Dispositif discriminateur de fréquence. lia présente invention a. pour objet un dispositif discriminateur de fréquence, utilisé par exemple pour fournir une tension desti née à stabiliser la fréquence ou pour la dé tection de la modulation d'ondes à vitesse an gulaire modulée.
La présente invention a- pour but d'ap porter des perfectionnements à certains cir cuits déjà préconisés du type comprenant deux triodes semblables, un circuit d'entrée prévu pour coupler le dispositif à une source d'énergie à haute fréquence et com prenant un circuit accordé dont les extré mités opposées sont reliées respectivement aux anodes des deux triodes, un diviseur de tension dont une des branches est constituée par un cristal piézo-électrique et dont une des extrémités est reliée à un point dont le potentiel haute fréquence par rapport à la inag#,e est nul, tandis que le point commun aux deux branches de ce diviseur de tension fournit une tension haute fréquence aux grilles desdites triodes,
deux résistances shuntées par des capacités, branchées respec tivement entre chacune des cathodes desdites triodes et un point dont le potentiel haute fréquence par rapport à la masse est nul. Dans le dessin annexé, donné à titre d'exem ple, les fig. 1 à 5 montrent des circuits con nus, les fig. 6 à 8 servant à exposer le fonc tionnement de ces circuits;
les fig. 9 à 15 re présentent des formes d'exécution de l'objet de la présente invention, la fig. 16 se rap- portant, en particulier à la, fig. 13 et, quali- tativeirient, aux fig. J à 12, 11 et 15. Elle comprend deux graphiques, qui montrent les avantages qui découlent de la présente invention.
Dans le circuit représenté sur la fig. 1, les grilles g1 et g2 des deux triodes Vl et V2 sont reliées entre elles et à la masse par un cristal piézo-électrique PC, résonnant en série à la fréquence du signal produit par un oscillateur dont on désire stabiliser la fré quence ou à la fréquence moyenne du signal produit par une onde à vitesse angulaire mo dulée.
Une résistance R3 est reliée aux bornes du cristal, piézoélectrique. Les cathodes des deux triodes V1 et l'2, qui sont de préférence à chauffage indirect, sont chacune reliées à la. masse par une des résistances Rl et R2, shun tées par des condensateurs.
Les deux anodes a1 et a2 des triodes sont reliées, l'une à une extrémité et l'autre à L'autre extrémité de l'enroulement secondaire S2 d'un transforma teur à haute fréquence T, le secondaire étant accordé à l'aide d'un condensateur C2 à une fréquence telle que le signal induit dans le secondaire soit appliqué en opposition de phases aux anodes cal et a2. Le point médian de l'enroulement-secondaire du transforma teur est relié à la masse et, par conséquent,
à l'extrémité de chacune des résistances Rl et R2 opposée aux cathodes. Une extrémité dudit secondaire est reliée capacitivement, par le condensateur C3, aux grilles des deux triodes, auxquelles on peut donc appliquer, en concordance de phases, une tension propor tionnelle au signal induit dans le secondaire.. Le couplage capacitif peut être effectué par un condensateur ou par une capacitance dif férentielle due à im déséquilibre quelconque entre les capacitances anode/grille des deux triodes.
L'enroulement primaire P2 du transfor mateur T est relié par l'une de sers extré mités à l'anode a3 d'une lampe amplificatrice ou limitatrice à haute fréquence V3 et, par son autre extrémité, à une résistance R4, dont l'antre extrémité est reliée à la borne posi tive d'une source de courant anodique. Le point de jonction de l'enroulement primaire avec la résistance est relié à la masse par un condensateur de découplage. La cathode de l'amplificatrice V3 est reliée à la masse par une résistance shuntée par un condensateur.
Si l'amplificatrice est une pentode, comme indiqué sur la figure, la troisième grille (la plus rapprochée de l'anode) est reliée à la masse, tandis que la deuxième grille est reliée à la borne positive de la source de courant anodique par une résistance et à la masse par lui condensateur de découplage. La pre mière grille de l'amplificatrice (grille de commande) est reliée à la masse par une ré sistance de fuite, aux bornes de laquelle est appliqué un signal produit par l'oscillateur dont on désire stabiliser la fréquence ou un signal produit par -une onde à vitesse angu laire modulée.
Le fonctionnement des circuits peut être décrit comme suit en se rapportant aux vec teurs A de la fig. 6, ainsi qu'aux fig. 7 et 8.
Le circuit équivalent (fig. 7) n'exige pas d'explications et il suffit d'indiquer que C, L et R représentent respectivement la com posante capacitive, inductive et ohmique de l'impédance du cristal, tandis que<I>CH</I> est la capacitance du support du cristal. Dans la description suivante, cette capacitance CII peut être négligée.
A la fréquence de résonance en série du cristal, l'impédance de celui-ci est ohmique et relativement faible. Aux fréquences supé rieures à celle de résonance, le cristal présente une réactance inductive, et, aux fréquences inférieures, une réactance capacitive. Si la ca- pacitance du condensateur C3, par l'intermé diaire duquel l'énergie de l'oscillateur est ap pliquée aux grilles des redresseuses, est d'une valeur suffisamment faible, la phase et l'am plitude du courant qui s'écoule à la masse par ce condensateur dépendent principalement de ce dernier.
Ce courant avance d'environ 90 sur la tension anodique EA1 (diagramme A, fig. 6) de la redresseuse V1 et donne lieu à la tension Eg entre les deux grilles et la masse. Lorsque la fréquence appliquée f est égale à la fréquence de résonance fx du cris tal, cette tension Ey est en phase avec le cou rant traversant le condensateur.
La tension Eg avance donc de 90 sur la tension ano dique EA1. et retardée de 90 sur la tension anodique EA2 de même valeur, mais de signe contraire, de l'autre redresseuse. Ainsi, les valeurs scalaires du courant redressé dans les résistances cathodiques IA1 et IA2 sont égales dans ce cas et il n'existe aucune diffé rence de potentiel entre les cathodes k1 et k2 des redresseuses.
Lorsque la fréquence appliquée f dépasse <I>f x,</I> le cristal présente une réactance inductive, dont la valeur augmente avec la fréquence. Tant que la réactance capacitive du conden sateur -de couplage C3 dépasse nettement la réactance inductive du cristal PC, la phase du courant par ce condensateur, à la masse, dépend encore principalement de ce conden sateur et il continue de circuler un courant avançant de 90 sur la tension de l'anode al de la redresseuse Vl. Ce courant donne lieu, entre les grilles et la masse, à une tension Egg avançant de 90 sur le courant qui circule par le condensateur de couplage, tant que la réac tance du cristal est inductive.
En consé quence, la tension Eg avance de 180 sur la tension anodique EA1 et elle est en phase avec la tension anodique EA2. Les valeurs scalaires des courants redressés IA1 et IA2 cessent alors d'être égales, 1.42 devenant plus grand que IA1. Au fur et à mesure que la fréquence augmente, la tension de grille aug mente et accentue l'inégalité des courants re dressés. Un déséquilibre de tension existera donc entre les cathodes.
Si la fréquence appliquée f est inférieure <I>à</I> fx, le cristal. présente une réactance capa- citive et la phase du courant par le conden sateur de couplage C3, à la terre, avance de 90" sur la tension.
anodique EA1. La tension qui s'établit entre les grilles et la masse est en phase avec la tension anodique E111. Les valeurs scalaires des courants redressés 112 et <B>IA I</B> seront donc à nouveau inégales, 1A1 dé- passant 1A2, et l'on aura affaire à un dés équilibre (le tension entre les cathodes, mais d'une polarité contraire à celle qui existe lorsque la fréquence appliquée f est supé rieure à<B>J</B> 'X.
Ainsi, lorsqu'une fréquence est constam ment modifiée de part et d'autre de la fré quence de résonance du cristal, il s'ensuit un déséquilibre de tension (comme ].'indique la fig. 8), dont ].'amplitude et la polarité changent. très rapidement, d'une valeur posi tive à, une valeur négative, en passant par zéro. La raideur ou pente de la courbe repré sentant ce déséquilibre de tension en fonc tion de la fréquence est due au coefficient de surtension Q particulièrement élevé du cristal piézoélectrique.
Au cours d'essais pratiques avec nu tel circuit., des déséquilibres de tension de ].'ordre de 10 V ont été cons tatés pour des changements de fréquence de 300 cycles de part et d'autre d'une fré quence du cristal de 2225 kilocycles.
Dans la variante, représentée par la fig. 3, au lieu d'utiliser le couplage capacitif fourni par le condensateur C3, entre l'une des ex trémités clé l'enroulement secondaire du trans formateur et les grilles des deux redresseuses, un condensateur de blocage C5 et une résis tance R5 sont branchées en série entre l'ex trémité anodique de ].'enroulement primaire P2 (c'est-à-dire l'anode de la lampe amplifi- catrice ou ]imitatrice V3) et les grilles g1 et g2 des redresseuses V1 et V2.
Dans cette va riante, la résistance R5 entre ].'enroulement primaire P2 du transformateur T et les grilles des redresseuses présente une valeur si élevée que le courant qui y circule est sensi blement en phase avec la tension aux bornes de ].'enroulement primaire du transformateur, et la tension entre les grilles et la. masse, à la fréquence de résonance du cristal, est également en phase avec la tension aux bornes de ce primaire.
Si le circuit secondaire est accordé à la fréquence du signal, la tension de l'enroule ment ,secondaire S2 est décalée de 90 par rapport à la tension aux bornes de l'enroule ment primaire P2. Du fait que cette tension est divisée de manière égale par la connexion médiane, la tension E-12 (voir diagramme B, fig. 6) à l'anode de l'une des redresseuses V2 retardera pour la fréquence clé résonance fx, tandis que la tension E-11 à. l'anode de l'autre redresseuse Vl avancera.
de 90 sur la tension de grille Erg, de sorte que des courants égaux 1_12 et 111 circuleront dans les résis tances R2 et 1i1. Si la fréquence change alors légèrement de part ou d'autre de la fréquence de résonance du cristal, la tension de grille sera d'une phase opposée à celle de la tension de l'une des anodes et en coïncidence de phase avec la tension de l'autre anode, selon le sens du changement de la fréquence. Les résistances R1 et R2 seront alors parcourues par des courants inégaux.
Si l'on veut utiliser ce genre de montage polir la stabilisation automatique de la fré quence produite par un oscillateur, il est né cessaire d'éliminer les tensions de polarisa tion continues entre les cathodes k1 et k2 des deux redresseuses 171 <I>et V2,</I> d'une part, et la masse, d'autre part. Ces tensions ont la même polarité. Ltant donné que la tension de dés équilibre change différentiellement, il est dé sirable d'appliquer également différentielle ment la tension de polarisation destinée à sta biliser la fréquence à des lampes de réactance connectées en push-pull.
Dans ce but, le cir cuit de la fi-. 1 sera modifié comme l'indique la fi-. 4: Au lieu d'être reliées à la masse et par conséquent au point médian de l'enroule ment secondaire S2, les résistances R1 et R2 shuntées par des condensateurs, ainsi que le cristal PC, en parallèle avec la résistance R3, seront reliées à un conducteur commun CC qui n'est pas mis à la masse, mais seulement au point médian de .l'enroulement secondaire S2.
Les cathodes k1 et k2 des deux lampes sont reliées à la masse par des résistances égales R1' et R2', servant à diviser en ten sions égales de valeurs opposées les tensions de déséquilibre s'établissant entre les cathodes k1 et k2, afin de fournir les tensions de pola risation pour le réglage de la fréquence. Les cathodes de chacune des deux lampes sont également reliées à la masse par des résis tances R1" et R2", chacune en série avec un condensateur Cl" et C2".
Les deux résistances R1' et R2' servent à diviser en tensions égales de valeurs oppo sées les tensions de déséquilibre qui appa raissent entre les cathodes des redresseuses, de façon à fournir les tensions de polarisa tion pour stabiliser la fréquence à l'aide d'une paire de lampes à réactance RV1 et RV2 con nectées en push-pull. Ces tensions de polarisa tion sont prises au point de liaison de la ré sistance R1" (ou R2") et du condensateur C1" (ou C2"). Ces lampes à réactances con nectées en push-pull sont associées à l'oscilla teur 0 qui doit être stabilisé.
Les résistances Rl" et R2" et les condensateurs C1" et C2" constituent des filtres à constante de temps élevée et servent à éviter que les lampes à réactance ne soient soumises à des tensions changeant rapidement, comme cela se produi rait si l'oscillateur 0 était modulé en fré quence par des signaux à fréquence audible ou autres, appliqués à ces lampes à réac tance.
Le signal fourni par d'oscillateur 0 peut être amplifié, il peut être soumis à une mul tiplication ou à une division de fréquence en -1PDI, ainsi qu'à un changement de fré quence en PC, à l'aide de l'oscillateur 01.
Avec un circuit établi comme il vient d'être indiqué, on a constaté qu'une variation du condensateur d'accord d'un oscillateur qui, en l'absence d'un circuit de réglage, provoquerait une variation de quelques mil- liers de cycles par seconde, ne donne pra tiquement lieu à aucune variation de la fré quence lorsque cet oscillateur est équipé du circuit de réglage en question. En outre, une légère erreur dans l'accord du circuit secon daire S2 du transformateur T ne provoque aucune modification de la fréquence de l'os cillateur.
Comme l'indique la fig. 5, le circuit de réglage peut servir à la stabilisation d'un os cillateur qui n'est associé qu'à une seule lampe à réactance. Dans ce cas, ce circuit est arrangé exactement comme sur la fig. 1, sauf que les résistances R1 et R2 shuntées par des condensateurs, ainsi que le cristal PC, en parallèle avec la résistance R3, sont reliés (comme sur la fig. 4) à un conducteur com mun CC, au lieu de l'être à la masse et par conséquent au point médian de l'enroule ment secondaire S2.
La cathode de l'une des redresseuses (V2 dans le cas indiqué) est di rectement reliée à la masse, tandis que la cathode de l'a-Litre redresseuse (V1) l'est par l'intermédiaire d'une résistance Rl' et d'un condensateur C1' reliés en série, de manière à constituer un filtre présentant une cons tante de temps suffisamment grande. La ten sion de réglage est prise ait point de liai son de la résistance R1' et du condensateur Cl' et appliquée à une lampe à réactance RV associée à l'oscillateur 0.
Si l'élément de contrôle- est constitué par un cristal piézoélectrique, la variation de la tension de déséquilibre entre une valeur maxi- rnum d'un côté de la. fréquence moyenne et une valeur maximum de l'autre côté a lieu sur une étendue de quelques centaines de cycles seulement.
Un tel circuit est donc particu lièrement approprié pour la détection de signaux modulés en phase, bien qu'il ne soit pas absolument approprié comme discrimina- teur de fréquence pour la détection de signaux modulés en fréquence, dont la fré quence peut dévier de plusieurs milliers de cycles de part et d'autre de sa valeur moyenne.
Dans la description qui précède, on a ad mis que le cristal est résonnant en série. On peut également faire emploi de la ré- sonanee en parallèle du cristal PC. Du fait que la capacité du support<I>C11</I> du cristal (fig. 7) est. généralement d'au moins cent fois supérieure à la capacité C du circuit équivalent au cristal, la résonance en paral lèle se présentera à une fréquence légèrement supérieure à celle à laquelle se produit la, ré sonance en série.
Le fonctionnement du cir- cuit pour la résonance en parallèle peut., par exemple, être exposé en se reportant à l'ex plication du circuit qui a été décrit en pre mier lieu (fi-. 1).
Lorsque la fréquence appliquée f est lé gèrement supérieure à. la fréquence fx à la quelle le cristal est en résonance en série, on a montré dans l'explication précédente que la tension Eg à la grille de la redresseuse Vl avance de 7.80" sur la tension E-11 de l'anode < le cette lampe et qu'elle est, en phase avec la tension EA2 de l'anode de l'autre redres- seuse. Si la fréquence tend vers une valeur qui se rapproche (le celle de la résonance en parallèle,
l'impédance du circuit du cristal tendra rapidement vers une valeur à laquelle la phase du courant clans le condensateur de couplage C3 dépend principalement de l'im pédance (lu circuit du cristal et non de la valeur du condensateur de couplage. Pour une fréquence très légèrement inférieure à la fréquence (le résonance en parallèle du cris tal, le courant dans le condensateur de couplage C3 retarde d'environ 90 par rap port à la tension E-11 et la tension Eg aux grilles est en phase avec la tension EA1, étant donné qu'à cette fréquence le cristal se comporte comme une inductance de valeur élevée.
Ainsi, au fur et à mesure que la fré- queiiee augmente, il se produit une inversion entre les phases des tensions aux grilles et aux anodes. La tension des grilles sera alors en phase avec la tension EA1, au lieu d'être en opposition de phases. Il en résulte égale ment une inversion (le la polarité de la ten sion de déséquilibrage entre les cathodes des redresseuses, comme l'indique le second pas sage par l'axe des abscisses sur la fig. 8.
Lorsqu'on travaille dans cette région de la caractéristique, le sens des connexions de la tension de polarisation servant à stabiliser la fréquence devra être inversé par rapport à celui qui est utilisé lorsque le cristal est ré sonnant en série.
A une fréquence égale à celle à laquelle le cristal est résonnant en parallèle, l'impé dance de ce cristal devient une résistance très élevée et la tension Eg aux grilles est en phase avec la tension EAl. Lorsque la fré quence continue à croître, le circuit du cris tal devient eapacit.if et la tension Eg de meure en phase avec la tension EAl.
Si la capacitance du condensateur C3 est. très fortement réduite, à tel point que, même à la fréquence de résonance en parallèle du cristal à laquelle celui-ci se comporte comme une résistance de valeur très élevée, la réac tance du condensateur C3 demeure beaucoup plus élevée que l'impédance du circuit du cristal et la phase du courant dans la. branche C3-PC dépendra de C3 et sera en avance d'environ 90" sur la tension E.41.
Dans ces conditions, à des fréquences à peine inférieures à celle de la résonance en paral lèle du cristal, la tension Eg sera en avance de 900 sur le courant et, par conséquent, clé 1800 sur la tension E < 11, tandis qu'elle sera en phase avec E.12. A la fréquence de réso nance en parallèle, la tension Eg sera en avance de<B>900</B> sur la tension<B>E.11</B> et de 90() en retard sur la tension EA2. A des fré quences à. peine supérieures à la résonance en parallèle, la tension Eg sera en retard de 900 sur le courant, en phase avec la tension<B>E AI</B> et en.
avance de 7.800 sur la tension EA2.
Il est également possible d'utiliser d'au tres modes de résonance du cristal et des élé nients de circuit qui sont associés à ce cristal.
Ainsi, par exemple, à une certaine fré quence supérieure à celle qui correspond à. la résonance en série du cristal, il est pos sible d'obtenir une résonance en série du condensateur C3 (fi. 1) avec l'impédance inductive du cristal.<B>À'</B> une fréquence à peine inférieure à cette fréquence, la branche <I>C3 PC</I> est capacitive et le courant qui y circule avance de 900 sur la tension EAl. Etant donné que l'impédance du cristal est elle-même inductive à cette fréquence, la ten sion Eg sera en avance de 900 sur ce courant.
En conséquence, la tension Eg sera en avance de 1800 sur la tension EA1 et en phase avec la tension EA2. A une certaine fréquence puis élevée, à laquelle la réaction du conden sateur C3 est en résonance avec l'impédance inductive du cristal, le courant dans la branche C3-PC sera en phase avec la ten sion EA1 et, puisque le cristal est inductif, la tension Eg sera en avance de 900 sur le cou rant.
De ce fait, la tension Eg sera en avance de 900 sur la tension EA1 et de 900 en re tard sur la tension EA2. A une fréquence encore plus élevée, lorsque l'impédance induc tive du cristal dépasse la réactance du con densateur<B>03,</B> le courant dans la branche C3-PC sera en retard de 90 sur la tension EA1 et Eg sera en conséquence en phase avec la, tension EA1 et en opposition de phases avec la tension EA2. Dans ces conditions,
la relation entre les phases est analogue à celle obtenue aux fréquences rapprochées de la ré sonance en parallèle du cristal. La courbe de la fig. 8 coupe alors l'axe des abscisses à la fréquence à laquelle le condensateur C3 est résonnant en série avec le cristal, à condi tion que la capacitance de ce condensateur soit plus élevée que celle du support<I>CH</I> du cristal. Dans ces conditions, la suite des changements de phase sera analogue à celle qui a été décrite pour la résonance en paral lèle du cristal, lorsque le condensateur C3 a une très faible capacitance.
Etant donné que les résonances en série et en parallèle des cristaux piézoélectriques se présentent généralement à des fréquences très rapprochées, il peut être désirable, voire même nécessaire, de supprimer dans certains cas l'une des pointes hors résonance de la tension de déséquilibrage, afin d'empêcher que le cristal ne passe brusquement d'un mode de résonance à l'autre, au cas où la fréquence du signal appliqué dévierait d'une valeur suffisante. C'est ce qui peut arriver lorsque le signal appliqué est une onde dont la vitesse angulaire est modulée et que la profondeur de la modulation est suffisante pour atteindre la partie de la caractéris tique fréquence-tension de déséquilibre, dans laquelle la pente de la courbe change de sens.
Une telle suppression peut être aisé ment réalisée en utilisant un condensateur différentiel Ce' (fig. 2) au lieu d'un conden sateur C3 pour coupler l'enroulement secon daire S2 du transformateur T aux grilles des deux lampes. Dans une disposition de ce genre, les électrodes fixes du condensateur différentiel seraient reliées aux deux extré mités de l'enroulement secondaire (ou, ce qui revient au même, aux anodes al et a2 des, deux lampes V1 et V2), tandis que l'électrode mobile serait reliée aux grilles g1 et g2 des deux lampes.
La pointe hors résonance de la tension de déséquilibre qui se produit à une fréquence inférieure à celle de la résonance en série du cristal peut être aisément sup primée par un réglage convenable du conden sateur. Lors de ce réglage, la tension aux bornes du cristal piézoélectrique peut être partiellement neutralisée sans troubler le fonctionnement du dispositif aux fréquences plus élevées. On peut également supprimer, par une modification appropriée du circuit., la pointe hors résonance qui se produit à une fréquence supérieure à celle où le cristal est résonnant en série.
Ainsi, la résonance en parallèle qui se pro duit à une fréquence plus élevée que celle de la résonance en série peut être supprimée de la manière indiquée sur la fig. 5, en reliant le cristal entre l'anode al de l'une des re- dresse-Lises Vl et les grilles g1 et g2 reliées entre elles, ainsi qu'un condensateur d'équi librage C5, d'une valeur appropriée pour neu traliser la capacitance du support du cristal, entre l'anode a2 de l'autre redresseuse V2 et les grilles, un condensateur C6 de capacitance suffisamment élevée étant relié (en parallèle avec une résistance de fuite R3 de valeur convenable)
entre les grilles g1 et g2 et le point commun des résistances des cathodes, relié à la masse. Avec ce circuit, la phase de la tension de grille Eg tend à coïncider avec celle de la tension anodique E,41 de la re- dresseuse Vl à laquelle le cristal est couplé à des fréquences inférieures à celle de réso nance en série et tend également à être en opposition avec la phase de la tension ano dique Eill de ladite redresseuse Vl à des fréquences supérieures à. celle de la résonance série.
Dans tous les circuits décrits précédem ment, une tension de polarisation est directe ment fournie par les résistances de charge, <B>dit</B> fait que le retour des grilles aux cathodes s'effectue à travers une résistance de fuite R3, par l'intermédiaire des résistances de charge RI et R2 respectivement. Cette ten sion de polarisation sert de eontreréaction.
En travaillant avec de tels circuits, on a constaté qu'ils peuvent être rendus beaucoup plus sensibles en supprimant cet effet de eontreréaction. A cet effet, dans le dispositif discriminateur de fréquence, objet de l'inven tion, les grilles desdites triodes sont réunies chacune à la cathode de la triode dont elles font respectivement partie, à travers une ré- sistanee, et sont reliées entre elles par l'üi- termédiaire d'au moins une capacité.
Cette modification entraîne l'insertion, dans la connexion reliant entre elles les grilles des deux lampes Vl et V2, du conden sateur C9 indiqué sur toutes les figures 9 à 15 et d'une résistance de fuite de grille R6 pour la lampe V2.
On a montré précédemment, en relation avec les fig. 1à 5, que lorsque ces circuits sont destinés à la stabilisation automatique de la fréquence d'un oscillateur, il est, néces saire d'éliminer les tensions continues de pola risation apparaissant entre les cathodes k1 et k2 des deux redresseurs V1 et V2, d'une part, et la finasse, d'autre part.
On a également montré que ces tensions ont la même polarité et que, du fait que la tension de déséquilibre change différentiel] ement, il est désirable d'appliquer différentiellefiuent la tension de polarisation stabilisant la fréquence à des lampes à réactance connectées eu push-pull. Dans ce but, les modifications indiquées sur la fig. 4 sont également reportées sur la fig. 11.
Ces modifications comportent la sé paration du conducteur commun CC d'avec la masse et le montage de résistances addi tionnelles R1' et R2', reliées respectivement entre les cathodes k1 et k2 et la masse. Ces deux résistances ont pour effet de subdi viser en tensions égales et de valeurs opposées les tensions de polarisation déséquilibrées qui apparaissent entre les deux cathodes.
La fig. 14 du dessin. indique une forme d'exécution visant au même résultat, sans né cessiter toutefois le montage des résistances additionnelles Rl' et R2'. Dans cette dispo sition, l'enroulement secondaire S2 est divisé en deux et chaque moitié est isolée, pour le courant continu, par Lui condensateur C10.
Les extrémités opposées de chaque moitié de l'enroulement S2 sont reliées, respective ment, à l'anode de l'une des lampes (V1 ou V2) et à la cathode de l'autre lampe (V2 ou <B>1'l),</B> de telle sorte que les courants dans ces lampes traversent les résistances RI et R2 dans des directions opposées et se compensent mutuellement lorsqu'ils sont d'égales valeurs, et ne donnent donc pas lieu à une tension de déséquilibre. En revanche, si ces courants ne sont pas égaux, des tensions de déséquilibre apparaissent soit dans un sens, soit dans l'autre, selon le sens du courant prédomi nant.
On a également constaté qu'il est dési rable de prévoir un interrupteur Suv (fig. 15), afin d'isoler la ou les lampes à réactance de l a tension de polarisation pendant l'accord initial. La position de cet interrupteur a une eertaine importance, car, à moins que l'oscil lateur ne soit dans une position correcte par rapport aux condensateurs de filtrage C"1 et. C"2, cet oscillateur n'est réglé de faon satis faisante que d'un côté de l'accord.
La meil leure position est celle indiquée sur la fig. 15, c'est-à-dire que l'interrupteur doit être inséré avant C"l et C"2, de sorte que C"1 et C"2 ne sont chargés, au début, par aucune ten sion de déséquilibre produite aux bornes de R1 et R2. Dans le cas où il n'y a qu'une seule lampe à réactance, on a une disposition analogue avec un interrupteur simple. La fig. 16 montre deux courbes de la ten sion de sortie en fonction de la fréquence. Ces deux courbes se rapportent à la fig. 13 (courbe 1) et à la fig. 5 (courbe 2).
Elles montrent que le circuit est six fois plus sen sible sans contreréaction qu'avec celle-ci. Des augmentations de sensibilité analogues sont réalisables avec tous les circuits décrits ci dessus.
Dans les circuits représentés sur les fig. 9 à 12, la connexion en parallèle du cristal PC et de la résistance R3 a été maintenue, de même que la connexion en parallèle du con densateur C6 et de la résistance R3, sur les fig. 13 à 15. Cela n'est nullement nécessaire, ni même préférable: le retour du cristal ou, dans le cas des fig. 13 à 15, celui du conden sateur C6, peut s'effectuer à un point quel conque, pourvu que celui-ci soit aü potentiel de haute fréquence zéro par rapport à la masse.
Ainsi, sur les fig. 9, 10 et 12, la partie de droite du cristal PC peut être déconnectée de l'extrémité de droite de la résistance R3 et reliée à la masse. Sur la fig. 11, la partie de droite du cristal peut être déconnectée de l'extrémité de droite de la résistance R3 et reliée au conducteur CC. De même, sur les fig. 13 à 15, l'extrémité de droite du con densateur C6 peut être déconnectée de l'ex trémité de droite de la résistance R3 et reliée directement à la masse.
Frequency discriminator device. The present invention a. for object a frequency discriminator device, used for example to supply a voltage intended to stabilize the frequency or for the detection of the modulation of waves at modulated angular speed.
The present invention aims to bring improvements to certain already recommended circuits of the type comprising two similar triodes, an input circuit provided for coupling the device to a high frequency energy source and comprising a circuit. tuned whose opposite ends are connected respectively to the anodes of the two triodes, a voltage divider of which one of the branches is formed by a piezoelectric crystal and of which one of the ends is connected to a point whose high frequency potential with respect to the inag #, e is zero, while the point common to the two branches of this voltage divider supplies a high frequency voltage to the gates of said triodes,
two resistors shunted by capacitors, connected respectively between each of the cathodes of said triodes and a point whose high frequency potential with respect to ground is zero. In the accompanying drawing, given by way of example, FIGS. 1 to 5 show known circuits, figs. 6 to 8 used to demonstrate the operation of these circuits;
figs. 9 to 15 re show embodiments of the object of the present invention, FIG. 16 referring, in particular to, FIG. 13 and, qualitatively, in fig. J to 12, 11 and 15. It includes two graphs, which show the advantages resulting from the present invention.
In the circuit shown in fig. 1, the gates g1 and g2 of the two triodes V1 and V2 are connected to each other and to ground by a piezoelectric crystal PC, resonating in series at the frequency of the signal produced by an oscillator whose frequency it is desired to stabilize or at the average frequency of the signal produced by a wave with modulated angular velocity.
A resistor R3 is connected to the terminals of the crystal, piezoelectric. The cathodes of the two triodes V1 and l'2, which are preferably indirectly heated, are each connected to the. ground by one of resistors R1 and R2, shunted by capacitors.
The two anodes a1 and a2 of the triodes are connected, one at one end and the other at the other end of the secondary winding S2 of a high-frequency transformer T, the secondary being tuned using of a capacitor C2 at a frequency such that the signal induced in the secondary is applied in phase opposition to the anodes cal and a2. The midpoint of the transformer secondary winding is connected to ground and, therefore,
at the end of each of the resistors R1 and R2 opposite the cathodes. One end of said secondary is capacitively connected, by capacitor C3, to the gates of the two triodes, to which can therefore be applied, in phase matching, a voltage proportional to the signal induced in the secondary. Capacitive coupling can be effected by a capacitor or by a differential capacitance due to any imbalance between the anode / gate capacitances of the two triodes.
The primary winding P2 of the transformer T is connected by one of its ends to the anode a3 of a high-frequency amplifier or limiter lamp V3 and, by its other end, to a resistor R4, of which the the other end is connected to the positive terminal of an anode current source. The junction point of the primary winding with the resistor is connected to ground by a decoupling capacitor. The cathode of the amplifier V3 is connected to ground by a resistor shunted by a capacitor.
If the amplifier is a pentode, as shown in the figure, the third gate (closest to the anode) is connected to ground, while the second gate is connected to the positive terminal of the anode current source by a resistor and to the ground by him decoupling capacitor. The first grid of the amplifier (control grid) is connected to ground by a leakage resistor, to the terminals of which is applied a signal produced by the oscillator whose frequency one wishes to stabilize or a signal produced by - a wave at modulated angular velocity.
The operation of the circuits can be described as follows with reference to the vectors A of fig. 6, as well as in fig. 7 and 8.
The equivalent circuit (fig. 7) does not require explanation and it suffices to indicate that C, L and R represent respectively the capacitive, inductive and ohmic component of the impedance of the crystal, while <I> CH </I> is the capacitance of the crystal support. In the following description, this capacitance CII can be neglected.
At the series resonant frequency of the crystal, the impedance thereof is ohmic and relatively low. At frequencies above resonance, the crystal exhibits inductive reactance, and at lower frequencies, capacitive reactance. If the capacitance of capacitor C3, through which the energy of the oscillator is applied to the gates of the rectifiers, is of a sufficiently low value, the phase and the amplitude of the current which is flows to ground through this capacitor depend mainly on the latter.
This current advances by about 90 over the anode voltage EA1 (diagram A, fig. 6) of the rectifier V1 and gives rise to the voltage Eg between the two gates and ground. When the applied frequency f is equal to the resonant frequency fx of the crystal, this voltage Ey is in phase with the current flowing through the capacitor.
The voltage Eg therefore advances by 90 over the anodic voltage EA1. and delayed by 90 on the anode voltage EA2 of the same value, but of opposite sign, of the other rectifier. Thus, the scalar values of the rectified current in the cathode resistors IA1 and IA2 are equal in this case and there is no potential difference between the cathodes k1 and k2 of the rectifiers.
When the applied frequency f exceeds <I> f x, </I> the crystal exhibits an inductive reactance, the value of which increases with frequency. As long as the capacitive reactance of the coupling capacitor C3 clearly exceeds the inductive reactance of the crystal PC, the phase of the current through this capacitor, to ground, still depends mainly on this capacitor and it continues to flow an advancing current of 90 on the voltage of the anode al of the rectifier Vl. This current gives rise, between the gates and the ground, to a voltage Egg advancing by 90 on the current which circulates by the coupling capacitor, as long as the reactance of the crystal is inductive.
Consequently, the voltage Eg advances by 180 over the anode voltage EA1 and it is in phase with the anode voltage EA2. The scalar values of the rectified currents IA1 and IA2 then cease to be equal, 1.42 becoming greater than IA1. As the frequency increases, the gate voltage increases and accentuates the inequality of the raised currents. A voltage imbalance will therefore exist between the cathodes.
If the applied frequency f is less <I> than </I> fx, the crystal. has a capacitive reactance and the phase of the current through the coupling capacitor C3, to earth, advance of 90 "on the voltage.
anodic EA1. The voltage which is established between the gates and the ground is in phase with the anode voltage E111. The scalar values of the rectified currents 112 and <B> IA I </B> will therefore again be unequal, 1A1 exceeding 1A2, and we will be dealing with a dice equilibrium (the voltage between the cathodes, but of a polarity opposite to that which exists when the applied frequency f is greater than <B> J </B> 'X.
Thus, when a frequency is constantly changed on either side of the resonant frequency of the crystal, there follows a voltage imbalance (as]. 'Indicates Fig. 8), of which].' Amplitude and polarity change. very quickly, from a positive value to a negative value, passing through zero. The stiffness or slope of the curve representing this voltage imbalance as a function of frequency is due to the particularly high Q Q coefficient of the piezoelectric crystal.
During practical tests with such a circuit, voltage imbalances of the order of 10 V have been observed for frequency changes of 300 cycles on either side of a crystal frequency of. 2225 kilocycles.
In the variant, represented by FIG. 3, instead of using the capacitive coupling provided by capacitor C3, between one of the key ends of the secondary winding of the transformer and the gates of the two rectifiers, a blocking capacitor C5 and a resistor R5 are connected in series between the anode end of the primary winding P2 (that is to say the anode of the amplifying or imitating lamp V3) and the gates g1 and g2 of the rectifiers V1 and V2.
In this variant, the resistor R5 between the primary winding P2 of the transformer T and the gates of the rectifiers has a value so high that the current flowing therein is substantially in phase with the voltage at the terminals of the primary winding. of the transformer, and the voltage between the gates and the. mass, at the crystal's resonant frequency, is also in phase with the voltage across this primary.
If the secondary circuit is tuned to the frequency of the signal, the voltage of the secondary winding S2 is shifted by 90 compared to the voltage across the primary winding P2. Because this voltage is divided equally by the middle connection, the voltage E-12 (see diagram B, fig. 6) at the anode of one of the rectifiers V2 will delay for the key resonance frequency fx, while voltage E-11 to. the anode of the other rectifier Vl will advance.
of 90 on the grid voltage Erg, so that equal currents 1_12 and 111 will flow in the resistors R2 and 1i1. If the frequency then changes slightly on either side of the resonant frequency of the crystal, the gate voltage will be of a phase opposite to that of the voltage of one of the anodes and in phase coincidence with the voltage of the other anode, depending on the direction of the frequency change. The resistors R1 and R2 will then be traversed by unequal currents.
If we want to use this kind of assembly to polish the automatic stabilization of the frequency produced by an oscillator, it is necessary to eliminate the DC bias voltages between the cathodes k1 and k2 of the two rectifiers 171 <I> and V2, </I> on the one hand, and the mass, on the other hand. These voltages have the same polarity. Since the unbalance voltage changes differentially, it is desirable to also apply the bias voltage intended to stabilize the frequency to reactance lamps connected in push-pull mode differentially.
For this purpose, the cir cuit of the fi. 1 will be changed as shown in fi-. 4: Instead of being connected to the mass and consequently to the midpoint of the secondary winding S2, the resistors R1 and R2 shunted by capacitors, as well as the crystal PC, in parallel with the resistor R3, will be connected to a common conductor CC which is not earthed, but only at the midpoint of the secondary winding S2.
The cathodes k1 and k2 of the two lamps are connected to the mass by equal resistances R1 'and R2', serving to divide into equal voltages of opposite values the unbalance voltages being established between the cathodes k1 and k2, in order to provide polarity voltages for frequency adjustment. The cathodes of each of the two lamps are also connected to ground by resistors R1 "and R2", each in series with a capacitor C1 "and C2".
The two resistors R1 'and R2' are used to divide the unbalance voltages which appear between the cathodes of the rectifiers into equal voltages of opposite values, so as to provide the bias voltages to stabilize the frequency using a pair of RV1 and RV2 reactance lamps connected in push-pull. These bias voltages are taken at the connection point of resistor R1 "(or R2") and capacitor C1 "(or C2"). These reactance lamps connected in push-pull are associated with oscillator 0 which must be stabilized.
Resistors R1 "and R2" and capacitors C1 "and C2" constitute high time constant filters and serve to prevent reactance lamps from being subjected to rapidly changing voltages, as would occur if the oscillator 0 was frequency modulated by audible frequency signals or the like applied to these reactance lamps.
The signal supplied by oscillator 0 can be amplified, it can be subjected to a multiplication or a frequency division in -1PDI, as well as a frequency change in PC, using the oscillator 01.
With a circuit established as just indicated, it has been found that a variation of the tuning capacitor of an oscillator which, in the absence of a tuning circuit, would cause a variation of a few thousand. cycles per second, practically does not give rise to any variation of the frequency when this oscillator is equipped with the adjustment circuit in question. In addition, a slight error in the tuning of the secondary circuit S2 of the transformer T does not cause any change in the frequency of the cillator bone.
As shown in fig. 5, the control circuit can be used to stabilize a cillator bone which is only associated with a single reactance lamp. In this case, this circuit is arranged exactly as in fig. 1, except that the resistors R1 and R2 shunted by capacitors, as well as the crystal PC, in parallel with the resistor R3, are connected (as in fig. 4) to a common conductor CC, instead of being to ground and therefore to the midpoint of the secondary winding S2.
The cathode of one of the rectifiers (V2 in the case indicated) is directly connected to the mass, while the cathode of the rectifier a-Liter (V1) is via a resistor Rl ' and a capacitor C1 ′ connected in series, so as to constitute a filter having a sufficiently large time constant. The adjustment voltage is taken at the link between resistor R1 'and capacitor Cl' and applied to a reactance lamp RV associated with oscillator 0.
If the control element consists of a piezoelectric crystal, the variation of the unbalance voltage between a maximum value on one side of the. average frequency and a maximum value on the other side occurs over an span of only a few hundred cycles.
Such a circuit is therefore particularly suitable for the detection of phase modulated signals, although it is not absolutely suitable as a frequency discriminator for the detection of frequency modulated signals, the frequency of which may deviate by several thousand. cycles on either side of its mean value.
In the above description, it has been stated that the crystal is resonant in series. It is also possible to use the resonance in parallel with the crystal PC. Due to the fact that the capacity of the support <I> C11 </I> of the crystal (fig. 7) is. generally at least a hundred times greater than the capacitance C of the equivalent circuit to the crystal, the parallel resonance will occur at a frequency slightly higher than that at which the series resonance occurs.
The operation of the circuit for resonance in parallel can, for example, be explained by referring to the explanation of the circuit which was first described (Fig. 1).
When the applied frequency f is slightly greater than. the frequency fx at which the crystal is in series resonance, it was shown in the previous explanation that the voltage Eg at the gate of the rectifier Vl advances by 7.80 "over the voltage E-11 of the anode <the this lamp and that it is in phase with the voltage EA2 of the anode of the other rectifier. If the frequency tends towards a value which approaches (that of the resonance in parallel,
the impedance of the crystal circuit will rapidly tend towards a value at which the phase of the current in the coupling capacitor C3 depends mainly on the impedance (read circuit of the crystal and not on the value of the coupling capacitor. For a very high frequency. slightly lower than the frequency (the parallel resonance of the cris tal, the current in the coupling capacitor C3 lags by about 90 with respect to the voltage E-11 and the voltage Eg at the gates is in phase with the voltage EA1, given that at this frequency the crystal behaves like a high value inductor.
Thus, as the frequency increases, there is a phase inversion of the voltages at the gates and at the anodes. The voltage of the gates will then be in phase with the voltage EA1, instead of being in phase opposition. This also results in an inversion (the polarity of the unbalancing voltage between the cathodes of the rectifiers, as indicated by the second step through the x-axis in fig. 8.
When working in this region of the characteristic, the direction of the bias voltage connections used to stabilize the frequency should be reversed from that used when the crystal is resonating in series.
At a frequency equal to that at which the crystal resonates in parallel, the impedance of this crystal becomes a very high resistance and the voltage Eg at the gates is in phase with the voltage EA1. When the frequency continues to increase, the cris tal circuit becomes eapacit.if and the voltage Eg dies in phase with the voltage EA1.
If the capacitance of the capacitor C3 is. very strongly reduced, to such an extent that, even at the resonant frequency in parallel of the crystal at which the latter behaves like a resistor of very high value, the reactance of the capacitor C3 remains much higher than the impedance of the circuit of the crystal and the phase of the current in the. C3-PC branch will depend on C3 and will be about 90 "ahead of the E.41 voltage.
Under these conditions, at frequencies barely lower than that of the parallel resonance of the crystal, the voltage Eg will be ahead of the current by 900 and, consequently, key 1800 on the voltage E <11, while it will be in phase with E.12. At the resonance frequency in parallel, the voltage Eg will be <B> 900 </B> ahead of the voltage <B> E.11 </B> and by 90 () behind the voltage EA2. Has frequencies at. barely greater than the resonance in parallel, the voltage Eg will be 900 behind the current, in phase with the voltage <B> E AI </B> and in.
advance of 7.800 on voltage EA2.
It is also possible to use other modes of resonance of the crystal and of the circuit elements which are associated with this crystal.
Thus, for example, at a certain frequency higher than that which corresponds to. the series resonance of the crystal, it is possible to obtain a series resonance of the capacitor C3 (fi. 1) with the inductive impedance of the crystal. <B> À '</B> a frequency barely lower than this frequency, the <I> C3 PC </I> branch is capacitive and the current flowing through it advances by 900 over voltage EAl. Since the impedance of the crystal is itself inductive at this frequency, the voltage Eg will be 900 ahead of this current.
As a result, the voltage Eg will be 1800 ahead of the voltage EA1 and in phase with the voltage EA2. At a certain then high frequency, at which the reaction of the capacitor C3 is in resonance with the inductive impedance of the crystal, the current in the C3-PC branch will be in phase with the voltage EA1 and, since the crystal is inductive, the voltage Eg will be 900 ahead of the current.
Because of this, the voltage Eg will be 900 ahead of the EA1 voltage and 900 behind the EA2 voltage. At an even higher frequency, when the inductive impedance of the crystal exceeds the reactance of the capacitor <B> 03, </B> the current in the branch C3-PC will be 90 behind the voltage EA1 and Eg will be consequently in phase with voltage EA1 and in phase opposition with voltage EA2. In these conditions,
the relation between the phases is analogous to that obtained at the frequencies close to the resonance in parallel of the crystal. The curve of FIG. 8 then intersects the x-axis at the frequency at which capacitor C3 is resonant in series with the crystal, on condition that the capacitance of this capacitor is higher than that of the <I> CH </I> support of the crystal . Under these conditions, the sequence of phase changes will be analogous to that which has been described for the parallel resonance of the crystal, when the capacitor C3 has a very low capacitance.
Since the series and parallel resonances of piezoelectric crystals generally occur at very close frequencies, it may be desirable, or even necessary, to remove in some cases one of the non-resonant spikes from the unbalance voltage, in order to to prevent the crystal from suddenly switching from one resonance mode to the other, in case the frequency of the applied signal deviates by a sufficient value. This can happen when the applied signal is a wave whose angular velocity is modulated and the depth of the modulation is sufficient to achieve the part of the unbalance frequency-voltage characteristic, in which the slope of the curve changes direction.
Such elimination can be easily achieved by using a differential capacitor Ce '(FIG. 2) instead of a capacitor C3 to couple the secondary winding S2 of the transformer T to the gates of the two lamps. In an arrangement of this kind, the fixed electrodes of the differential capacitor would be connected to the two ends of the secondary winding (or, what amounts to the same thing, to the anodes a1 and a2 of the two lamps V1 and V2), while the The mobile electrode would be connected to the gates g1 and g2 of the two lamps.
The non-resonant spike of the unbalance voltage which occurs at a frequency lower than that of the series resonance of the crystal can be easily suppressed by proper adjustment of the capacitor. During this adjustment, the voltage across the piezoelectric crystal can be partially neutralized without disturbing the operation of the device at higher frequencies. It is also possible to eliminate, by an appropriate modification of the circuit, the non-resonant peak which occurs at a frequency higher than that where the crystal is resonant in series.
Thus, the parallel resonance which occurs at a higher frequency than that of the series resonance can be suppressed in the manner shown in fig. 5, by connecting the crystal between the anode al of one of the straighteners Vl and the grids g1 and g2 connected to each other, as well as a balancing capacitor C5, of an appropriate value for neu tralize the capacitance of the crystal support, between the anode a2 of the other rectifier V2 and the gates, a capacitor C6 of sufficiently high capacitance being connected (in parallel with a leakage resistance R3 of suitable value)
between the gates g1 and g2 and the common point of the cathode resistances, connected to ground. With this circuit, the phase of the gate voltage Eg tends to coincide with that of the anode voltage E, 41 of the straightener Vl to which the crystal is coupled at frequencies lower than that of series resonance and also tends to be in opposition with the phase of the anoidal voltage Eill of said rectifier Vl at frequencies greater than. that of series resonance.
In all the circuits described above, a bias voltage is directly supplied by the load resistors, <B> said </B> so that the return from the gates to the cathodes takes place through a leakage resistor R3, by through the load resistors RI and R2 respectively. This polarization voltage serves as a feedback.
In working with such circuits, it has been found that they can be made much more sensitive by removing this feedback effect. To this end, in the frequency discriminator device, object of the invention, the gates of said triodes are each joined to the cathode of the triode of which they respectively form a part, through a resistance, and are connected to each other by through at least one capacitor.
This modification entails the insertion, in the connection between the grids of the two lamps Vl and V2, of the capacitor C9 indicated in all Figures 9 to 15 and of a grid leakage resistor R6 for the lamp V2.
It has been shown previously, in relation to FIGS. 1 to 5, that when these circuits are intended for the automatic stabilization of the frequency of an oscillator, it is necessary to eliminate the direct polarization voltages appearing between the cathodes k1 and k2 of the two rectifiers V1 and V2, d 'on the one hand, and finasse on the other.
It has also been shown that these voltages have the same polarity and that, because the unbalance voltage changes differentially, it is desirable to apply differentialfiuent the frequency stabilizing bias voltage to reactance lamps connected in a push-pull connection. . For this purpose, the modifications shown in fig. 4 are also shown in FIG. 11.
These modifications include the separation of the common conductor CC from the ground and the mounting of additional resistors R1 'and R2', respectively connected between the cathodes k1 and k2 and the ground. These two resistors have the effect of subdi aiming at equal voltages and of opposite values the unbalanced bias voltages which appear between the two cathodes.
Fig. 14 of the drawing. indicates an embodiment aiming at the same result, without however necessitating the assembly of additional resistors R1 'and R2'. In this arrangement, the secondary winding S2 is divided into two and each half is isolated, for direct current, by its capacitor C10.
The opposite ends of each half of the winding S2 are connected, respectively, to the anode of one of the lamps (V1 or V2) and to the cathode of the other lamp (V2 or <B> 1'l ), </B> such that the currents in these lamps flow through resistors RI and R2 in opposite directions and compensate each other when they are of equal value, and therefore do not give rise to an unbalance voltage. On the other hand, if these currents are not equal, unbalance voltages appear either in one direction or the other, depending on the direction of the predominant current.
It has also been found that it is desirable to provide a Suv switch (fig. 15), in order to isolate the reactance lamp (s) from the bias voltage during the initial tuning. The position of this switch is of some importance, because, unless the oscillator is in the correct position with respect to filter capacitors C "1 and. C" 2, this oscillator is not properly adjusted. that on one side of the deal.
The best position is that shown in fig. 15, that is to say, the switch must be inserted before C "1 and C" 2, so that C "1 and C" 2 are not charged, at the beginning, by any unbalance voltage produced at the terminals of R1 and R2. In the case where there is only one reactance lamp, we have a similar arrangement with a simple switch. Fig. 16 shows two curves of the output voltage as a function of frequency. These two curves relate to fig. 13 (curve 1) and in fig. 5 (curve 2).
They show that the circuit is six times more sensitive without counter-reaction than with this one. Similar increases in sensitivity are achievable with all of the circuits described above.
In the circuits shown in fig. 9 to 12, the parallel connection of crystal PC and resistor R3 has been maintained, as has the parallel connection of capacitor C6 and resistor R3, in figs. 13 to 15. This is by no means necessary, nor even preferable: the return of the crystal or, in the case of FIGS. 13 to 15, that of the capacitor C6, can take place at any point, provided that the latter is at zero high frequency potential with respect to ground.
Thus, in FIGS. 9, 10 and 12, the right part of crystal PC can be disconnected from the right end of resistor R3 and connected to ground. In fig. 11, the right part of the crystal can be disconnected from the right end of resistor R3 and connected to the DC conductor. Likewise, in FIGS. 13 to 15, the right end of capacitor C6 can be disconnected from the right end of resistor R3 and connected directly to ground.