Mit mindestens einem Phasenschieber versehene Richtantennenanordnung. Es ist bekannt., dass bei Sende- und Empfangsrichtantennen, insbesondere V-An- tennen, bei denen stehende Wellen auftreten, verbesserte Richteigenschaften durch Auftei lung langer, strahlender Leiter in mehrere Teile, die über Phasenschieber zusammen ver bunden sind, erhalten werden, wodurch die Abstrahlung der verschiedenen Teile der An tenne ein resultierendes Strahlungsdiagramm in der gewünschten Richtung erzeugen, dessen Feldstärke in der maximalen Strahlungsrich tung grösser ist als wenn die Leiter nicht durch solche Phasenschieber aufgeteilt werden.
Bei diesen Anordnungen wird die Phasen- versehiebung im allgemeinen mittels einer ge falteten Übertragungsleitung ausgeführt, die an den Enden der Teile so angekoppelt ist, dass sie die gewünschte Phasenverschiebung bei einer besonderen Frequenz verursacht. Diese Art von .Phasenschieber ist. ganz allge mein verwendet worden, da eine gefaltete Übertragungsleitung so angeordnet werden kann, dass sie keine grosse Unstetigkeit erzeugt, die störende Reflektionen auf der Leitung hervorrufen könnte.
Phasenschieber dieser Art müssen jedoch gewöhnlich sehr lang sein, da meistens nur eine kleine Phasenvoreilung erforderlich ist, und demzufolge die durch ge faltete Übertragungsleiter erzeugte Phasenver zögerung nur wenig kleiner als 360 Grad sein muss, um die gewünschte Phasenkorrektur zu erhalten. Obgleich diese gefalteten Übertragungs leitungen meist so angeordnet sind, dass deren Abstrahlung möglichst minimal ist, entsteht doch eine merkbare Strahlung von diesen Phasenschiebern, die das Strahlungsdiagramm der Antenne als Ganzes beeinflussen.
Ein einfacher Kondensator, der eine Pha- senvoreilung erzeugt, ist nicht geeignet, weil er eine Unstetigkeitsstelle bildet, die eine starke Reflexion hervorruft und sich in einer grösseren Verzerrung bemerkbar macht.
An Hand der Fig. 1 bis 5 der beigefügten Zeichnungen werden nun zunächst die Strah lungseigenschaften eines langen, strahlenden Leiters und die Wirkung der erwähnten Un terteilung durch Phasenschieber näher er örtert.
In Fig. 1 ist. ein Dipol 11 gezeigt, der eine Richteharakteristik 12 hat. Solch ein Dipol 11 kann als ein Einheitsstrahler betrachtet wer den. Diese Richtcharakteristik bleibt so lange erhalten, wie die Länge L des Dipols elektrisch sehr kurz ist, z. B. geringer als eine halbe Wellenlänge lang ist. Wenn wir einen langen Leiter annehmen, wird jedes einzelne Element des Leiters phasenverschoben zu den andern Elementen erregt, so dass die resultierende Strahlung diejenige einer Antennenanord- nun- aus Einzelelementen ist, wo jedes Ele ment mit unterschiedlicher Phase erregt wird. Wenn der Leiter 11 z.
B. gleich ). gemacht wird, wobei 2, die Wellenlänge der Arbeits- frequenz ist, dann wird die Richtcharakte- ristik die Form von Blättern haben, wie in Fig. 2 in einer Ebene dargestellt ist, das heisst sie wird die Form eines Rotationskörpers um den Leiter 11 als Achse haben, dessen Quer schnittsfläche in Fig. 2 gezeigt ist.
Der Win kel, den das Strahlungsmaximum zum Leiter bildet, wird nicht mehr 90 betragen, wie im Fall von Fig. 1, sondern wird unter einem kleineren Winkel <B>0,</B> auftreten. Wenn dann der Leiter bis auf zwei Wellenlängen verlän gert wird, wird die Richtcharakteristik die jenige von Fig. 3 sein.
Dieses Strahlungs diagramm hat eine maximale Strahlung unter einem Winkel von 0, zum Leiter 11 und zwei Nebenmama 13, wie gezeigt. Wenn jedoch der Leiter vier Wellenlängen lang gemacht wird, wie in Fig. 4 gezeigt ist, erhält die Richt- charakteristik eine noch andere Form, die maximale Strahlung (Blatt 14) tritt unter einem Winkel 04 zum Leiter 11 auf.
Dieser Winkel 04 ist beträchtlich kleiner als der Win kel OZ für den zwei Wellenlängen langen Lei ter. Gleichzeitig treten zusätzlich Neben mama auf, die mit 15 bezeichnet sind.
In jedem dieser verschiedenen Diagramme ist das Hauptstrahhingsblatt bei längerer Drahtlänge grösser als die Nebenblätter, aber diese Ver grösserung gegenüber den Nebenblättern ist nicht proportional der Drahtlängenvergrösse- rung, da die Erregungsschwingungen der ein zelnen (gedachten) Einheitsstrahler nicht die für eine maximale Richtwirkung erforderliche Phasenverschiebung zueinander haben.
Wenn deshalb ein vier Wellenlängen (4A) langer Leiter in zwei je zwei Wellenlängen lange Leiter geteilt würde und eine genügende Pha senverschiebung zwischen den. beiden Teilen hervorgebracht würde, so dass die abgestrahl ten Schwingungen der einzelnen 2. d-Ein- heiten sich zusammen unter dem Winkel 0, addieren, würde dadurch bei derselben Sender- leistung das in Fig. 4 gezeigte Strahlungs diagramm 16 (nur in einem Quadranten als Querschnitt dargestellt) erzeugt werden kön nen.
Weiterhin ist es klar, dass die abgestrahl ten Schwingungen der zwei Wellenlängen lan- gen Elemente, die den Leiter 11 von Fig. 4 bilden, auch in der Richtung von 04 nicht in Phase sind. Wenn sie iuzter dem Winkel 04 in Phase wären, dann würden sie in dieser Richtung ein stärkeres Feld erzeugen.
Wenn die Phasenlage der Erregerschwingungen so korrigiert wird, dass die abgestrahlten Schwin- b ragen sich in der Richtung vor 0; genau addieren, so werden die Schwingungen auch -unter dem Winkel O4 beträchtlich vergrössert, weil derselbe nicht sehr von 02 abweicht.
In den Zeichnungen der Fig. 2 bis 4 sind die Winkel <B>0,</B> 021 04 nicht in ihrer wirklichen Grösse dargestellt worden, sondern sind aus Darstellungsgründen willkürlich gezeichnet. Der Winkel zwischen der Richtung maximaler Abstrahliuig und dem Leiter hängt von der in Wellenlängen gemessenen Leiterlänge ab.
Dies ist ausgeführt in A Discussion of 1VIe- thods Employed in Calculations of Electro- magnetic Fields of Radiating Conductors von A. Alford, Seite 70 bis 88 in Electrical Commiinications Juli 1936, veröffentlicht durch International Standard Eleetric Cor poration.
Die vorstehenden Ausführungen können an Hand von Fig. 5 noch besser verstanden werden. In dieser Figur sind zwei Drähte A-B und C-D gezeigt, die in einer geraden Linie angeordnet sind. Der Draht A -B wird in A gespeist und die Hauptstrahhm.gsrichtimg seiner Strahlung verläuft unter dem Winkel 0 nach einem sehr fernen Punkt P. Der Draht C-D wird von<I>D</I> aus über den Phasenschieber N gespeist.
Die Länge der Strahler A-B und C-D sei je gleich<I>L.</I> Die Strahlung, die von einem Punkt 3I2, auf C-D ausgeht, hat einen kürzeren Weg nach dem Punkt P als die Strahlung, die von einem entsprechenden Punkt i711 auf A-B ausgeht. Dieser Weg unterschied ist gleich L cos 0.
Auf der andern Seite würde, wenn kein Phasenschieber N zwischen B und C vorhan den wäre, die Schwingung, die in 1V12 ankommt, in der Phase hinter der Schwingung in 111, in der Phase entsprechend der Länge des Weges <I>L</I> zurück sein.
Der direkte Weg AI@P ist im- mer kürzer als der Weg Jll.ll_Pl, und zwar kürzer um die Strecke: L-L cos <I>O = L</I> (1.-cos O).
Die von 11, ausgehende Strahlung trifft daher in P gegenüber der von :l11 ausgehenden Strah lung mit einer Phasenverzögerung ein, die gleich
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(1-eos O) ist.
Diese Phasendifferenz in P wird im allge meinen beträchtlich geringer als 180 sein, und es ist deshalb meist erforderlich, durch den Phasenschieber N eine Phasenvoreilung der Schwingungen in C gegenüber denjenigen in <B>B zu</B> bewirken. Die bisher übliche Verwendung einer gefalteten Übertragungsleitung zur Er zeugung der erforderlichen kleinen Phasen- voreilung der Schwingungen im Leiterabschnitt C-D ist aus den eingangs erwähnten Grün den nachteilig. Die Erfindung gestattet, diese Nachteile zu beheben.
Sie betrifft eine Richt- antennenanordnung, bei welcher mindestens ein langer, strahlender Leiter durch minde stens einen Phasenschieber in verschiedene Abschnitte unterteilt ist. Dieselbe zeichnet sich erfindungsgemäss dadurch aus, dass der Pha senschieber aus zwei in den Leiter eingeschal teten Reaktanzelementen und dem dazwischen liegenden Leiterstück besteht, wobei die Grösse der Reaktanzen und der Abstand der Elemente voneinander so bemessen sind, dass diese Ele mente bei der Betriebsfrequenz mindestens an genähert in konjugierter Beziehung zueinan der stehen.
Eine konjugierte Beziehung zwischen den beiden Reaktanzelementen be steht, wenn die Reflexionswirkungen dieser Elemente sich auf den erwähnten Leiterab schnitten gegenseitig aufheben. Für den Fall von zwei quer zu einer Übertragungsleitung angeordneten Reaktanzelementen ist diese konjugierte Beziehung ausführlich in dem USA.-Patent Nr. 2147807 erläutert.
Die Fig. 6 bis 9 der beiliegenden Zeich nung zeigen vier Ausführungsbeispiele der er findungsgemässen Richtantennenanordnung und die Fig. 10 und 11 konstruktive Einzel heiten der verwendeten Reaktanzelemente.
In Fig. 6 sind zwei Leiterabschnitte A-B und C-D gezeigt, die durch einen Phasen schieber verbunden sind, der aus zwei Kon densatoren C und dem dazwischenliegenden Leiterstück von der elektrischen Länge u be steht. Jeder der Kondensatoren C wird eine Phasenvoreilung erzeugen, so dass die totale Phasenvoreilung des Phasenschiebers doppelt so gmoss sein wird wie die durch jeden Kon densator allein veranlasste.
Die Abmessungen des Phasenschiebers kön nen wie folgt abgeleitet werden: Wenn die R.eaktanz k jedes Kondensators X =l; Ccu ist, wobei C die Kapazität des Kon- densators und (o=2 ji <I>f</I> ist<I>(f</I> =Betriebsfre quenz), dann ist die Phasenvoreilung, die durch die zwei konjugierten Kondensatoren bewirkt wird, gleich 2 0, wobei
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und Z, den Wellenwiderstand des zwischen. B und C. befindliehen Drahtes gegenüber dem Erdboden bedeutet.
Die bei B reflektierte Welle wird durch die bei C reflektierte Welle kompensiert., wenn der Abstand zwischen den Kondensatoren, also B-C, eine elektrische Länge a =90 ----$ hat. Vorausgesetzt ist dabei, dass die Amplitude der von einem Kondensator reflektierten Welle klein ist gegenüber der Amplitude der durch gelassenen Welle.
-,1Ian erhält folgende Tabelle:
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<B>_V/Z.</B> <SEP> <I>u2Zo</I> <SEP> (D0 <SEP> 2(D, <SEP> Q <SEP> 20
<tb> 0,1 <SEP> 0,05 <SEP> 2,8 <SEP> 5,6 <SEP> 1,l1. <SEP> 92,8
<tb> 0,2 <SEP> 0,10 <SEP> 5,7 <SEP> 11,4 <SEP> 1,22 <SEP> 95,7
<tb> 0,3 <SEP> 0,l5 <SEP> 8,5 <SEP> 1.7,0 <SEP> 1,35 <SEP> 98,5
<tb> 0,4 <SEP> 0,20 <SEP> 11,3 <SEP> 22,6 <SEP> 1,45 <SEP> 101,3
<tb> 0,5 <SEP> 0,25 <SEP> 1.4,0 <SEP> 28,0 <SEP> 1,64 <SEP> 104,0
<tb> 0,6 <SEP> 0,30 <SEP> 16,7 <SEP> 33,4 <SEP> 1,81 <SEP> 106,7
<tb> 0,7 <SEP> 0,35 <SEP> l.9,3 <SEP> 38,6 <SEP> l,98 <SEP> 109,3
<tb> 0,8 <SEP> 0,40 <SEP> 21,8 <SEP> 43,6 <SEP> 2,19 <SEP> 111,8
<tb> 0,9 <SEP> 0,45 <SEP> 24,2 <SEP> 48,4 <SEP> 2,39 <SEP> l14,2
<tb> 1,0 <SEP> 0,50 <SEP> 26,5 <SEP> 53,0 <SEP> 2,63 <SEP> 116,5
<tb> 1,1 <SEP> 0,55 Zwischen den Kondensatoren,
auf dem Leiterstück B-C, entstehen stehende Wellen und in vorstehender Tabelle ist Q das Wellig- keitsverhältnis, das heisst das Verhältnis der Maximiunspannung zur llinimiunspannung dieser stehenden Welle.
Obgleich die konjugierte Beziehung- der zwei Serienkondensatoren des Phasenschiebers nur für eine bestimmte Frequenz erreicht wer den kann, werden Betriebsfrequenzen, die nur wenig von derselben abweichen, fast keine Störungen- verursachen, solange die Phasen- voreilung nicht zu gross ist.
Dies deshalb, weil für andere Werte der Phasenvoreihmg der Wert von Q zwischen den Kondensatoren klein bleibt, so dass selbst dann, wenn der zweite Kondensator nick in der genauen Ent fernung vom ersten liegt, der Phasenschieber praktisch noch keine Reflexionsstelle darstel len wird. Wenn die Antenne bei mehreren Be triebsfrequenzen verwendet werden soll, ist lediglich zu beachten, dass die Phasenvor- eilung nicht zu gross gemacht wird, damit die konjugierte Beziehung jeweils bei der verwen deten Betriebsfrequenz annähernd gewahrt bleibt.
In Fig. 7 ist schematisch ein Ausführungs beispiel der Erfindung dargestellt, bei welchem zwei strahlende Leiter der in Fig. 6 darge stellten Art verwendet wird. In Fig. 7 stellt 70 einen Empfänger oder Sender dar. Der Sender oder Empfänger-70 ist über Leitungen 71 an eine V-Antennenanordnung gekoppelt, die die Leiterabschnitte 72, 73, 74 in einer Antenne und die Leiter 75, 76, 77 in der an dern Antenne aufweist.
Die Leiterlängen 72 bis 77 sind vorzugsweise gleich und unter einem derartigen Winkel zueinander angeord net, dass das gewünschte Strahlungsdiagramm sein Maximum in einer Richtung hat, die ge gen die Öffnung des V weist und unter einem Winkel zu der Horizontalen geneigt ist, der von der Nähe des Erdbodens oder anderer re flektierender Flächen abhängt. Zwischen je dem dieser Leiterabschnitte ist ein Phasen schieber 78 der beschriebenen Art vorgesehen.
Obgleich üi der in Fig. 7 dargestellten An tennenanordnung jede Antenne in drei Teile geteilt ist, ist die Anzahl der Teile selbstver- ständl#ich beliebig. Während in dem Ausführungsbeispiel Fig. 7 der Winkel zwischen den strahlenden Leitern der gewünschten Charakteristik ange- passt ist, können die beschriebenen Phasen schieber auch in schon bestehende V-Antennen- anordnuugen eingeschaltet werden,
um die Strahlungscharakteristik zu verbessern, ob wohl der Öffnungswinkel des V meistens nicht mehr entsprechend der Richtung der maxima len Strahlung eingestellt werden kann.
Die Tatsache, dass solch eine Verbesserung erhalten werden kann, ist teilweise aus Fig. 4 ersichtlich und ist klarer in Fig. 8 dargestellt. In Fig. 8 weist die dargestellte Antennen anordnung zwei strahlende Abschnitte 81 auf, die die Leiter einer V-Antennenanordnung bilden. Zwischen den Armen 80 und 81 ist ein Phasenschieber 82 der an Hand von Fig. 6 beschriebenen Art vorgesehen. Das Strah lungsdiagramm der Leiter ohne Phasenschie ber ist durch die ausgezogenen Kurven 83 und 83' dargestellt. Diese Strahlungsdiagramme sind ohne Nebenmaxima dargestellt.
Die Rich tung der maximalen Feldstärke der Blätter bildet einen Winkel 04 mit den strahlenden Armen der Antenne. Durch Hinzufügung der Phasenschieber werden die Feldstärken ver grössert und die Richtung der maximalen Feld stärke verändert, wie mit 84, 84' dargestellt ist. Durch Hinzufügung der Phasenschieber wird die maximale Abstrahlungsrichtung der Strahler von einem Winkel 04 nach einem Winkel 0_, verändert, so dass eine maximale Abstrahlung in Richtung der Winkelhalbieren den des Öffnungswinkels V durch Vergrösse rung dieses Winkels erhalten werden könnte.
Wie jedoch ersichtlich ist, wird die Feldstärke in dieser Richtung auch vergrössert, wenn der Öffnungswinkel nicht geändert wird. Die Strahlung der Anordnung in der Richtung der bestehenden Nachrichtenverbindung wird also schon allein durch die Phasenschieber ver bessert.
Als ein besonderes Beispiel kann man eine ebene V-Antennenanordnung betrachten, de ren strahlende Leiter 6. A, lang sind und einen Winkel von 401 einschliessen. Eine derartige Anordnung ergibt angenähert eine Phasen- different von 65 zwischen den Schwingungen der aus zwei Elementen zusammengesetzt ge dachten Leiter, da
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Wenn Phasenschieber in der Mitte zwischen je 3.
n, Längen jedes Leiters angeordnet wer den, sollten sie demnach eine Phasenvor- eilung ergeben, damit die Phasendifferenz Null wird. Ohne Phasenschieber würden sieh die Strahlungsseliwingungen mit 65" Phasen differenz addieren. Die Feldstärke in der ge wünschten Richtung wird also durch den Phasenschieber im Verhältnis
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vergrössert.
An Stelle einer 65"-Phasenversehiebung kann in dem oben gegebenen Beispiel die Kor rektur nur etwa 50" betragen, was fast ebenso viel Gewinn ergibt, ohne eine so grosse Pha- senvoreilung in einem einzigen Phasenschieber zu erfordern.
Bei 10 MHz würde dies einen Kondensator von ungefähr 26,5 ,u,uF erfordern. Solch ein Kondensator ist sehr klein und kann aus einem Paar Kondensatorplatten von weniger als 20 cm-' aufgebaut werden, die ungefähr einen Zentimeter Abstand voneinander haben. Da der Kondensator sehr klein und leicht ist, kann er bequem von den Abspannisolatoren der Antennenleiter getragen werden.
Es dürfte klar sein, dass die Richtantennen anordnung nicht nur aus zwei V-förmig ange ordneten langen Antennen zu bestehen braucht. Diese Antennen können an sich beliebig ange ordnet sein. In Fig. 9 ist eine Anordnung ge zeigt, wo eine einseitig gerichtete Abstrahlung durch Verwendung zweier Antennenpaare 80 und 81 erreicht wird, die einen geeigneten Abstand haben. Jede Antenne ist mittels Kon- densatorphasenschiebern 83 in einzelne An tennenelemente geteilt.
Obgleich nur zwei Ein heiten in Fig. 9 dargestellt sind, können selbstverständlich auch mehrere Einheiten in dieser Anordnung vorgesehen werden. Die bei den Antennenpaare können von der Quelle 85 erregt werden, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Statt dessen könnte auch eines der Antennenpaare, wie z. B. 81, strahlungserregt werden.
Besondere Beispiele von Kondensatoren, die für die Phasenschieber geeignet sind, sind in den Fig. 10 und 11 gezeigt. Fig. 10 zeigt. einen Isolator 50, der zwei Leiterstücke 51 und 52 mechanisch verbindet. Von dem Längs schaft des Isolators wird der Kondensator, der durch zwei zylindriselie Töpfe 53, 54 ge bildet wird, getragen. Der eine Topf 53 ist an den Isolator 50 mittels einer Klammer 57 an geklammert und ist mittels eines Drahtes 55 mit dem Leiterstück 51 verbunden. Der andere Topf 54 des Kondensators ist mittels des Drahtes 56 mit dem Leiterstück 52 verbunden. Die Kapazität des Kondensators kann durch Verschiebung des Topfes 53 längs des Isolators 50 verändert werden.
Zwischen den Klammern 57 und 58 und dein Isolator 50 sind Bleiunterlegscheiben 59 vorgesehen, damit der durch die Leitung auf den Isolator 55, 56 ausgeübte Zug nicht ein Brechen des Isolators verursacht.
Eine andere Kondensatorkonstruktion ist in Fig. 11 gezeigt. Gemäss diesem Ausfüh rungsbeispiel werden anstatt zylindrische Kon- densatortöpfe Scheiben verwendet, die mit 70 und 71 bezeichnet sind. Diese Scheiben sind vorzugsweise aus Metallblech hergestellt und an den Rändern eingerollt, um die Festigkeit derselben zu erhöhen und ein Schwingen der Scheiben zu verhindern, was zu einer Verän derung des Kondensatorwertes führen würde. Die Scheiben sind einstellbar an dem Schaft des Isolators 50 festgeklammert, ähnlich wie es in Fig. 10 dargestellt ist.
Um die Kapazität des Kondensators einzustellen, kann der Ab stand zwischen den Platten durch Lösen von Schrauben und Verschiebung der Platten ge geneinander geändert werden.
Diese Kondensatorformen sind besonders zweckmässig, weil sie leicht sind und leicht an gebracht werden können.
Directional antenna arrangement provided with at least one phase shifter. It is known that in transmit and receive directional antennas, especially V antennas, in which standing waves occur, improved directional properties are obtained by dividing long, radiating conductors into several parts that are connected together via phase shifters the radiation of the different parts of the antenna produce a resulting radiation pattern in the desired direction, the field strength of which in the maximum radiation direction is greater than if the conductors are not divided by such phase shifters.
In these arrangements, the phase shift is generally carried out by means of a folded transmission line which is coupled at the ends of the parts so that it causes the desired phase shift at a particular frequency. This type of .phase shifter is. has been used very generally, since a folded transmission line can be arranged in such a way that it does not create a large discontinuity which could cause disturbing reflections on the line.
Phase shifters of this type, however, usually have to be very long, since only a small phase advance is usually required, and consequently the phase delay generated by folded transmission conductors only needs to be slightly less than 360 degrees in order to obtain the desired phase correction. Although these folded transmission lines are usually arranged in such a way that their radiation is as minimal as possible, there is noticeable radiation from these phase shifters, which influence the radiation pattern of the antenna as a whole.
A simple capacitor that produces a phase lead is unsuitable because it forms a point of discontinuity that causes a strong reflection and is noticeable in a larger distortion.
1 to 5 of the accompanying drawings, the radiation properties of a long, radiating conductor and the effect of the above-mentioned subdivision by phase shifter will now first he localized.
In Fig. 1 is. a dipole 11 is shown which has a directional characteristic 12. Such a dipole 11 can be regarded as a unit radiator. This directional characteristic is retained as long as the length L of the dipole is electrically very short, e.g. B. is less than half a wavelength long. If we assume a long conductor, each individual element of the conductor is excited out of phase with the other elements, so that the resulting radiation is that of an antenna arrangement - now - of individual elements, where each element is excited with a different phase. When the conductor 11 z.
B. same). is made, where 2, is the wavelength of the working frequency, then the directional characteristic will have the form of leaves, as shown in FIG. 2 in a plane, that is, it will be in the form of a body of revolution around the conductor 11 as Have axis, the cross-sectional area of which is shown in FIG.
The angle that the radiation maximum forms to the conductor will no longer be 90, as in the case of FIG. 1, but will occur at a smaller angle <B> 0. </B>. If then the conductor is extended up to two wavelengths, the directional characteristic will be that of FIG.
This radiation diagram has a maximum radiation at an angle of 0, to the conductor 11 and two secondary mums 13, as shown. If, however, the conductor is made four wavelengths long, as shown in FIG. 4, the directional characteristic takes on a still different form; the maximum radiation (sheet 14) occurs at an angle 04 to the conductor 11.
This angle 04 is considerably smaller than the angle OZ for the two wavelengths long Lei ter. At the same time there are also additional mums, which are designated by 15.
In each of these different diagrams, the main beam is larger than the stipules when the wire length is longer, but this increase in relation to the stipules is not proportional to the increase in the length of the wire, since the excitation vibrations of the individual (imaginary) unit radiators do not have the phase shift relative to one another that is necessary for maximum directivity to have.
Therefore, if a four wavelength (4A) long conductor would be divided into two two wavelengths long conductor and a sufficient phase shift between the. both parts would be produced, so that the radiated vibrations of the individual 2nd d-units add together at the angle 0, the radiation diagram 16 shown in FIG. 4 would be produced with the same transmitter power (only in one quadrant shown as a cross-section).
Furthermore, it is clear that the radiated vibrations of the two wavelength-long elements that form the conductor 11 of FIG. 4 are also not in phase in the direction of 04. If they were in phase at the angle 04, then they would create a stronger field in that direction.
If the phase position of the exciter oscillations is corrected so that the emitted oscillations protrude in the direction before 0; add exactly, the oscillations are also considerably increased at the angle O4, because it does not deviate very much from O2.
In the drawings of FIGS. 2 to 4, the angles <B> 0, </B> 021 04 have not been shown in their actual size, but are drawn arbitrarily for reasons of illustration. The angle between the direction of maximum radiation and the conductor depends on the conductor length measured in wavelengths.
This is set out in A Discussion of 1Viethods Employed in Calculations of Electromagnetic Fields of Radiating Conductors by A. Alford, pages 70 to 88 in Electrical Commiinications July 1936, published by International Standard Eleetric Corporation.
The above statements can be understood even better with reference to FIG. In this figure, two wires A-B and C-D are shown arranged in a straight line. The wire A -B is fed into A and the main beam direction of its radiation runs at the angle 0 to a very distant point P. The wire C-D is fed from <I> D </I> via the phase shifter N.
Let the length of the radiators AB and CD be equal to <I> L. </I> The radiation emanating from a point 3I2 on CD has a shorter path to the point P than the radiation emanating from a corresponding point i711 goes out on AB. This path difference is equal to L cos 0.
On the other hand, if there were no phase shifter N between B and C, the oscillation that arrives in 1V12 would be in the phase behind the oscillation in 111, in the phase corresponding to the length of the path <I> L </ I > be back.
The direct path AI @ P is always shorter than the path Jll.ll_Pl, namely shorter by the distance: L-L cos <I> O = L </I> (1.-cos O).
The radiation emanating from 11 therefore arrives at P with a phase delay that is equal to that of the radiation emanating from l11
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(1-eos O) is.
This phase difference in P will generally be considerably less than 180, and it is therefore usually necessary to use the phase shifter N to cause the oscillations in C to lead in phase with respect to those in B. The previously common use of a folded transmission line to generate the required small phase lead of the oscillations in the conductor section C-D is disadvantageous for the reasons mentioned at the beginning. The invention makes it possible to overcome these disadvantages.
It relates to a directional antenna arrangement in which at least one long, radiating conductor is divided into different sections by at least one phase shifter. According to the invention, the same is characterized in that the phase shifter consists of two reactance elements connected into the conductor and the conductor piece in between, the size of the reactances and the distance between the elements being dimensioned such that these elements are at least at the operating frequency are approximated in conjugate relation to one another.
There is a conjugate relationship between the two reactance elements when the reflective effects of these elements cancel each other out on the aforementioned Leiterab. In the case of two reactance elements arranged across a transmission line, this conjugate relationship is explained in detail in U.S. Patent No. 2147807.
6 to 9 of the accompanying drawings show four exemplary embodiments of the directional antenna arrangement according to the invention and FIGS. 10 and 11 structural details of the reactance elements used.
In Fig. 6, two conductor sections A-B and C-D are shown, which are connected by a phase shifter, the capacitors from two Kon and the intermediate conductor piece of the electrical length u be available. Each of the capacitors C will produce a phase lead so that the total phase lead of the phase shifter will be twice as large as that caused by each capacitor alone.
The dimensions of the phase shifter can be derived as follows: If the reactance k of each capacitor X = 1; Ccu, where C is the capacitance of the capacitor and (o = 2 ji <I> f </I> <I> (f </I> = operating frequency), then is the phase lead established by the two conjugate Capacitors is effected equal to 2 0, where
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and Z, the wave resistance of the between. B and C. means the wire located opposite the ground.
The wave reflected at B is compensated for by the wave reflected at C, if the distance between the capacitors, i.e. B-C, has an electrical length a = 90 ---- $. A prerequisite is that the amplitude of the wave reflected by a capacitor is small compared to the amplitude of the wave allowed through.
-, 1Ian receives the following table:
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<B> _V / Z. </B> <SEP> <I> u2Zo </I> <SEP> (D0 <SEP> 2 (D, <SEP> Q <SEP> 20
<tb> 0.1 <SEP> 0.05 <SEP> 2.8 <SEP> 5.6 <SEP> 1, l1. <SEP> 92.8
<tb> 0.2 <SEP> 0.10 <SEP> 5.7 <SEP> 11.4 <SEP> 1.22 <SEP> 95.7
<tb> 0.3 <SEP> 0, l5 <SEP> 8.5 <SEP> 1.7.0 <SEP> 1.35 <SEP> 98.5
<tb> 0.4 <SEP> 0.20 <SEP> 11.3 <SEP> 22.6 <SEP> 1.45 <SEP> 101.3
<tb> 0.5 <SEP> 0.25 <SEP> 1.4.0 <SEP> 28.0 <SEP> 1.64 <SEP> 104.0
<tb> 0.6 <SEP> 0.30 <SEP> 16.7 <SEP> 33.4 <SEP> 1.81 <SEP> 106.7
<tb> 0.7 <SEP> 0.35 <SEP> l.9.3 <SEP> 38.6 <SEP> l, 98 <SEP> 109.3
<tb> 0.8 <SEP> 0.40 <SEP> 21.8 <SEP> 43.6 <SEP> 2.19 <SEP> 111.8
<tb> 0.9 <SEP> 0.45 <SEP> 24.2 <SEP> 48.4 <SEP> 2.39 <SEP> l14.2
<tb> 1.0 <SEP> 0.50 <SEP> 26.5 <SEP> 53.0 <SEP> 2.63 <SEP> 116.5
<tb> 1.1 <SEP> 0.55 Between the capacitors,
Standing waves arise on the conductor section B-C and in the table above, Q is the ripple ratio, that is, the ratio of the maximum voltage to the linear voltage of this standing wave.
Although the conjugate relationship of the two series capacitors of the phase shifter can only be achieved for a certain frequency, operating frequencies which deviate only slightly will cause almost no interference as long as the phase lead is not too great.
This is because the value of Q between the capacitors remains small for other values of the phase advance, so that even if the second capacitor nick is at the exact distance from the first, the phase shifter will practically not represent a point of reflection. If the antenna is to be used at several operating frequencies, it is only necessary to ensure that the phase lead is not made too large, so that the conjugate relationship is approximately maintained at the operating frequency used.
In Fig. 7, an embodiment example of the invention is shown schematically, in which two radiating conductors of the type shown in Fig. 6 Darge is used. In Fig. 7, 70 represents a receiver or transmitter. The transmitter or receiver 70 is coupled via lines 71 to a V-antenna arrangement which has the conductor sections 72, 73, 74 in one antenna and the conductors 75, 76, 77 in the at the antenna.
The conductor lengths 72 to 77 are preferably the same and are arranged at such an angle to one another that the desired radiation pattern has its maximum in a direction which points towards the opening of the V and is inclined at an angle to the horizontal that is close to it depends on the ground or other reflective surfaces. Between each of these conductor sections a phase shifter 78 of the type described is provided.
Although each antenna is divided into three parts in the antenna arrangement shown in FIG. 7, the number of parts is of course arbitrary. While in the embodiment of FIG. 7 the angle between the radiating conductors is adapted to the desired characteristic, the phase shifters described can also be switched into existing V-antenna arrangements,
in order to improve the radiation characteristics, although the opening angle of the V can usually no longer be adjusted according to the direction of the maximum radiation.
The fact that such an improvement can be obtained can be seen in part from FIG. 4 and is more clearly shown in FIG. In Fig. 8, the antenna arrangement shown has two radiating portions 81 which form the conductors of a V-antenna arrangement. A phase shifter 82 of the type described with reference to FIG. 6 is provided between the arms 80 and 81. The radiation diagram of the ladder without phase shifter is shown by the solid curves 83 and 83 '. These radiation diagrams are shown without secondary maxima.
The direction of the maximum field strength of the leaves forms an angle 04 with the radiating arms of the antenna. By adding the phase shifters, the field strengths are increased and the direction of the maximum field strength is changed, as shown at 84, 84 '. By adding the phase shifters, the maximum radiation direction of the radiators is changed from an angle 04 to an angle 0_, so that maximum radiation in the direction of the bisector of the opening angle V could be obtained by increasing this angle.
As can be seen, however, the field strength is also increased in this direction if the opening angle is not changed. The radiation of the arrangement in the direction of the existing communication link is thus improved by the phase shifter alone.
As a particular example, one can consider a planar V-antenna arrangement whose radiating conductors 6. A, are long and enclose an angle of 401. Such an arrangement results in a phase difference of approximately 65 between the oscillations of the conductors, which are thought to be composed of two elements, since
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If the phase shifter is in the middle between each 3.
n, lengths of each conductor are arranged, they should therefore result in a phase lead so that the phase difference becomes zero. Without the phase shifter, the radiation vibrations would add up with a phase difference of 65 ". The field strength in the desired direction is therefore proportional to the phase shifter
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enlarged.
Instead of a 65 "phase shift, the correction in the example given above can only be about 50", which results in almost as much gain without requiring such a large phase advance in a single phase shifter.
At 10 MHz this would require a capacitor of approximately 26.5, u, uF. Such a capacitor is very small and can be constructed from a pair of capacitor plates less than 20 cm- 'which are spaced approximately one centimeter apart. Since the capacitor is very small and light, it can be conveniently carried by the tension insulators of the antenna conductors.
It should be clear that the directional antenna arrangement need not only consist of two long antennas arranged in a V shape. These antennas can be arranged in any way. In Fig. 9 an arrangement is ge shows where a unidirectional radiation is achieved by using two pairs of antennas 80 and 81 which are at a suitable distance. Each antenna is divided into individual antenna elements by means of capacitor phase shifters 83.
Although only two units are shown in FIG. 9, a plurality of units can of course also be provided in this arrangement. The antenna pairs can be excited by the source 85, as shown in FIG. Instead, one of the antenna pairs, such as. B. 81, are excited by radiation.
Specific examples of capacitors suitable for the phase shifters are shown in FIGS. Fig. 10 shows. an insulator 50 which mechanically connects two conductor pieces 51 and 52. From the longitudinal shaft of the insulator, the capacitor, which is formed by two zylindriselie pots 53, 54, is carried. One pot 53 is clamped to the insulator 50 by means of a clamp 57 and is connected to the conductor piece 51 by means of a wire 55. The other pot 54 of the capacitor is connected to the conductor piece 52 by means of the wire 56. The capacitance of the capacitor can be changed by moving the pot 53 along the insulator 50.
Lead washers 59 are provided between the brackets 57 and 58 and the insulator 50 so that the tension exerted on the insulator 55, 56 by the wire does not cause the insulator to break.
Another capacitor design is shown in FIG. According to this exemplary embodiment, disks, which are designated by 70 and 71, are used instead of cylindrical condenser pots. These disks are preferably made of sheet metal and rolled up at the edges in order to increase the strength of the same and to prevent the disks from swinging, which would lead to a change in the capacitor value. The disks are adjustably clamped to the shaft of the insulator 50, similar to that shown in FIG.
To adjust the capacitance of the capacitor, the distance between the plates can be changed by loosening screws and moving the plates.
These capacitor shapes are particularly useful because they are light and can be easily attached.