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PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zur Darstellung von elektrischen Hochfrequenz-Signalen, bei denen vom Signal Proben genommen werden, aus denen ein zeitlich gedehntes formtreues Abbild des zu messenden Signals mit niederer Frequenz erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass abwechselnd mit zwei Betriebsarten gearbeitet wird, wobei in der einen Betriebsart mit Hilfe einer Rückkoppelungsschlaufe (12, 13) eine Synchronisierung zwischen dem zu messenden und dem Signal eines Abtastoszillators bewirkt wird, während in der anderen Betriebsart die Abtastung des zu messenden Signals mit Hilfe der in der einen Betriebsart gewonnenen Synchronisiersignale erfolgt.
2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, bei der das zu messende Signal über eine Abtastschaltung (3) und eine Verstärker- und Aufbereitungsschaltung (4) an den Steuerungseingang der Abtastschaltung (3) geführt ist und an den Steuerungseingang der Abtastschaltung (3) über einen Komparator (7) die Ausgänge eines Kippgenerators (9) und eines Stufengenerators (10) angeschlossen sind und bei der ferner von einer Leitung zwischen dem Stufengenerator und dem Komparatoreingang ein Ausgang (11) der Schaltungsanordnung abgezweigt ist, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Ausgang der Verstärker- und Aufbereitungsschaltung (4) und einem weiteren Ausgang (5) der Schaltungsanordnung der eine Ausgang (a) eines Zweiwegeschaltkreises (16) angeordnet ist,
während der andere Ausgang (b) desselben Zweiwegeschaltkreises (16) mittels Einschaltung eines Schleifenfilters (13) und eines spannungsgesteuerten Oszillators (12) einerseits an den Steuerungseingang des Zweiwegeschaltkreises (16) gekoppelt ist und andererseits mit den Steuerungseingängen des Kippgenerators (9) und des Stufengenerators (10) und ausserdem mit einer Verbindungsleitung von der Abtastschaltung (3) zum Komparator (7) verbunden ist.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Darstellung von elektrischen Hochfrequenz-Signalen, bei dem vom Signal Proben genommen werden, aus denen ein zeitlich gedehntes formtreues Abbild des zu messenden Signals mit niederer Frequenz erzeugt wird.
Es ist bereits ein Verfahren zur Zeitdehnung hochfrequenter Signale für elektrische Registrierzwecke bekannt geworden, das in Abtastoszillographen Verwendung findet. Dem bekannten Verfahren gemäss DE-AS 1 125 543 liegt ganz allgemein das Arbeitsprinzip von Zeitdehnungsabtastsystemen zugrunde, bei denen das Abtastsignal aus dem zu messenden Signal ein Startsignal benötigt. Solche Abtastsysteme sind weitverbreitet, weil sie den Vorteil bieten, dass die Abtastimpulse in den beliebig einstellbaren Bereich der Periode des zu messenden Signals fallen. Ein erheblicher Nachteil dieser Abtastsysteme ist jedoch darin zu sehen, dass das zu messende Signal auf Grund seines Durchgangs durch das Synchronsignal-Kopplungsgerät verzerrt wird und deshalb in das Abtastsystem Messungenauigkeiten einführt.
Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass die zur Zeitdehnung notwendigen Synchronsignale unmittelbar aus dem zu prüfenden Hochfrequenzsignal erzeugt werden. Dies ist deshalb nachteilig, weil dadurch einerseits die Anpassung des Messsystems an das zu messende System nicht gesichert ist, wodurch Reflexionen entstehen, die die Messergebnisse verfälschen. Andererseits ergibt sich aufgrund der unmittelbaren Verbindung zwischen der Torschaltung und dem Synchroneingang eine Wechselwirkung, wodurch die Empfindlichkeit für die Synchronisierung des Systems und die Formtreue der Abbildung erheblich beeinträchtigt werden. Aus dem Torstromkreis gelangt während der Abtastung unvermeidlich ein Störimpuls an den Eingang des Systems, der zugleich auch der Eingang der das Synchronsignal erzeugenden Stromkreise ist.
Der Abtastimpuls folgt um mehrere 10 nsec. auf das Synchronsignal, das von dem
System geliefert wird, und bildet aus jeder Periode des zu mes senden Signals den kurzzeitigen Impuls zur Anzeige der glei chen Phasenlage. Die aus dem Torstromkreis kommenden Stör5 impulse gelangen über die Verstärkerstufe an den Eingang des
Kippstromkreises und steuern diesen, wobei sie dem zu messen den Signal überlagert sind. Dadurch wird bei der Synchronisie rung eine Phasenunsicherheit bewirkt, die zur Folge hat, dass bei geringen Signalpegeln die Synchronisierung unmöglich wird, naber auch bei grösseren Signalpegeln erhebliche Verzerrungen auftreten.
Das bekannte Verfahren dient zur Untersuchung von Signa len mit einer verhältnismässig niedrigen Wiederholungsfrequenz von einigen 100 MHz. Selbst bei Verwendung der be kannten modernen Schaltelemente kann in jeder Periode des
Signals der kurzzeitige Synchronimpuls zur Bezeichnung der gleichen Phasenlage, durch die nach der Unterteilung über die
Verzögerung das Abtasten gesteuert wird, nicht gesichert werden. Dies bedeutet, dass beispielsweise im Falle eines Signals mit einer Frequenz von 1 GHz ein Kippstromkreis notwenig wäre, der mit einer Häufigkeit von 1 GHz die Synchronimpulse abgibt, die im Vergleich zur Periodenzeit von 1 GHz (1 nsec.) klein sind.
Auch ein Abtastoszilloskop, das für 18 GHz geeignet ist, kann nur Signale mit einer Wiederholungsfrequenz von 1 GHz synchronisieren. Auch die Empfindlichkeit für die Synchronisie rung ist bedeutend schlechter als die Empfindlichkeit des Ab taststromkreises. Um Signale mit einer Wiederholungsfrequenz grösser als 1 GHz messen zu können, sind weitere aufwendige und aus speziellen Hochfrequenzelementen aufgebaute beson dere Einheiten erforderlich, durch die jedoch wiederum die An passung des Systems verschlechtert wird und zugleich ein höhe rer Signalpegel entsteht, als ihn der Abtaststromkreis verarbei ten kann.
Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, das Ver fahren der genannten Art so auszubilden, dass es auch bei höhe ren Frequenzen eine wesentlich grössere Empfindlichkeit auf weist und bei erhöhten Grenzfrequenzen des Abtaststromkrei ses eine Breitbandanpassung ermöglicht.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Patent anspruch 1 definierten Merkmale gelöst. Das vorgeschlagene
Verfahren ermöglicht eine Darstellung durch zwei alternierende
Betriebsarten, wobei durch die eine Betriebsart die Steuerung für die automatische Synchronisierung gesichert wird.
In dieser Betriebsart erfolgt das Abtasten in den phasengleichen Punkten des zu messenden Signals, vorzugsweise im Takt der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators. Das zu messende Signal wird also insofern abgetastet, dass durch das Rückkoppelungssystem an bestimmten Punkten des Signals Proben genommen werden. In der anderen Betriebsart hingegen wird das zu messende Signal abgetastet, und zwar mit Hilfe der in der vorigen Betriebsart gewonnenen Synchronisiersignale.
Zur Durchführung des Verfahrens dient erfindungsgemäss eine Schaltungsanordnung, bei der das zu messende Signal über eine Abtastschaltung und eine Verstärker- und Aufbereitungsschaltung an den Steuerungseingang der Abtastschaltung geführt ist, und an den Steuerungseingang der Abtastschaltung über einen Komparator die Ausgänge eines Kippgenerators und eines Stufengenerators angeschlossen sind und bei der ferner von einer Leitung zwischen dem Stufengenerator und dem Komparatoreingang ein Ausgang der Schaltungsanordnung abgezweigt ist. Diese Schaltungsanordnung zeichnet sich durch die im Patentanspruch 2 definierten Merkmale aus.
Im folgenden wird das Verfahren und die Schaltungsanordnung an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Abtastsystems,
Fig. la-le verschiedene Impulsreihen in grafischer Darstellung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Abtastsystems, welches ein Startsignal vom zu messenden Signal benötigt,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Abtastsystems mit kontinuierlichem Zeitmultiplex, und
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.
In der Zeichnung ist in Fig. 1 die Betriebsweise des bekannten Abtastsystems dargestellt, wobei in Fig. la das zu messende Hochfrequenzsignal zu sehen ist, dessen Punkt bestimmter Phasenlage, beispielsweise der positive Nulldurchgang, einer Synchronimpulsreihe zugeordnet wird (Fig. lb).
Mit der Auswahl jedes zweiten, dritten, im allgemeinen n-ten Impulses der Impulsreihe in Fig. lb erhält man eine Synchronimpulsreihe niederer Frequenz (Fig. lc). Werden die Impulse in Fig. lc nacheinander mit der Zeit At, 2At, 3At ...
kAt verzögert, so erhält man die Impulsreihe in Fig. ld, die die Abtastung steuert. Die Umhüllende der als Ergebnis der Abtastung entstandenen Impulsreihe - Wellenform der Fig. le - ist das formgerechte Abbild niederer Frequenz des zu messenden Hochfrequenzsignals. Das Abtastverfahren ergibt demnach eine Zeitmassstabdehnung, deren Grösse mit der Einstellung des At Parameterwertes regelbar ist, bzw. in Kenntnis dessen der gleichwertige Zeitmassstab für das niederfrequentere Signal angegeben werden kann.
Nachfolgend wird der Arbeitsgang der von dem zu messenden Signal ein Startsignal erfordernden Abtastsysteme beschrieben, deren vereinfachtes Blockschema in Fig. 2 dargestellt ist.
Das zu messende Signal erreicht den Eingang 1 in Fig. 2. Es gelangt über das Synchronsignal-Kopplungsgerät 2 an die Abtastschaltung 3. Das Synchronsignal-Kopplungsgerät 2 trennt von dem zu messenden Signal das Synchronsignal ab (Fig. lb), das an den Eingang des Breitbandverstärkers 6 gelangt. Die Bandbreite des Synchronsignals stimmt mit der des zu messenden Signals überein. Somit darf die erforderliche Bandbreite des Synchronsignal-Kopplungsgeräts 2, des Breitbandverstärkers 6 und der Eingangsstufe der Frequenzteilerschaltung 8, die das Ausgangssignal des Verstärkers empfängt, nicht kleiner sein als die Bandbreite des Gerätes, nämlich einige GHz. Die Frequenzteilerstufe 8 teilt das Synchronsignal phasengerecht (Fig. lc) auf die Frequenz der Abtastung herab.
Das Signal, das die im Vergleich zu den Synchronsignalen nacheinander um At verschobene Abtastung steuert (Fig. 1d), wird vom Kippgenerator 9, vom Stufengenerator 10 und von den Komparatoreinheiten 7 erzeugt. Auf diese Weise stellt mit der im entsprechenden Zeitpunkt erfolgten Abtastung die Abtaststufe 3 das formtreue Abbild des zu messenden Signals im Niederfrequenzbereich her, das nach Verstärkung und Aufbereitung am Ausgang 5 des Gerätes eintrifft. Den äquivalenten Zeitmassstab sichert das Ausgangssignal des Stufengenerators 10 in Fig. 2 an den Eingang 11 des Abtastsystems.
Der Arbeitsgang der Abtastsysteme mit kontinuierlichem Zeitmultiplex, deren vereinfachtes Blockschema in Fig. 3 dargestellt ist, wird untenstehend beschrieben.
Das zu messende Signal gelangt unmittelbar an den Eingang 1 der Abtastschaltung 3 (Punkt 1 in Fig. 3). Die Abtastung wird von einer rückgekoppelten automatischen Phasenreglerschaltung gesteuert, so dass die Frequenz des formtreuen niederfrequenteren Abbildes des zu messenden Signals ganz unabhängig von der Frequenz dieses Signals mit der Frequenz des Empfängeroszillators 15 übereinstimmt. Die automatische Phasenreglerschaltung ist aus dem Phasendetektor 14, dem Empfängeroszillator 15, dem Schleifenfilter 13 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zusammengesetzt. Der Ausgang 5 des Abtastsystems erzeugt das Eingangssignal, während das Ausgangssignal, nämlich das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12, von der Abtastung gesteuert wird.
Nachdem die Frequenz des Empfängeroszillators 15 übereinstimmt, ändert sich die äquivalente Zeitbasis fortlaufend als Funktion der Eingangssignalfrequenz. Aus diesem Grunde ist dies ein Abtastsystem mit kontinuierlichem Zeitmultiplex.
Die Abtastsysteme mit kontinuierlichem Zeitmultiplex werden nur für spezielle Anwendungsgebiete benutzt, beispielsweise für Vektorvoltmeter, Vektorimpedanzmesser. Die Ursache ist vor allem darin zu suchen, dass hier gegenüber den aus dem zu messenden Signal ein Startsignal erfordernden Abtastsystemen das zu messende Signal nicht durch das Synchronsignal Kopplungsgerät zu führen ist, sondern dass es direkt an den Eingang der Abtastschaltung gelangt. Es entfällt demnach der von dem Synchronsignal-Kopplungsgerät verursachte Messfehler. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass es dem vorigen System gegenüber weit empfindlicher ist. Dies folgt daraus, dass die die Abtastung steuernden Geräte hier nicht von dem zu messenden Breitbandsignal, sondern von dem entsprechend verstärkten niederfrequenteren Abtastsignal gesteuert werden.
Die Empfindlichkeit wird also mittels Niederfrequenzverstär- kung gesteigert. Zu diesem Zwecke wird das in jedem der Abtastsysteme verwendete Verstärkerformierungsglied benutzt.
Daher ist es hier unnötig, spezielle Breitbandverstärker zur Steigerung der Empfindlichkeit zu verwenden.
Es ergibt sich aus dem kontinuierlichen Zeitmultiplex, wie nachteilig die Abhängigkeit der äquivalenten Zeitbasis von der Frequenz der Grundharmonischen des zu messenden Eingangssignals ist, also ohne deren Kenntnis auch nicht angegeben werden kann. Ein weiterer Nachteil liegt darin, dass man nicht vorsehen kann, dass die Abtastung in den beliebig einstellbaren Bereich der Periode des zu messenden Signals fällt. Das niederfrequentere Abtastsignal setzt sich immer aus der gleichen Zahl von Abtastungen zusammen, und zwar innerhalb der Periode gleichmässig verteilt. Daher hängt die Zeitauflösung des Systems von der Frequenz der Grundharmonischen des zu messenden Signals ab.
Mit dem vorgeschlagenen Verfahren werden nun Nachteile der obigen Lösungen dadurch beseitigt, dass ein eigensynchronisierendes Abtastverfahren mit zwei alternierenden Betriebsarten verwendet wird, mit dessen Hilfe man vermeidet, von dem zu messenden Signal ein Startsignal abzutrennen und zugleich ausser dem äquivalenten Zeitmassstab auch noch sicherstellt, dass die Abtastungen in den beliebig einstellbaren Bereich der Periode des zu messenden Signals fallen. Dies erreicht man dadurch, dass das Abtastsystem alternierend betrieben wird; in der einen Betriebsart wird die Selbstsynchronisation mit Hilfe eines Rückkoppelungssystems hervorgerufen; in der anderen Betriebsart wird innerhalb des bereits synchronisierten Systems die zeitmassstabgerechte und formtreue Abbildung des zu messenden Signals erzeugt.
Dieses Verfahren wird nun an Hand des vereinfachten Blockschemas von Fig. 4 einer möglichen Ausführungsform ausführlicher beschrieben.
Das zu messende Signal gelangt unmittelbar an den Eingang 1 der Abtastschaltung 3. Die Signale werden gemäss der momentanen Betriebsart durch einen Zweiwegeschaltkreis 16 getrennt. Am Ausgang a der Schaltung, der mit dem Ausgang 5 des Abtastsystems übereinstimmt, erscheint das ausgewählte Niederfrequenzgegenstück des zu messenden Signals. Am Ausgang b der Schaltung erhält man das von den Punkten gleicher Phasenlage des zu messenden Signals ausgewählte Signal.
Letzterer Ausgang steuert eine automatische Regelschaltung, die aus einem Schleifenfilter 13, dann aus einem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zusammengesetzt ist. Der spannungsgesteuerte Oszillator 12 steuert die Abtastschaltung 3, so dass die Abtastung in den Punkten gleicher Phasenlage des zu messenden Signals erfolgt. Dies ist die eine Betriebsart des Abtastsystems. In der anderen Betriebsart startet der spannungsgesteu erte Oszillator 12 den Kippgenerator 9 und den Stufengenerator 10. Deren Ausgangssignale steuern den Komparator 7, der das Signal zur Steuerung einer anderen Abtastung erzeugt. Dieses Signal ergibt eine im Vergleich zur Synchronlage nacheinander um At verschobene Abtastung.
Den äquivalenten Zeitmassstab gibt das Ausgangssignal des Stufengenerators 10 in Fig. 4, das an den Ausgang 11 des Abtastsystems gelangt. Das Starten der Abtastung im alternierenden Betrieb ermöglicht die doppelte - Zeitmultiplex - Anwendung der Abtastschaltung 3 und der Verstärkeraufbereitungsschaltung 4. Die den beiden Betriebsarten entsprechend ausgewählten Signale werden durch den Zweiwegschaltkreis 16, vom Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 gesteuert, je nach Betriebsart getrennt.
Dieses Verfahren zur Abtastung von elektrischen Hochfrequenzsignalen ist vorteilhaft, da hier die Empfindlichkeit des von dem zu messenden Signals ein Anfangssignal erfordernden Abtastsystems, seine Bandbreite, sein Synchronsignal-Kopplungsglied zur Bestimmung der Grösse der Signalverzerrung, der Breitbandverstärker und die Frequenzteilerstufen (Fig. 2) entfallen, jedoch deren Funktionen ohne ihrer Nachteile mit der Abtastung in zwei Betriebsarten beibehalten werden. Der Alternativbetrieb erfordert den Schaltkreis, den Schleifenfilter und den spannungsgesteuerten Oszillator. Dies sind Niederund Mittelfrequenzglieder, die wesentlich einfacher und billiger herstellbar sind als die entfallenden Hochfrequenz-Breitbandglieder.
Weitere Vorteile des obigen Verfahrens sind folgende: Über die Prüfung der ganzen Periode des zu messenden Signals hinaus kann auch deren beliebig kleiner Teil massstabgerecht und mit unveränderter Zeitauflösung (Abtastdichte/Zeitmassstab) vergrössert werden, nachdem die Abtastimpulse in den beliebig einstellbaren Bereich der Periode des zu messenden Signals fallen. Es entfällt der durch das Synchronsignal-Kopplungsglied verursachte Messfehler, nachdem das zu messende Signal unmittelbar an den Eingang der Abtastschaltung gelangt. Es wird eine hohe Empfindlichkeit erreicht, nachdem die die Abtastung steuernden Glieder nicht von dem zu messenden Breitbandsignal, sondern von dem entsprechend verstärkten, niederfrequenteren Abtastsignal gesteuert werden. Die Verwendung von speziellen Breitbandverstärkern entfällt.
Die wirtschaftliche Gestaltung des Systems wird noch durch die doppelte - Zeitmultiplex - Anwendung der Abtastschaltung und der Verstärkeraufbereitungsschaltung erhöht.
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PATENT CLAIMS
1. A method for the representation of high-frequency electrical signals, in which samples are taken from the signal, from which a temporally stretched, true-to-shape image of the signal to be measured is generated at a low frequency, characterized in that two modes are used alternately, in which one operating mode is effected with the aid of a feedback loop (12, 13), a synchronization between the signal to be measured and the signal of a sampling oscillator is effected, while in the other operating mode the signal to be measured is sampled with the aid of the synchronization signals obtained in the one operating mode.
2. Circuit arrangement for performing the method according to claim 1, wherein the signal to be measured is guided via a sampling circuit (3) and an amplifier and conditioning circuit (4) to the control input of the sampling circuit (3) and to the control input of the sampling circuit (3 ) via a comparator (7) the outputs of a tilt generator (9) and a step generator (10) are connected and in which an output (11) of the circuit arrangement is also branched from a line between the step generator and the comparator input, characterized in that between the output of the amplifier and conditioning circuit (4) and a further output (5) of the circuit arrangement, one output (a) of a two-way circuit (16) is arranged,
while the other output (b) of the same two-way circuit (16) is coupled to the control input of the two-way circuit (16) on the one hand by switching on a loop filter (13) and a voltage-controlled oscillator (12) and on the other hand to the control inputs of the toggle generator (9) and the step generator (10) and is also connected to a connecting line from the scanning circuit (3) to the comparator (7).
The invention relates to a method for displaying high-frequency electrical signals, in which samples are taken from the signal, from which a temporally stretched, true-to-shape image of the signal to be measured is generated with a low frequency.
A method for the time expansion of high-frequency signals for electrical registration purposes has already become known, which is used in scanning oscillographs. The known method according to DE-AS 1 125 543 is based in general on the working principle of time-expansion scanning systems in which the scanning signal requires a start signal from the signal to be measured. Such scanning systems are widespread because they offer the advantage that the scanning pulses fall within the range of the period of the signal to be measured that can be set as desired. A considerable disadvantage of these scanning systems is, however, that the signal to be measured is distorted due to its passage through the synchronous signal coupling device and therefore introduces measurement inaccuracies into the scanning system.
Another disadvantage is that the synchronization signals necessary for time expansion are generated directly from the high-frequency signal to be tested. This is disadvantageous because, on the one hand, the adaptation of the measuring system to the system to be measured is not ensured, which results in reflections that falsify the measurement results. On the other hand, due to the direct connection between the gate circuit and the synchronous input, there is an interaction, which considerably affects the sensitivity for the synchronization of the system and the shape accuracy of the image. During the scanning, an interference pulse inevitably comes from the gate circuit to the input of the system, which at the same time is also the input of the circuits generating the synchronous signal.
The sampling pulse follows by several 10 nsec. to the sync signal from that
System is supplied, and forms from each period of the signal to be measured the short-term pulse to indicate the same phase position. The Stör5 impulses coming from the gate circuit reach the input of the
Tilt circuit and control this, they are superimposed on the signal to be measured. This causes a phase uncertainty during synchronization, which means that synchronization is impossible at low signal levels, but considerable distortions also occur at higher signal levels.
The known method is used to examine signals with a relatively low repetition frequency of a few 100 MHz. Even when using the known modern switching elements can in any period of
Signals the short-term sync pulse to designate the same phase position, by the division of the
Delay scanning is controlled, not backed up. This means that, for example, in the case of a signal with a frequency of 1 GHz, a breakover circuit would be necessary which emits the synchronizing pulses with a frequency of 1 GHz, which are small compared to the period time of 1 GHz (1 nsec.).
Even a scanning oscilloscope that is suitable for 18 GHz can only synchronize signals with a repetition frequency of 1 GHz. The sensitivity to the synchronization is also significantly worse than the sensitivity of the scanning circuit. In order to be able to measure signals with a repetition frequency greater than 1 GHz, further complex units made up of special high-frequency elements are required, which, however, in turn adversely affect the adaptation of the system and at the same time produce a higher signal level than the scanning circuit processes can.
The object of the invention is therefore to develop the United drive of the type mentioned so that it has a significantly greater sensitivity even at higher ren frequencies and enables broadband adaptation at higher cutoff frequencies of the scanning current circuit.
This object is achieved by the features defined in claim 1. The proposed
The method enables representation by two alternating ones
Operating modes, whereby the control for the automatic synchronization is secured by the one operating mode.
In this operating mode, the sampling takes place in the in-phase points of the signal to be measured, preferably in time with the frequency of a voltage-controlled oscillator. The signal to be measured is thus sampled to the extent that the feedback system takes samples at certain points in the signal. In the other operating mode, on the other hand, the signal to be measured is sampled with the aid of the synchronization signals obtained in the previous operating mode.
According to the invention, a circuit arrangement is used to carry out the method, in which the signal to be measured is led to the control input of the sampling circuit via a sampling circuit and an amplifier and processing circuit, and the outputs of a toggle generator and a step generator are connected to the control input of the sampling circuit via a comparator and in which an output of the circuit arrangement is further branched off from a line between the step generator and the comparator input. This circuit arrangement is characterized by the features defined in claim 2.
The method and the circuit arrangement are explained in more detail below with reference to the drawings, for example.
Show it:
1 is a block diagram of a known scanning system,
Fig. La-le different pulse series in a graphical representation,
2 shows a block diagram of a scanning system which requires a start signal from the signal to be measured,
Fig. 3 is a block diagram of a scanning system with continuous time division, and
Fig. 4 is a block diagram of an embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
In the drawing, the operation of the known scanning system is shown in Fig. 1, wherein the high-frequency signal to be measured can be seen in Fig. La, the point of which is assigned to a phase sequence, for example the positive zero crossing, a synchronous pulse series (Fig. Lb).
With the selection of every second, third, generally nth pulse of the pulse series in FIG. 1b, a synchronous pulse series of low frequency is obtained (FIG. 1c). Are the pulses in Fig. Lc successively with the time At, 2At, 3At ...
kAt delayed, the pulse series in FIG. 1d, which controls the sampling, is obtained. The envelope of the series of pulses created as a result of the scanning - waveform of FIG. 1e - is the true-to-shape image of the low frequency of the high-frequency signal to be measured. The scanning method accordingly results in a time scale expansion, the size of which can be regulated by setting the At parameter value, or in knowledge of which the equivalent time scale for the lower-frequency signal can be specified.
The operation of the scanning systems requiring a start signal from the signal to be measured is described below, the simplified block diagram of which is shown in FIG. 2.
The signal to be measured reaches input 1 in FIG. 2. It reaches sampling circuit 3 via synchronous signal coupling device 2. Synchronous signal coupling device 2 separates the synchronous signal from the signal to be measured (FIG. 1b), which is sent to the input of the broadband amplifier 6 arrives. The bandwidth of the synchronous signal corresponds to that of the signal to be measured. Thus, the required bandwidth of the synchronous signal coupling device 2, the broadband amplifier 6 and the input stage of the frequency divider circuit 8, which receives the output signal of the amplifier, must not be less than the bandwidth of the device, namely a few GHz. The frequency divider stage 8 divides the synchronous signal in phase (FIG. 1c) to the frequency of the sampling.
The signal which controls the sampling shifted by At in comparison with the synchronizing signals (FIG. 1d) is generated by the toggle generator 9, by the step generator 10 and by the comparator units 7. In this way, with the sampling carried out at the appropriate point in time, sampling stage 3 produces the true-to-shape image of the signal to be measured in the low-frequency range, which arrives at output 5 of the device after amplification and processing. The equivalent time scale is secured by the output signal of the step generator 10 in FIG. 2 to the input 11 of the scanning system.
The operation of the scanning systems with continuous time division multiplexing, the simplified block diagram of which is shown in Fig. 3, is described below.
The signal to be measured arrives directly at input 1 of sampling circuit 3 (point 1 in FIG. 3). The sampling is controlled by a feedback automatic phase regulator circuit, so that the frequency of the true-to-shape, low-frequency image of the signal to be measured coincides with the frequency of the receiver oscillator 15, regardless of the frequency of this signal. The automatic phase regulator circuit is composed of the phase detector 14, the receiver oscillator 15, the loop filter 13 and the voltage-controlled oscillator 12. The output 5 of the scanning system generates the input signal, while the output signal, namely the output signal of the voltage-controlled oscillator 12, is controlled by the scanning.
After the frequency of the receiver oscillator 15 coincides, the equivalent time base changes continuously as a function of the input signal frequency. For this reason, this is a scanning system with continuous time division multiplexing.
The scanning systems with continuous time multiplexing are only used for special areas of application, for example for vector voltmeters, vector impedance meters. The reason is primarily to be found in the fact that, compared to the scanning systems that require a start signal from the signal to be measured, the signal to be measured should not be routed through the synchronizing signal coupling device, but rather that it arrives directly at the input of the scanning circuit. The measurement error caused by the synchronous signal coupling device is therefore eliminated. Another advantage is that it is far more sensitive to the previous system. This follows from the fact that the devices controlling the scanning are not controlled by the wideband signal to be measured, but by the correspondingly amplified lower-frequency scanning signal.
The sensitivity is therefore increased by means of low-frequency amplification. The amplifier former used in each of the scanning systems is used for this purpose.
It is therefore unnecessary to use special broadband amplifiers to increase the sensitivity.
It results from the continuous time multiplexing how disadvantageous the dependence of the equivalent time base on the frequency of the fundamental harmonics of the input signal to be measured is, ie without its knowledge it cannot be specified. Another disadvantage is that it cannot be provided that the sampling falls within the range of the period of the signal to be measured that can be set as desired. The lower-frequency sampling signal is always composed of the same number of samples, and is evenly distributed within the period. The time resolution of the system therefore depends on the frequency of the fundamental harmonics of the signal to be measured.
With the proposed method, disadvantages of the above solutions are now eliminated by using a self-synchronizing scanning method with two alternating operating modes, with the help of which one avoids separating a start signal from the signal to be measured and, at the same time, also ensures, in addition to the equivalent time scale, that the Samples fall within the range of the period of the signal to be measured, which can be set as desired. This is achieved by operating the scanning system alternately; in one mode of operation, self-synchronization is brought about with the aid of a feedback system; in the other operating mode, the time-scaled and true-to-shape mapping of the signal to be measured is generated within the already synchronized system.
This method will now be described in more detail using the simplified block diagram of FIG. 4 of a possible embodiment.
The signal to be measured arrives directly at input 1 of the sampling circuit 3. The signals are separated by a two-way circuit 16 according to the current operating mode. At the output a of the circuit, which corresponds to the output 5 of the scanning system, the selected low-frequency counterpart of the signal to be measured appears. At the output b of the circuit, the signal selected from the points of the same phase position of the signal to be measured is obtained.
The latter output controls an automatic control circuit, which is composed of a loop filter 13, then of a voltage-controlled oscillator 12. The voltage-controlled oscillator 12 controls the sampling circuit 3, so that the sampling takes place in the points of the same phase position of the signal to be measured. This is the one operating mode of the scanning system. In the other operating mode, the voltage-controlled oscillator 12 starts the tilt generator 9 and the step generator 10. Their output signals control the comparator 7, which generates the signal for controlling another scan. This signal results in a scanning shifted by At in comparison to the synchronous position.
The equivalent time scale is given by the output signal of the stage generator 10 in FIG. 4, which reaches the output 11 of the scanning system. Starting the sampling in alternating operation enables the double-time-division multiplexing of the sampling circuit 3 and the amplifier processing circuit 4. The signals selected in accordance with the two operating modes are controlled by the two-way circuit 16 from the signal of the voltage-controlled oscillator 12, depending on the operating mode.
This method for sampling high-frequency electrical signals is advantageous because here the sensitivity of the scanning system requiring an initial signal from the signal to be measured, its bandwidth, its synchronous signal coupling element for determining the magnitude of the signal distortion, the broadband amplifier and the frequency divider stages (FIG. 2) are eliminated , but their functions are maintained without their drawbacks with scanning in two modes. The alternative operation requires the circuit, the loop filter and the voltage controlled oscillator. These are low and medium frequency links that are much easier and cheaper to manufacture than the high-frequency broadband links that are no longer required.
Further advantages of the above method are as follows: In addition to checking the entire period of the signal to be measured, any small part of it can also be enlarged to scale and with unchanged time resolution (sampling density / time scale) after the sampling impulses can be set in any range of the period of the measuring signal fall. The measurement error caused by the synchronous signal coupling element is eliminated after the signal to be measured arrives directly at the input of the sampling circuit. A high sensitivity is achieved after the elements controlling the scanning are controlled not by the wideband signal to be measured but by the appropriately amplified, lower-frequency scanning signal. The use of special broadband amplifiers is eliminated.
The economic design of the system is further increased by the double - time division multiplex application of the sampling circuit and the amplifier processing circuit.