a partial correction produce satisfactory results in practice. It is often sufficient to provide means by which only the height of the reflected impulses is corrected, but not their shape, because this already enables the significance of the various irregularities to be assessed to a sufficient extent.
In FIG. 5, diagram (a) shows two periods of the time course of the amplification required for the compensation amplifier EA, which is necessary to correct the height of the pulses which are reflected by irregularities at different distances. The horizontal scale shows the time in microseconds and the vertical scale shows the relative gain in db. The corresponding distance scale in miles is indicated below the time scale, with the numbers representing twice the distance to the irregularity along the cable.
The speed of propagation in this cable is approximately 1. 8. 105 miles per second.
Diagram (b) of FIG. 5 shows, as an example, two of the original pulses A and two pulses B and C, which are reflected by the same irregularities at a distance of one and three miles, respectively, from the test end of the cable, as they are; sue were received without correction. Since usually only a small fraction of the energy is reflected, the pulses A have a height which is very large compared with the height of the reflected pulses B and C, which is why the pulses j1 are shown broken around them To indicate fact.
The height of B is about three times that of C, due to the cable attenuation, and the pulse ('requires about 10 db more gain than the pulse B, as shown by diagram (a).
If a correction is effected by the amplifier, pulses result as shown in diagram (c) in FIG. 5, with B and C now both amplified in such a way that they obtain the same level. The pulses A are of course not influenced, since the relative amplification at the time point: zero has the value zero.
The curves in diagram (a) in FIG. 5 show the gain over time for a specific cable type. They have an approximate exponential shape.
It is known per se to change the gain by means of a control voltage applied to a control grid of an amplifier tube (or the grids of various tubes), as a result of which the gain factor it of the tube (or tubes) is changed. In known systems, this arrangement is usually used for automatic volume control and the like, and the control voltage is derived in some way from the received signals, so that the gain of the amplifier is made dependent on the signal level.
In the present case, the control voltage which is supplied by the control voltage generator CVG (FIG. 1) depends on the time and not on the signal level. This control voltage must change in such a way that it produces a gain change of the kind shown in diagram (a) of FIG.
Fig. 6 shows the circuit of a known type of sawtooth generator, which can be designed as a control voltage generator. It has a gas-filled triode V2, which bridges a capacitor C, which is charged via the resistor R from a hole voltage source connected to the terminal HT +. The control grid is connected to earth via an appropriate grid resistor R7 and is negatively biased with the aid of a cathode resistor R6 which is bridged by a capacitor Ce.
Synchronizing waves are fed to the control grid via the blocking capacitor C7 from the oscillator CO (FIG. 1) via the phase shifter PS2.
The sawtooth waves can be removed from terminals 1 and 2.
The capacitor C is charged via the resistor R until the ignition voltage of the tube is reached, whereupon it becomes conductive and discharges the capacitor, whereupon the charging cycle begins again. The voltage across the capacitor C changes in an exponential manner over time and is therefore in principle suitable for controlling the gain factor in the manner shown in FIG. 5 (a).
7 shows the charging curve for the capacitor C, with the time on the abscissa and the corresponding capacitor voltages on the ordinate. In this figure, E means the voltage of the high voltage source and represents the maximum value which the capacitor voltage can reach.
Appropriate pre-tensioning of the control grid of the tube can ensure that the ignition voltage has any desired value (within certain reasonable limits). Thus, when a small negative bias is given to the control grid, the tube responds at point A, which corresponds to a fairly small voltage Ea in FIG. In this case, OA is practically a straight line. If, however, the negative bias voltage is increased, the tube will only ignite at a higher voltage Eb, which corresponds to point B, the return being represented by BM and part OB of the curve now having a clearly visible curvature.
It can therefore be seen that the degree of curvature of the inclined parts of the sawtooth waves can be adjusted by adjusting the control grid bias. However, this setting as such is not sufficient as it also changes the frequency. Since AN and BM represent the returns corresponding to positions A and B, the corresponding periods are ON and OM. However, this can be avoided by appropriately changing R and / or C when setting the preload. It can be seen that the amount of curvature of the part OB of the curve used is determined by the ratio E / Eb, while the time OM required to reach point B is dependent on the time constant R.C. of the capacitor circuit.
It is now assumed that the desired curvature is that corresponding to curve OA and that the required period is OM. The control grid bias is adjusted to produce an ignition voltage Ea and the time constant R.C. is then changed so that the charging curve corresponds to the approximate straight line OC. If the circuit of FIG. 10 is followed by a suitable amplifier, the amplitude CM of the sawtooth waves can be set to any desired value; for example, it could be increased to BM, in which case the sloping parts of the waves have been represented by the almost straight line OB. By
By comparing the line OB and the curve OAB, the effect of the change in the ignition voltage from Ea to Eb can be estimated.
If the point B were chosen much higher up on the curve, so that Eb were approximately equal to E, significantly larger
Curvatures can be achieved.
Another change in the curve can be obtained by using a more complicated charging circuit, such as that obtained by connecting terminals 1-3 and 2- in FIG. 6 (adding network C5, R5), where in the Output at terminals 5 and l3. The effect of such changes can be determined from known principles.
When throwing in the view of FIG. 6 for generating a suitable for a certain type of Lei device gain curve, it is without a doubt possible, the values of the
Calculate components from the available data zn; but in practice it turns out that it is easier to determine this experimentally.
It is of course necessary that the
Return of the sawtooth waves coincides with the transmission of the pulses by the generator PGi. To achieve this, the phase shifter PS2 (Fig. 1) is before
Control voltage generator CVG switched on (or in another variant before the pulse generator PGi), and if this is set correctly, it does not require a subsequent one
Attitude.
In cases where several tubes of the amplifier EA are controlled in the manner described, it may prove useful to supply the control voltage via buffer tubes in order to avoid the coupling difficulties which could otherwise occur if the control voltage is out of the the same source would be fed to the different stages.
Fig. 8 shows another type of
Control voltage generator, which is less simple than that of FIG. 6, but allows more extensive control of the waveform of the control voltage. In this case it is necessary that the control oscillator CO of FIG. 1 emits two frequencies, namely the pulse frequency f and also the frequency f / 2, which should be synchronized.
This can be accomplished in a number of ways known per se; For example, the oscillator can generate the frequency f / 2, and the frequency f can be obtained from this with the aid of a frequency doubler and is sent to PGi and PS2 (FIG. 1) as well as to the control voltage generator, as shown in FIG is headed.
The control voltage generator of FIG. 8 has a sawtooth wave generator SG of any suitable type, synchronized by the frequency f, and a full-wave rectifier RX (for example a double diode, a pair of diodes or a dry rectifier bridge) to which the frequency f / 2 is fed. The outputs of SG and RX are simultaneously fed via the transformers Ti and T2 to the control grid of the mixing tubes Vs, to which the anode voltage from the source Ff -) - is fed via the resistor Ra and which is biased by the resistor Rs bridged by the capacitor Ca.
The output voltage is taken from the anode via the blocking capacitor Cs.
The resistors Rio and Rii represent appropriate remote loads for the transformers Ti and T2.
In this way, sawtooth waves as shown in Fig. 9 (a) and half-sine waves as shown in Fig. 9 (b) from the output of the rectifier RX are obtained. Since the frequency f / 2 is fed to the rectifier RX, half a sine wave (b) results for each sawtooth wave (a). If the synchronization is strung in such a way that the zeros of the half sine wave coincide with the back waves of the sawtooth waves, the tube Vs gives a mixed output, as shown in FIG. 9 (c), which is obtained by adding the ordinates of the waves (a) and (b) is obtained.
It can be seen that these waves have the same general character as the waves shown in Fig. 5 (a). The amount of curvature can be controlled by appropriately adjusting the relative amplitudes of waves (a) and (b) of Figure 9, and further control can be obtained through the use of a two-dimensional shaping network (not shown) is switched on between the oscillator CO and the Vollweggleiehriehter and by which the half-sine waves can be distorted in a suitable manner. By this means a considerable change in the shape and curvature of the waves (c) is possible.
In FIG. 8, the phase shifter PS: is arranged between the control oscillator CO and the pulse generator PGi.
A preferred form of amplifier E-1. is shown in FIG. It has a forward amplifier and negative feedback, which contains an auxiliary amplifier, the gain of which is controlled with the aid of the voltage supplied by the control voltage generator CVG, this voltage being supplied at F. The effective gain of the amplifier measured between the points IN and OFT is then dependent on the gain of the auxiliary amplifier and changes in the opposite direction to this. The feedback path should preferably have an overall gain or overall attenuation that is independent of the frequency for each value of the control voltage.
The amplifier E1 can have further amplifier stages (not shown) which precede and / or follow the stages shown in FIG.
In Fig. 10 details of the forward amplifier and the feedback path are shown. These circles have certain customary and per se known arrangements which are mentioned without further explanation. Thus, D generally designates a decoupling device for the anode of a stirrer; furthermore, K is a two-way blocking capacitor, G is a grid resistor and CB is a biasing device for the cathode.
The forward amplifier has two tubes V5 and V6, which for the sake of simplicity are shown as triodes, but which can also be multi-grid tubes. Impedance networks Ni and N2 are connected in series with the anodes of these tubes. The feedback path has a potentiometer consisting of two resistors R13 and R14, which is followed by a two-stage amplifier having the tubes V7 and V8.
These tubes have two control grids and a screen grid arranged between them, one of these control grids being used to control the amplification of the tubes. Each screen grid is biased via a resistor S through a discharge capacitor Q arranged in the usual way. The two gain control grids are connected to the terminal to which the voltage obtained from the control voltage generator CVG is applied.
The signal control grid of V7 is connected to the junction of resistors R13 and R14, and the anode is connected through a capacitor E to the signal control grid of tube Vs.
The potentiometer-Big and N14 bypasses the output of the tube Vs so that part of the output voltage is fed to the signal control grid of V7. The anode of Vs is connected to the cathode of Vs, which is grounded through resistor R12, so that the output voltage is fed to the input circuit of V5, thereby closing the feedback path. With the circuit arrangement shown, a negative feedback is achieved as desired.
If necessary, additional means (not shown) can be provided in a known manner in order to prevent instability of the arrangement at frequencies outside the operating range.
If only the amplitudes of the reflected pulses are to be corrected, the networks Ni and N2 can be simple resistors or they could be omitted. wherein the feed forward and auxiliary amplifiers are otherwise configured to give flat sequence characteristics. If the gain of the auxiliary amplifier is then reduced by the control voltage applied at F, the gain of the entire amplifier between the terminals IN and OUT will increase, and vice versa. The desired change over time can be achieved in the manner already described by means of a suitable dimensioning of the control voltage generator.
It can be seen that when using tubes with a screen grid for V? and Vs the two gain control grids can be connected to one another as shown, since the corresponding signal control grids are shielded from them. However, tubes without a screen can also be used; but in this case the control voltage must be fed to the gain control grids via separate buffer tubes (not shown) to prevent coupling between the two signal control grids.
The arrangement of Fig. 10 is particularly suitable for introducing some correction for the frequency distortion of the reflected pulses. Appropriate choice of the impedance networks Ni and N2 will cause the gain of the feed forward amplifier, u, to vary with frequency in a manner which is useful for partially compensating for the frequency distortion of the maximum length of line that can be covered (e.g. about 4 miles of the Cable, to which Fig. 5 refers) is required. The characteristic can, for example, be the same as curve (a) in FIG. 11, in which the gain is plotted on the ordinate and the frequency is plotted on the abscissa.
The curve (a) then represents the characteristic of the amplifier EA when the feedback is zero. If the gain of the auxiliary amplifier is increased, the overall gain of the amplifier EA decreases and the characteristic is flattened until, with strong negative feedback, the gain is almost independent of frequency and is relatively small. In this state, irregularities are checked which are very close to the line inlet. The increasing change in the gain characteristic is illustrated by curves (b), (c) and (d) in FIG.
By appropriately dimensioning the circuits, the increasing change in curve (a) to (d) can be designed in such a way that an approximate compensation for the distortion of the pulses reflected from any point on the line is achieved.
In a variant of this method, the forward amplifier can be given a flat characteristic and the auxiliary amplifier a characteristic which has the reverse course of curve (a) of FIG. 11 [that is, it is equal to the reflection of curve (a) on the frequency axis and maintains an unchanged shape when the gain is changed. This can be achieved, for example, by using networks (not shown) which are of the same type as the networks Nmnd Nz and are connected in series with the anodes of V7 and Vs.
When the gain of the auxiliary amplifier is a minimum, the overall gain characteristic of the entire amplifier EA becomes practically like curve (a), this characteristic being reduced and flattened as the gain of the auxiliary amplifier increases and practically curves (b), (c) and (d) yields.
Another very simple method for achieving the desired change in the gain of ES over time without frequency correction, which in many cases leads to satisfactory results, is explained with reference to FIG. In this no control voltage is required and therefore the elements PS2 and CVG of FIG. 1 are omitted. 12 shows a stage of the amplifier EA which has a tube Vi which, for the sake of simplicity, is shown as a triode. The pulses are fed to the control grid via a network Ci, Ri, which has a time constant of the same order of magnitude as the repetition period of the pulses. The cathode is biased by connecting Co and R2 in parallel.
The anode is fed from a high voltage source HT + -and HT- via a decoupling network with the resistors R3 and R4 and the capacitor C4. The output voltage is taken from the anode via the capacitor C3.
The effect of the circuit is based on the fact that the original pulses have a considerably larger amplitude than any reflected pulse to be received. The original pulses are fed to the grid of the tube Vi with positive polarity. When such a pulse arrives, a high positive voltage is fed to the control grid, and a grid current flows which charges the capacitor Ci.
When the pulse disappears, this charge remains on the capacitor, which is via the resistor. Bi flows off and thereby generates a negative voltage on the grid, which is initially approximately equal to the pulse voltage and decreases over time according to an exponential law. The tube V1 should have a variable steepness so that its gain is reduced to a low value at the beginning of each cycle and then increases continuously and thus follows a curve similar to diagram (a) in FIG. 5. The shape of the curve depends on the Robre used, its electrode voltages and the value of the time constants Ci, Ri.
The time constant causes, of course, a certain distortion of the reflected impulses, which, however, has proven to be insignificant in practice.
The tube Vi can of course have additional grids suitably prestressed in any known manner, and in practice a pentode will be preferred.
The automatic compensation arrangements described so far are particularly useful when it is desired to obtain a general picture of all the irregularities present in a certain line length. However, if there are a large number of irregularities, the image obtained can become complicated and it will be advantageous to be able to examine each reflected pulse separately. An automatic compensation arrangement is not practical for this purpose, and another method is preferable which allows the compensation of individual pulses. This arrangement is shown in FIG. 13, which is a modification of FIG.
The same elements in both figures are labeled the same and are no longer described.
In FIG. 13, a variable compensation device VE connected upstream of a pulse amplifier PA replaces the compensation amplifier EA of FIG. 1, the elements PS2 and CVG also not being required. A second pulse generator PC2, which is designed so that it emits practically rectangular pulses to the control grid CG of the cathode ray tube, is controlled by the sinusoidal output voltage of the phase shifter PSi.
The variable compensation device T% is designed for manual adjustment and has a number of compensation networks which are controlled by switches and are designed, for example, according to the decade principle, in order to compensate for any length of a given line type. The amplifier PA should provide a gain which does not change over time and which is preferably also independent of the frequency, although a frequency change could be compensated for separately or taken into account when designing the variable compensation device.
By ignoring the pulse generator PG2, the purpose and effect of which will be described later, for the moment, one of the reflected pulses visible on the oscilloscope: is selected for the investigation and the distance of the corresponding irregularity is compared in the manner already described measured with the time scale. The variable balancing device V 'is then adjusted to compensate for the corresponding line length and the selected pulse is then corrected for line distortion. The height of the impulse then gives the size of the irregularity and its shape an indication of the type of irregularity.
However, in view of the large number of reflected pulses which may be present, it is often difficult to determine which of these pulses has been selected for the investigation. To avoid this problem, the pulse generator PG2 is provided.
The control grid CG of the oscilloscope tubes is negatively biased so that the beam is suppressed. The pulse generator PGs applies positive pulses to the control grid CG via a blocking capacitor. These pulses are of sufficient size to cancel the beam blocking. The duration of the impulses should be long enough to overlap every reflected impulse that is observed by a small amount. The trigger pulses are synchronized by the sine waves obtained from the output of PSi and should be dimensioned in such a way that they occur when the voltage of the waves changes its sign, that is, when the time deflection of the oscilloscope is practically linear.
In this way only a diligently narrow part of the cycle will be visible on the screen, and when the phase shifter PSi is set the various reflected pulses will be as visible as if they were going through a slit, and any one of them can for the investigation can be selected to the exclusion of the others.
It should be noted that, if necessary, a phase shifter can be put in place immediately in front of the pulse generator PG2, iiiii to enable the pulses to be generated on the desired side of the cycle of the sine wave.
In cases where the line is subject to disturbance fields, there may be interference in the location of the irregularities and some advantage can be obtained by making the adjustment on the original pulses instead of the reflected pulses. This can be done in a simple manner in that the line in FIG. 13 is connected to point Y instead of to point X.
This measure will reduce the effect of the noise to a minimum; However, the amplifier PA should be able to transmit very large amplitudes because, apart from the fact that the pulses generated by Pssi have a large amplitude from the start, the compensation device VE can distort the pulses in such a way that they produce an even larger one Assume amplitude.
The reflected pulses appearing on the oscilloscope screen can be recorded photographically, or their amplitudes can be measured directly on the screen in order to obtain an indication of the corresponding irregularities. The simplest way to do this is to measure the height of the trace of the reflected pulse and then adjust the attenuator VN until the original pulse is reduced to the same level. The attenuation introduced in this way then gives a measure of the size of the irregularity. Some of the impulses can be reversed.
It is of course understood that any additional amplifiers (not shown) can be added. For example, amplifiers may be desirable immediately in front of each pair of deflection plates of the oscilloscope if it is not possible to provide the necessary amplification in amplifiers EA or PA in FIGS. 1 and 13. These amplifiers allow the deflection scale to expand or contract to the extent desired.
It can be seen, of course, that the sinusoidal time base generates a practically linear deflection only over part of the area shown in FIG. 5, so that the scale marked by the time-determining frequency selector TFS does not have a uniform division over its entire length. However, since the same distortion acts on the pulses, the time measured on this time scale is still accurate.
The phase shifter PSI enables the linear part of the time scale to be shifted to any point where a comparison with the time scale is desired. These considerations apply in the same way to FIGS. 1 and 13; however, in Figure 13, the range contemplated is always the range where the time base is linear.
The pulse frequency must be selected according to the length of the line to be tested and the speed of propagation on this line. If f is the pulse frequency, lut is the speed of propagation and L is the length of the line, then the rough rule is that f is somewhat kl. one must be selected as U / 2L, so that the entire line length is covered by a one-off deletion of the time base. If both ends of the line are accessible for testing, twice this frequency can be used and the two halves of the line can be tested from opposite ends.
In the numerical example chosen for illustration, f was 20 kHz and selected for a length of a coaxial cable line accessible at both ends of approximately 8 miles, in which the propagation speed was approximately 1.8.105 miles per second.