Anordnung zum Kommutieren bei Umformungseinrielitungen mit gesteuerten Entladungsstrecken. Die Erfindung bezieht sich auf Umfor- inungseinrichtungen mit gesteuerten Ent ladungsstrecken, für die vorzugsweise git- termesteuerte Dampf- oder Gasentla:dungs- gefässe Verwendung finden. Bekanntlich kann man mittelst -,esteuerter Entladungs strecken Wechselstrom in Gleichstrom um formen (Gleichrichter), Gleichstrom in Wechselstrom umformen (Wechselrichter) und Wechselstrom in Wechselstrom (Um richter) umformen.
Der nachstehend @ be schriebene Erfindungsgedanke soll vorzugs weise bei Gleichrichtern und Wechselrich tern angewendet werden.
Es sind bereits zahlreiche Anordnungen bekannt geworden, die Entladungsstrecken 'zur Energielieferung zwischen Gleichstrom- und Wechselstromkreisen verwenden. Diese verschiedenen Anordnungen unterliegen<B>je-</B> doch gewissen Beschränkungen in bezug auf ,die Steuerung des Leistungsfaktors des Wechselstromnetzes. Wenn beispielsweise.
Energie von einem Gleichstromnetz an ein Wechselstromnetz durch eine solche Anord nung geliefert wird, so ist es bisher unmög lich gewesen, eine stark induktive Belastung ohne die Verwendung einer sehr grossen Ka pazität zu speisen, die mit dem Wechsel stromkreis verknüpft ist und zur Kompen sation des nacheilenden Laststromes diente. Diese Beschränkung ergibt sich aus dem Um stand, dass es bisher nicht möglich war, einen Strom von einem Entladungsweg mit niedri gerer Gegen-EMK auf einen Entladungsweg mit höherer Gegen-EMK zu kommutieren.
Infolgedessen war es bisher notwendig, die Überführung des Laststromes von einem Entladungsweg auf einen andern dann vor zunehmen, wenn die Gegen-EMK des We ges, der die folgende Röhre enthält, kleiner ist als die des zuletzt stromführenden Weges. In ähnlicher Weise ist es bei der Umformung von Wechselstrom in Gleichstrom häufig erwünscht, die Spannung des Gleichstrom kreises zu steuern, indem man die Phase der Gitterwechselspannung in bezug auf die Anodenwechselspannung im nacheilenden Sinne verstellt.
Das bewirkt einen nach eilenden Leistungsfaktor im Weehselstrom- iietz. Bis jetzt war es nicht möglich, den Belastungsstrom von einem Entladungsgefäss mit höherem Anodenpotential zu einem mit niedrigeremAnodenpotenhal zu kommutieren, das heisst, es war nicht möglich, den Be lastungsstrom von einem Entladungsweg mit niedrigerer Gegen-EMK zu einem mit höhe rer Gegen-EMK zu überführen; deshalb war der Belastungsstrom einer solchen Umfor mungseinrichtung stets wenigstens etwas nacheilend.
Gegenstand -der Erfindung ist eine An ordnung zum Kommutieren bei Umformungs einrichtungen mit gesteuerten Entladungs strecken, vorzugsweise gittergesteuerten Dampf- oder Gasentladungsgefässen, bei wel cher Mittel vorgesehen sind, die es ermög lichen, den Kommutierungsvorgang in jedem gewünschten Augenblick einer Wechsel- stromp:eriode stattfinden zu lassen.
Dadurch ergeben sich verschiedene betriebliche Vor teile, indem nämlich der Wechselstromkreis bei jedem beliebigen Leistungsfaktor arbei ten kann. Insbesondere wird es dadurch ermöglicht, .einen Wechselrichter zu betrei ben, der einen stark induktiven Verbraucher speist. Anderseits ermöglich die Erfindung; die erzeugte Gleichspannung bei Gleichrich tern in :der gewünschten Weise zu steuern und gleichzeitig dem Wechselstromkreis einen voreilenden Leistungsfaktor zu geben.
In der Zeichnung .sind mehrere Ausfüh rungsbeispiele der Erfindung dargestellt, die verschiedene Lösungswege angeben.
Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungs beispiel betrifft eine Einrichtung zur Um formung von Gleichstrom in Einphasenwech- selstrom oder umgekehrt. Das Gleichstrom netz 10 und .das Einphasennetz 11 sind über einen Transformator 12 und die gitter gesteuerten Entladungsgefässe 14 und 15 ge- kuppelt. Ferner ist in den einen Gleich stromleiter eine Drosselspule 13 eingefügt. Zwei Kommutierungskondensatoren 16' und 16" sind in Reihe zwischen die Anoden kreise der beiden Gefässe 14 und 15 geschal tet.
Die Steuergitter der beiden Gefässe sinl über die Sekundärwicklung eines Gitter transformators 18 und einen Strombegren- zungswiderstand 19 mit den Kathoden ver bunden. Die Primärwicklung es Gitter transformators wird von einer Anordnung zum Verstellen der Phase gespeist, beispiels weise von einem Drehtransformator 20, der einen mehrphasigen, vom Netz 21 gespeisten Ständer und einer Läuferwicklung 22 ent hält. Es kann wünschenswert sein, einen ge sättigten Transformator 23 vorzusehen, oder den Gittertransformator 18 zu sättigen, wo durch man eine Gitterwechselspannung .spit zer Wellenform erhält, die für viele Steue rungszwecke vorteilhaft ist.
Damit das Po tential der Verbindung der beiden Kapazi täten 16' und 16" periodisch geändert wer den kann, ist die Verbindungsleitung über einen Kommutator 24 mit den Kathoden der Gefässe 14 und 15 und einer Gleichstrom quelle 25 mit parallel geschaltetem Konden sator 26 verbunden. Die Kommutatoranord- nung 24 enthält ein leitendes Segment 27 und Bürsten 28, die den eben genannten Stromkreis einmal während jeder Umdre hung des Kemmutators schliessen. Angetrie ben wird der Kommutator durch einen Syn chronmotor 29, der vom Wechselstromkreis 1.1 gespeist wird.
Zur Einstellung der ge nauen Phasenlage zwischen Kommutator 24 und Synchronmotor 29 ist ein besonderes Verstellorgan 30 vorgesehen.
Die Wirkungsweise der Anordnung ist nachstehend beschrieben, wobei vorausgesetzt ist, dass die Anordnung als Gleichricht#,i, arbeitet. Wie bereits eingangs festgestellt wurde, war es bisher nicht möglich, den Strom zwischen .den Gefässen 14 und 15 zu kommutieren, wenn nicht das Anodenpoten tial der nachfolgenden Röhre grösser war als das der vorhergehenden Röhre. Dabei wird der Strom ein wenig nach dem Wechsel der Polarität des Anodenpotentials kommutiert, so dass der Strom ein. wenig nacheilt.
Wenn die Kommutierung .des Stromes weiter ver zögert -wird. damit die Spannung des Gleich stromkreises verringert wird, wird der Wech selstrom eine noch grössere naebeilende Pha- senversehiebung in bezug auf die Wechsel spannung erfahren. Nehmen wir jetzt an, dass e=: erwünscht sei, den Strom von dem Gefäss 14 auf das Gefäss 15 zu überführen, während das Anodenpotential des Gefässes 15 noch kleiner als das des Gefässes 14 ist.
Dann werden der Komrüutator 24 und die Phaseneinstellvorrichtung 30 so angeordnet, dass das leitende Stück 2 7 den Kreis mittelst der Bürsten 28 in dem Augenblick schliesst, in welchem die Kommutierung des Stromes zwischen den beiden Gefässen erfolgen soll.
Die Batterie<B>2</B>5 ist so angeordnet, dass die volle negative Spannung an die Verbindungs leitung der Kapazitäten 16' und 16" gelegt wird. Infolge der Tatsache, dass es unmög lich ist, die Spannung an den Kapazitäten 16' und 16" momentan zu ändern, erhalten die Anoden der Gefässe 14 und 15, die an die andere Seite dieser Kondensatoren an- -eschlossen sind. ein Potential, das unter dem Kathodenpotential liegt und eine Un- lerbrechun- des Stromes im Gefäss 14 her beiführt.
Inzwischen hat jedoch die Gitter- spannung das Vorzeichen gewechselt, so -dass das Gefäss 11 nicht mehr leitend, aber das f'refäss 15 leitend wird. Wenn das leitende Stück 27 von unten über die Bürsten 28 gleitet, hat das Gitter die Steuerung über das Gefäss 14 wieder erlangt und verhütet infolgedessen ein Neuzünden des Stromes. Die Spannung an der Drossel 13 wird den Strom durch das Gefäss 15 gegen die nega tive Spannung des rechten Teils der Sekun därwicklung des Transformators 12 treiben.
In ähnlicher \leise kann der Strom vom Ge fäss 15 auf das Gefäss 14 kommutiert wer den, indem man wie oben das Potential der Kapazitäten 16' und 1.6" negativ macht und die Polarität der Gitterspannung der Gefäss{. 14 und 15 umkehrt. Dieser Vorgang wieder holt sich periodisch und bewirkt dabei, dass dem W e.chselstromnetz 11 ein voreiiencter Strom entnommen wird.
Wie vorher bereits erwähnt wurde, hat es sich als zweckmässig herausgestellt, einen gesättigten Transforma tor 23 zwischen der Wechselspannungsquelle veränderlicher Phase und dem Gittertrans formator 18 vorzusehen, um eine Gitterwech selspannung spitzer Wellenform zu erzielen. Durch richtige Kupplung der Phasenverstell- vorriehtung 30 mit dem Läufer des Trans formators 20 kann man es ermöglichen, dass die Spitzen der Gitterwechselspannung in Synchronismus mit dem momentanen An legen der Spannung an die Verbindungslei tung der Kapazitäten 16' und 16" sind, wo durch die gewünschte Kommutierung zwi schen den Gefässen bewirkt wird.
Es wird bemerkt,,dass zu allen Zeitpunkten, mit Aus nahme während der Zeit des Kommutierungs- vorganges, die Gitterspannungen der beiden Gefässe wegen der spitzen Wellenform der vom gesättigten Transformator 23 geliefer ten Spannung im wesentlichen Null sind. Zusätzlich kann eine negative Vorspannungs- batterie in den Gitterkreisen. vorgesehen sein. beispielsweise wenn Gefässe Verwendung fin den, deren kritische Gitterspannung negativ ist.
Durch Vorlegen des Zeitpunktes in der Periode der Wechselspannung, in dem .der Strom zwischen den Gefässen kommutiert wird, wird die mittlere Spannung des Gleich stromkreises entsprechend verringert und zu gleich .die Phasenverschiebung des dem Netz 11 entnommenen Stromes.
Die Arbeitsweise der in Fig. 1 angege benen Umformungseinrichtung als Wechsel richter ist weitgehend ähnlich. Dabei ist e möglich, .die Kommutierung des Stromes so weit zu verzögern, bis die Gegen-EMK des Stromkreises der folgenden Röhre grösser ge worden ist, als die des Stromkreises der vor hergehenden Röhre.
In Fig. 2 ist ein weiteres Ausführungs beispiel der Erfindung dargestellt, das eine mehrphasige Anordnung betrifft. Obwohl der Erfindungsgedanke bei jeder mehrphasi- gen Anordnung anwendbar ist, ist hier bei spielsweise eine doppeltdreiphasige Umfor- mungseinrichtung gezeigt. Diese Umfor mungseinrichtung umfasst zwei in Stern ge schaltete dreiphasige Sekundärwicklungen 31' und 31" eines Transformators, dessen Primärwicklung der Vereinfachung wegen fortgelassen ist.
Die Sternpunkte der Wick lungen 31' und 31" sind über einen Zwi- schenphasentransformator 33 @Saugtransfor- mator) mit Mittelanzapfung verbunden. Diese Mittelanzapfung ist über die Drossel spule 13 an den einen Gleichstromleiter an geschlossen. Die Wicklungsenden der Wick lungen 31' und 31" sind über Entladungs- gefäss-e 34 bis 39 mit dem andern Gleich stromleiter verbunden. Auch in diesem Falle sollen die gittergesteuerten Entladungs gefässe vorzugsweise mit .einem ionisierbaren Medium versehen sein.
Die Steuergitter der einzelnen Gefässe sind über Sekundärwick lungen 40 und einen Strombegrenzungswider- stand 42 an das gemeinsame Kathodenpoten tial angeschlossen. Diese Sekundärwicklun gen 40 sind die Läuferwicklungen eines Drehtransformators, dessen Primärwicklun gen 41 von einem geeigneten Mehrphasen netz 43 erregt werden, vorzugsweise von der Primärwicklung des Haupttransformators. Mit den Transformatorwicklungen 31' und 31" sind die in Stern geschalteten Kapazi täten 44-49 verbunden, und zwar sind die Sternpunkte der beiden Kapazitätsnetzwerke unmittelbar verbunden.
Das Sternpunkts potential kann man in derselben Weise wie in Fig. 1 steuern, was der Einfachheit hal ber nicht .dargestellt ist. Die Steuerung er- fol(yt dabei naturgemäss mit einer Frequenz, die ein Vielfaches der Frequenz .des Wech selstromnetzes ist. Wie die Anordnung nach Fig. 1, kann auch die Anordnung nach Fig. 2 als Wechselrichter arbeiten und liefert dann Energie vom Gleichstromnetz 10 an das Wechselstromnetz 11.
An Stelle der in den Fig. 1 und 2 an gegebenen Ausführung, ,die Kommutierung dadurch zu bewirken, .dass Kapazitäten mit einem neutralen Punkt zwischen die Strom kreise der verschiedenen Gefässe geschaltet sind und das Potential des neutralen Punk- tes periodisch geändert wird, kann man auch andere Lösungswege benutzen.
Eine solche Ausführungsmöglichkeit ist in Fig. 3 .dargestellt, und zwar ist der Er findungsgedanke bei einem Einpha.senwech- selrichter in Parallelanar dnung angewendet. Bekanntlich zeichnet sich der W.echselricli- ter in Parallelanordnung durch grosse Stabi lität und günstigen Wirkungsgrad aus. Bei Speisung von stark induktiven Verbrauchern ergeben sich aber die bereits in der Beschrei bungseinleitung genannten Schwierigkeiten.
Durch die nachstehend beschriebene Anord nung wird es jedoch ermöglicht, die Kom- mutierung mittelst .einer Kommutieriings- kapazität durchzuführen, und zwar wird die grösste Kommutierungsspannung sogar dann erreicht, wenn der Verbraucher mit einem Leistungsfaktor von 1 oder nacheilendem Leistungsfaktor gespeist wird.
In Reihe mit dem Kommutierungskondensator liegen zwei gegensinnig parallel geschaltete gitter gesteuerte Entladungsgefässe, und zwar liegt die aus dem Kondensator 16 und den Ge fässen 17' und 17" bestehende Reihenschal tung zwischen den beiden Hauptentladungs- strecken 14 und 15, die, wie auch die Ge fässe 17' und 17", vorzugsweise ein io.nisier- bares Medium enthalten.
Zur Steuerung .der Gitterkreise der .einzelnen Entladungsgefässe ist ein Gittertransformator 18 vorgesehen, dessen Primärwicklung von dem Wechsel stromkreis mittelst einer passenden Phasen einstellvorrichtung 20 gespeist wird. Bei spielsweise kann' die Primärwicklung des Transformators 18 an die Primärwicklung des Transformators 12 über eine Parallel anordnung von Widerstand 20', veränder licher Induktivität 20" und veränderlicher Kapazität 20"' verbunden sein, obwohl selbstverständlich auch andere Phasenein- stellvorrichtungen Verwendung finden kön nen,
ohne dass hierdurch die Erfindung be einträchtigt wird. Die Steuergitter der Ge fässe 14 und 15 sind über -die Mittelanzap- fungder Sekundärwicklung des Transforma tors 18 über einen Strombegrenzungswid-er- stand 19 mit den Kathoden verbunden. In ähnlicher Weise sind die Steuergitter der Gefässe 17' und 17" mit den entsprechenden Kathoden mittelst der Sekundärwicklung 18' bezw. 18" des Transformators 18 und Strom- begreiizun,Yswiderstancl 19' bezw. 1.9" ver bunden.
Die Arbeitsweise der .eben beschriebenen Umformungseinrichtung soll nachstehend be schrieben werden. Dabei nehmen wir an, dass der Wechselstromkreis 11 mit einem Verbraucher verbunden ist, der eine sinus- förmige Gegen-EMK liefert.
Es sei beispiels weise das Gefäss 14 leitend während der Halbperiode, wenn die Gegen-EMK des lin ken Teils der Primärwicklung des Transfor mators 12 positiv, das heisst der Gleichspan nung entgegengerichtetist. Während derselben Halbwelle ist die Gegen-EMK des rechten Teils der Primärwicklung .des Transforma tors 1? negativ und, da der Strom stets dar nach strebt, durch einen Weg zu fliessen, der die kleinste positive Gegen-EMK hat, so kann der Belastungsstrom auf das Gefäss 15 in jedem Augenblick in dieser Halbwelle überführt werden, wenn dieses Gefäss leitend wird.
Wenn jedoch die Überführung .des Stromes von dem Gefäss 14 auf das Gefäss 15 bis zur nächsten Halbperiode verzögert wird, wenn die Geg-en-EMK .das Vorzeichen gewech selt hat, so-ist die Gegen-EMK.des linken Teils cler Primärwicklun- negativ in bezug auf die cles rechten Teils.
Unter solchen Bedingungen war es bisher nicht möglich zu kommutie ren, da das Anodenpotential des Gefässes 14 höher als das .des Gefässes 15 ist. Wenn je doch der Strom von dem Gefäss 14 auf das (=efä ss 1.5 überführt wird, während die (xe:;
en-E12Ii des linken Teils der Wicklung ,des Transformators 12 positiv ist, so muss der Strom der Geoen-EMK voreilen, das heisst der Belastun,cskreis muss einen vor eilenden Leistungsfaktor haben oder, anders ausgedrückt, eine Kapazität muss zwischen die Wicklung des Transformators 12 .ein gefügt werden, um eine Blindleistung für den eigentlichen Kommutierungsvorgang be- reit zu stellen. Mit der oben beschriebenen Anordnung ist es jedoch möglich, einen Ver braucher zu speisen, der einen naclheilenden Leistungsfaktor hat.
Bei dieser Anordnung ist während .der Halbwelle, während der das Gefäss 14 leitend ist, das Gefäss 17' eben falls leitend, und .die Kapazität 16 wird bis zur vollen Spannung .der Primärwicklung des Transformators 12 geladen. Diese ist angenähert zweimal so gross wie die Gleich spannung.
Wenn jedoch .die Spannung des Wechselstromkreises die Spitze der Welle überschreitet, nimmt .die Ladespannung des Kondensators 16 nicht ab, da das Gefäss 17' in nur einer Richtung stromdurchlässig ist, das heisst die Kapazität 16 wird im wesent lichen auf die doppelte Gleichspannung Ige- laden und behält diese Ladung, bi's sie für den Kommutierungsvorgang zwischen den Gefässen 14 und 15 erforderlich ist. Die Se kundärwicklungen 18' und 18" des Gitter transformators 18 sind so angeordnet, dass die Gefässe 15 und 17" in demselben Augen blick leitend werden.
Da die Kapazität 16 eine Ladespannung hat, die angenähert der doppelten Gleichspannung ist, wird sie, da die rechte Klemme positiv ist, versuchen, sich über die in Reihe geschalteten Gefässe 14 und 15 zu entladen, aber infolge der Stromdurchlässigkeit des Gefässes 14 in nur einer Richtung hat das zur Folge, dass .der Strom in diesem Gefäss unterbrochen wird und auf das Gefäss 15 überführt wird.
Zur Regelung des Zeitpunktes in der Periode der Gegen-EMK, in welchem der Strom zwi schen den beiden Gefässen 14 und 15 kom mutiert wird, ist die Primärwicklung des Gittertransformators 1.8 über eine Phasen einstellvorrichtung 20 mit dem Wechsel stromkreis verbunden. Diese Anordnung ent hält einen Widerstand 20', eine veränderliche Induktivität 20" und eine veränderliche Ka pazität 20"'.
Durch richtige Auswahl die ser Scheinwiderstandselemente wird es er= möglicht, dass die Gitterwechselspannung der Gegen-EMK des Netzes 11 entweder voreilt oder nacheilt und dadurch entweder einen voreilenden oder einen nacheilenden Strom dem Belastungskreis zuführt.
In Fig. 4 ist eine ähnliche Ausführungs form der Erfindung bei einem Mehrphasen- wechselrichter in Parallelanordnung darge stellt. Dieser Umformer enthält einen Trans formator 32 mit einer dreiphasigen Primär wicklung 31p und einer dreiphasigen Se kundärwicklung 31s. Die verschiedenen Zu führungsklemmen der Primärwicklung 31p sind an den positiven Gleichstromleiter 1.0 über die Entladungsgefässe 34, 35 und 36 angeschlossen, während dieselben Klemmen über die Entladungsgefässe 37, 38 und 39 mit dem negativen Gleichstromleiter verbun den sind.
Ferner sind Kommutierungskapa- zitäten 50, 51 und 52 vorgesehen, die mit Paaren gegensinnig parallel geschalteter Entladungsgefässe 53 und 54 bezw. 5 5 und 56 bezw. 57 und 58 verknüpft sind. Ferner ist ein Gittertransformator mit mehreren Sekundärwicklungen 59 vorgesehen, der zur Steuerung der Gitter der einzelnen Gefässe dient.
Die Primärwicklung dieses Transfor- mators, welche der Einfachheit halber fort gelassen ist, wird vorzugsweise von dem erzeugten Wechselstrom gespeist, und zwar über eine passende phasenverstellende An ordnung, wodurch eine Steuerung des Lei stungsfaktors des Belastungsstromes ermög licht wird. Die Arbeitsweise dieser mehrphasigen Anordnung ist ähnlich dem in Fig. 3 be schriebenen Einphasenwechselrichter. Jede der Kapazitäten 50, 51 und 52 wird bis zum Maximalwert der Wechselspannung während der ersten 90 einer Halbperiode geladen.
Diese Ladung bleibt bestehen, bis sie für den Kommutierungsvorgang zwischen den beiden zugehörigen Gefässen benötigt wird. Nehmen wir an, dass das Drehfeld entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn rotiert, so werden die Hauptentladungsgefässe in folgender Reihen folge, jedes mit 120 Zeitdauer leitend, und zwar 35, 39, 34, 38, 36, 37, 35, und in der selben Weise wie die Hauptgefässe werden die Gefässe 56, 54, 57, 55, 58, 53, 56 leitend.
Der bei den Ausführungsbeispielen in Fig. 3 und 4 beschrittene Lösungsweg, einen Kondensator mittelst einer Entladungs strecke zu laden und die aufgespeicherte Energie für den Kommutierungsvorgan mittelst einer zweiten Entladungsstrecke zu verwenden, hat gegenüber dem in,der Fig. 1 angegebenen, mechanische Mittel verwenden den Lösungsweg den Vorteil, dass die Steue rung des Kommutierungsvorganges, insbeson dere bei Verwendung von gitterbesteuerten Entladungsgefässen rein elektrisch erfolgt.
wobei noch die Vereinfachung besteht, dass das den Kommutierungsvorgang einleitende Entladungsgefäss mit einem Hauptentla- dungsgefäss gleichphasig gesteuert wird.
Bei Wechselrichteranlagen mit stark schwankender Belastung, die im allgemeinen auch ein starkes Schwanken des Leistungs faktors im Wechselstromnetz zur Folge hat, ist es nun erforderlich, die Steuerung der Kommutierung den Phasenverhältnissen im 'v#reehselstromnetz jeweils selbsttätig anzu passen.
Dabei ist hinsichtlich der Wirkungs weise des Wechselrichters folgendes zu be rücksichtigen: Arbeitet ein Wechselrichter auf rein induktive Belastung, und ist er nur in der Lage, Strom in Phase mit der Wech selspannung zu liefern, so wird .der Strorn theoretisch unendlich gross, weil der für die Erzeugung der Gegen-ENK erforderliche Strom nicht geliefert werden kann, der Wechselstromkreis also einen Kurzschluss für den Umformer darstellt.
Wird die Pha sendifferenz zwischen geliefertem Strom und erforderlichem Strom kleiner, sei es durch zusätzliche Olimsche Belastung, sei es durch entsprechend spätere Kommutierung des Stromes, so wird der gelieferte Strom klei ner werden, weil er jetzt einen Ohmschen Abfall bezw. eine Blindkomponente zur Er zeugung einer induktiven Gegen-EMK ent hält. Der gelieferte Strom erreicht einen Minimalwert, wenn er in Phase mit dem für den induktiven Verbraucher erforderlichen Strom ist.
Bei weiterer Phasenversahiebring des gelieferten Stromes gegenüber dem erfor derlichen Strom steigt der gelieferte Strom wieder an, bis er bei 90 Verschiebung wie der den Wert Unendlich erreicht. Die Pha senlage der Spannung ist mit der durch das Verhältnis der Induktivitä,ten zu den Olim- sehen Widerständen gegebenen Voreilung gegenüber dem erforderlichen Strom be stimmt. Eine Darstellung der Verhältnisse ist aus Fig. 5 zu ersehen. Als Ordinate ist der gelieferte Strom aufgetragen, als Abs zisse die Phasendifferenz ss zwischen erfor derlichem -und geliefertem Strom.
Der gelie ferte Strom. 7 wird ein Minimum, wenn er phasengleich mit dem erforderlichen Strom ist, also bei ss = 0. Bei Abweichungen von dieser Phasenlage wächst der gelieferte Strom ,and erreicht beiss= -= 90 Phasendifferenz den Wert Unendlich. Man wird daher .den hommutierungsvorgang derart steuern, .dass der gelieferte Strom seinen Minimalwert an- rimmt.
Eine solche Anordnung ist beispielsweise in Fig. 6 dargestellt, und zwar sind drei parallel arbeitende Umformer vorgesehen. 13ei. jedem Wechselrichter kann die Kommu- tierung in einem beliebigen Augenblick er folgen.
Durch die Phaseneinstellvorrichtun- gen 201, 202 und 203 kann man erreichen, dass der Kommutierungsvorgang beim Um former 1I stets einen Augenblick nach. beim Umformer III stets einen gleich grossen Augenblick vor dem beim Umformer I statt findet.
Liefert Umformer I einen Strom in der für den Verbraucher gerade erforder lichen Phasenlage, so werden die Umformer II und III bei Annahme gleicher Dimensio- nierung wie Umformer I einen etwas grösse ren Strom führen als Umformer I, und zwar untereinander gleich grosse Ströme. Wird der vom Umformer I gelieferte Strom mit Vor- eilung gegenüber dem erforderlichen Strom, etwa mit Winkel ss1 der Fig. 5. kommutiert.
so wird der vom Umformer III gelieferte Strom grösser sein, als .der vom Umformer TI erzeugte. Würde der Strom des Umformers I dem erforderlichen Strom nacheilen, so würde der grössere Strom vom Umformer II gelie fert. Die Differenz der von den Umformern <B>11</B> und<B>111</B> erzeugten Ströme wird nun für die gewünschte Regelung verwendet, indem durch sie mittelst eines Differenzrelais 60, gegebenenfalls unter Mitwirkung eines Ver- stellmotors, die Phasenlage des vom Umfor mer I gelieferten Stromes gegenüber der Wechselspannung so lange geändert wird, bis sie mit der des erforderlichen Stromes übereinstimmt.
Durch .das Vorzeichen der Differenz zwischen den Strömen .der Umfor mer II und III, .deren Nennlast man vorteil haft klein gegenüber Umformer I halten kann, ist die Richtung der erforderlichen Verschiebung der Gitterspannungen und des Kommutierungszeitpunktes eindeutig fest gelegt.
Bei der eben beschriebenen Anordnun kann der Umformer I auch fehlen; dann wird der Wechselstrom aus zwei Teilströmen gebildet, die kurz vor und nach dem Augen blick für die ideelle Kommutierung des er forderlichen Stromes umgeschaltet werden. Selbstverständlich kann die Steuerung des Kommutierungsvorganges auch, wie bei Fig. \? und 4, auf Mehrphasensysteme über tragen werden. Ebenso kann es zweck mässig sein, diese besondere Kommutierungs- steL erung auch bei andern Umformungsein richtungen anzuwenden.
Bei unsymmetri schen, mehrphasigen Umformungseinrichtun gen, also auch bei einphasigen, wird sich die Blindleistungsentnahme auf das Energie lie fernde System übertragen, während bei sym metrischen Mehrphasensystemen, also auch bei Drehstrom, das Energie liefernde System Rückwirkungen der Blindleistungslieferung nur in verringertem Umfang erfährt.
An Stelle der elektromechanischen Steue- rung mittelst eines Differentialrelais 60 kann auch eine rein elektrische Steuerung unter Benutzung von Ventilen Verwendung inden.
Bei Umformungseinrichtungen für grosse Leistungen wird man zweckmässigerweise die für den Kommutierungsvorgang erforder liche Energie nicht durch Kondensatoren zur Verfügung stellen, sondern durch eine beson dere W echselstrommasehine liefern. In Fig. <B>7</B> ist eine Umformungseinrichtung dar- gestellt, .die sowohl als Gleichrichter, als auch als Wechselrichter arbeiten kann, bei der die für .den Kommutierungsvorgang er forderliche Energie durch die Wechselstrom- mäschine 62 zur Verfügung gestellt wird.
Da dieser Wechselstromgenerator nur für .die Zeit des Kommutierungsvorganges Energie zu liefern hat, empfiehlt es sich, der Span nungskurve des Generators 62 eine von -der Sinusform abweichende Kurvenform, bei spielsweise eine spitze Wellenform zu geben. Die Gittersteuerung ist, .da sie bereits aus führlich erläutert ist, der Vereinfachung wegen fortgelassen.
Hinsichtlich der Arbeitsweise sei kurz vorweggeschickt, dass stets 14' und 14" bezw. 15' und 15" gleichphasig gesteuert werden, das heisst entweder sind die Gefässe 14' und 14" oder die Gefässe 15' und 15" Leitend. Soll nun in einem be stimmten Zeitpunkt der Strom von .den Ent ladungsstrecken 14' und 14" auf die Ent ladungsstrecken 15' und 15" übergeführt werden, so müssen in diesem Augenblick einerseits die Gefässe 15' und 15", anderseits das Gefäss 17' leitend werden, während die Gefässe 14' und 1.4" bezw. 17" eine solche Gitterspanuung erhalten, dass sie nicht neu zünden bezw. gesperrt sind.
Für die Gitter Steuerung bei Dampf-oder Gasentladungs- 7efässen empfiehlt es sich, eine Wechsel spannung spitzer 'Wellenfarm zu verwenden.
Wie ferner weiter oben erläutert ist, ist es vorteilhaft, .die Gittersteuerung und damit auch die Steuerung des Kommutierungsvor- ganges abhängig von den Phasenverhältnis sen des Wechselstromnetzes zu wählen. Be- rücksichtigt man .dies, so ist eserforderlich erforderlich, die Phase der Spannung des Generators 62 in bezug auf .die Wechselspannung .des Ver brauchernetzes 11 zu verschieben.
Dies lässt sich beispielsweise in der Weise ermöglichen, dass der Generator 62 mit der Maschine 61, die auch als Phasenschieber betrieben wer den kann, ,starr gekuppelt ist, der Ständer des Generators 62 aber drehbar angeordnet ist.
Ist eine .solche starre Kupplung zwi schen 61 und 62 unerwünscht bezw. nicht möglich, weil der Generator 61 fehlt, so wird man den Generator 62 beispielsweise über einen Drehtransformator unmittelbar oder mittelbar speisen, und zwar kommt die mittelbare Speisung .durch einen Synchron motor dann in Frage, wenn der Generator 6? eine Wechselspannung höherer Frequenz er zeugt.
Durch solche Verstellmöglichkeiten kann man es erreichen, dass .der Kommutie- rungsvorgang entsprechend den geforderten Umformungsbedingungen gesteuert wird.
So kann man die Umformungseinrichtung, sta tionäre Verhältnisse vorausgesetzt, in der Weise steuern, dass der vom Wechselrichter erzeugte Strom einen Minimalwert annimmt; <B>i</B> aber man kann auch, und zwar kommt dies bei Parallelbetrieb mit Taktgeber 61 in Frage, derart steuern, dass der Strom und damit auch die Scheinleistung .des Takt gebers 61 ein Minimum werden. Ändern sich die Belastungs- und damit auch die Phasen verhältnisse im Wechselstromnetz 11, so wird der Ständer des Generators 62 bezw. die Läuferwicklung des Drehtransformators eine Lagenveränderung erfahren.
Während dieses Regelvorganges wird die Kommutie- rung infolge der mechanischen Trägheit der Ständerwicklung im allgemeinen nicht im günstigsten Augenblick erfolgen. Sind die Verhältnisse wieder stationär, so erfolgt die Kemmutierung dann wieder in einer den Um formungsbedingungen entsprechenden Weise.
Abgesehen von den nur bei Belastungs- bezw. Phaeenänd-erungen auftretenden, im allgemeinen geringfügigen Verschiebungen in bezug auf das betriebliche Optimum, be steht jedoch der Vorteil, dass die gesamte Steuerung des Kommutierungsvorganges rein elektrisch erfolgt, und zwar kann es vielfach empfehlenswert sein, die für sämtliche Git terkreise erforderlichen Steuerspannungen dem Hilfsgenerator 62 zu entnehmen.
Bei den bisher beschriebenen Ausfüh rungsbeispielen liegt die die Kommutierung bewirkende Spannung stets parallel zur vom Wechselstromnetz gelieferten Spannung. Ge mäss einer Weiterbildung des Erfindungs- gedankens kann nun die die gommutierung bewirkende Spannung in Reihe mit der vom Wechs.elstroinnetz gelieferten Spannung lie gen. Wie Untersuchungen ergeben haben, ist die Reihenschaltung in vielen Fällen -ünsti- ger als die Parallelschaltung und erfordert auch im allgemeinen einen kleineren Energie betrag.
Besondere Bedeutung hat diese Mass nahme für Cyleiehrichter- und Wechselrich- teranlagen, insbesondere aber für letztere, denn bei Bestehen einer Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung des 'vtT.echsel- richters benötigt der Wechselrichter Blind leistung.
Gelingt es aber, die Kommutieruna des Stromes im Nulldurchgang der Span r_unn zu bewirken, so überträgt der Wechsel richter nur Wirkleistung. In Fig. 8 ist ein Wechselrichter dar- !zestellt, der die dem Gleichstromnetz 10 ent nommene Energie umformt; und dem durch den Verbraucher 11. dargestellten Wechsel stromnetz zuführt. Im Wechselstromnetz ist ein Taktgeber 61 vorgesehen, der von einer geeigneten Antriebsmaschine (Dampfturbine, Elektromotor) angetrieben sein kann, aber auch als reiner Phasenschieber wirken kann.
Ferner ist ein Stromkreis vorgesehen, der den Kondensator 16 und die ge,,rensinnig parallel geschalteten Entlaodun2:s27efässe ' 17' und 1.7" enthält und mittelst des Transfor mators 63 mit dem Verbraucherkreis induk tiv gekuppelt ist. Bei der stossartigen Ent ladung des Kondensators 16 über eines der Entladungsgefässe 17' und 17" wird eine Spannung-sspitze induziert, die in Reihe mit der vom Taktgeher 61 gelieferten Spannung geschaltet ist. In Fig. 9 der Zeichnung ist eine weitere Ausführungsmöglichkeit dargestellt.
Der für den Kommutierungsvoraang erforderliche Hilfskreis mit dem Kondensator 16 und den Entladungsgefässen 17' und 1.7" ist elek trisch vom Wechselstromnetz getrennt und kann seine Energie von einer weiteren Spannungsquelle 62 erhalten. An Stelle die ser Spannungsquelle kann jedoch die Auf- lacung des Kondensators 16 auch mittelst Transformators aus dem Wechselstromnetz erfolgen.
Bei diesen beiden beschriebenen Ausfüh rungsmöglichkeiten ist angenommen, dass die in den Hilfskreis eingeführte Spannung die gleiche Frequenz hat wie das Wechselstrom netz. In Fig. 10 ist nun eine Anordnung dargestellt, bei der die Frequenz der dem Hilfskreis zugeführten Spannung (Generator 62) ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des Wechselstromnetzes 11 ist. Hierdurch erreicht man eine Verringerung des Aufwan des für die Steuerung .der Kommutierung. Vorzugsweise soll das Vielfache ungradzah- lig sein.
Es wird bemerkt, dass zwar in den Hauptkreisen der Entladungsgefässe 17' und 1.7" eine Wechselspannung höherer Frequenz angeordnet ist, jedoch die Gitterkreise der beiden Entladungsgefässe 17' und 17" eine Steuerwechselspannung gleicher Frequenz wie die :des Wechselstromnetzes 11 erhalten. In Fid. 11 ist angedeutet, in welcher Weise die Kommutierung im Nulldurchgang der Wechselspannung esl durch .den Hilfskreis mit der Wechselspannung e,2 bewirkt wird.
Man erkennt, dass sich die Augenblickswerte von ec2 den Augenblickswerten von es, der art überlagern, dass die Summenspannung verspätet durch Null geht. Es wird noch 'bemerkt. dass der Antrieb der Maschine 62 in der Weise erfolgen kann, dass die Ma schine 62 starr mit der Maschine 61 gekup pelt ist; er kann aber auch mittelst eines besonderen Synchronmotors erfolgen.
Bei vielen Anwendungen kann man nun, wie nachfolgend gezeigt werden soll, eine Vereinfachung erreichen, indem nämlich weitere Entladungsstrecken vermieden wer den. In Fig. 12 ist eine Umformungseinrich tung dargestellt, die als Wechselrichter ar beiten möge. Unmittelbar in Reihe mit der Spannung 61 liegt eine Spannung 62. Diese Spannung kann gleiche Frequenz wie die Spannung 61 haben. Sie kann aber auch ein tanzzahliges Vielfaches, vorzugsweise ein ungradzahliges Vielfaches, der Frequenz der Spannung 61 sein.
In Fig. 13 sind einige Kurvenverläufe dargestellt, die den Fall betreffen, dass die Spannung e62 der sspannung e81 um 90 nach eilt. Dieser Fall ist von besonderer Beden- tung bei den Anwendungen, bei denen die Spannung e82 von der Taktgebermaschine 61 mittelst einer Hilfswicklung geliefert wird.
Vorzugsweise kommt die Anordnung mit um 90 verschobener Hilfsphase bei Einphasen maschinen in Betracht, wobei man die Hilfs- phasenwicklung in den normalerweise vor liandenen leeren Nuten unterbringt, .so dass die Einphasenmasehinen nur wenig von der normalen Ausführung abweichen. In der Fig. 13 sind nun die Spannungen e", und e" sowie die Summenspannung es = e",. -I- e32 und der vom Wechselrichter gelieferte Strom i, der in erster Annäherung als Rechteck kurve angenommen ist, dargestellt.
Es soll beispielsweise der Wechselrichter reine Wirkleistung liefern. Dann wird der Kom- mutierungsvorgang derart gesteuert, dass im Nulldurchgang der Spannung e81 die Kom- mutierüng erfolgt, das heisst zur Zeit t, Als Kommutierungsspannung dient nur e82. Soll mit Rücksicht auf eine etwaige induktive Belastung die Kommutierung später erfol gen, beispielsweise zur Zeit t..,
so ist auch in diesem Zeitpunkt e@ noch hinreichend po sitiv. Vorwiegend wird jedoch .der Wechsel- richter nur mit reiner Wirkleistung betrie ben, so dass die die Kommutierungsspannung P82 liefernde Spannungsquelle nur durch Blindleistung beansprucht wird.
In Fig. 14 sind weitere Kurvenläufe von e6,, e62 und P8 dargestellt, und zwar für den Fall, dass die Frequenz von e82 die dritte Harmonische der Frequenz von e81 ist. Die Anwendung höherfrequenter Spannungen für den Kommutierungsvorgang kann dann zweckmässig sein, wenn es sieh darum han delt, .den Kommutierungsvorgang in mög lichst kurzer Zeit, das heisst momentan, durch zuführen.
Je nach den besonderen Umfor mungsbedingungen kann es ferner empfeh lenswert sein, die Phase der Wechselspan- nung e82 zu verstellen.
Bei den bisher vorgeschlagenen Anord nungen ist es ungünstig, dass der von der Zu- satzspannung erzeugte Strom nicht nur über die kurzgeschlossenen Entladungsgefässe, son dern auch über den Verbraucher fliesst.
Man kann nun aber auch .die zusätzlichen Ent ladungsstrecken und die Zusatzspannungen derart anordnen, dass dem durch die Zusatz spannungen erzeugten Strom der Weg über den Verbraucher gesperrt und nur der Weg über die Hauptentladungsstrecken freigege ben wird. Fig. 15 stellt den allgemeinen Fall dar, in -dem zwischen die Anoden der Ent ladungsgefässe 14 und 15 eines Wechselrich- ters in Parallelanordnung eine Spannungs quelle 64 geschaltet ist.
Dem Strom der Span nungsquelle 64 über den Transformator 12 wird durch zwei Entladungsgefässe 65' und 65", die ungesteuert sein können, der Weg versperrt. Fig. 16 zeigt eine Anordnung, wenn für die Kommutierung ein Kondensa tor 66 vorgesehen ist. Der. Kondensator 66 liegt wieder zwischen den Anoden der Haupt entladungsgefässe 14 und 15.
Führt das Rohr 1.4 Strom, so wird der Kondensator 66 über ein der Röhre 15 vorgeschaltetes ungesteuer- tes Gefäss 67" und ein dem Rohr 14 vorge schaltetes Rohr 65' gegensinnig parallel lie gendes gittergesteuertes Entladungsgefäss 6<B>7</B> geladen. Eine Entladung kann zunächst nicht stattfinden, da Rohr 65" überhaupt und das dazu gegensinnig parallel geschaltete gitter gesteuerte Rohr 67" bis zur Beendigung der Kommutierung gesperrt sind; der Entladp- strom kann sich beim Öffnen .des Hauptent- Ladungsgefässes 15 nur über die Gefässe 14 und 15 schliessen.
Die gittergesteuerten Ent ladungsgefässe 67' und 67" können auch in Fortfall kommen, wenn der Ladestrom des Kondensators 66 in keinem Augenblick den Strom durch eines der HauptentIadungs- gefäss.e übersteigt. Man erhält somit eine An ordnung ähnlich Fig. 15, wenn man dort die Spannungsquelle 61 durch einen Kondensator 66 ersetzt. Durch die Gefässe 65' und 65" fliesst dann nur die Differenz der Belastungs- und Kondensatorladeströme und der Konden sator kann sich nur über 14 und 15 entladen.
Durch .die vorstehend beschriebene Erfin dung wird grundsätzlich ein Wechselrichter- betrieb bei beliebiger Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom ermöglicht, so dass der Strom mit seiner Lage zur Span nung den im Wechselstromnetz herrschenden Verhältnissen richtig entspricht. Solange die Phasenverschiebungen verhältnismässig kleine urerte aufweisen, ergeben sich keine Schwie rigkeiten. Sobald jedoch die Phasenverschie bungen erheblich sind, besteht die Gefahr einer t\berlastung des Wechselrichters durch eine zll hohe Scheinleistung.
Diese Schwie rigkeiten kann man beheben und einen ein wandfreien Betrieb gewährleisten, wenn die elem @,#T.eehselrichter zugeführte Gleichspan nung in einem vorbestimmten Verhältnis zur Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom auf der Wechselspannungsseite gere gelt wird.
Für das Verständnis dieser Mass nahmen ist ,es von Wichtigkeit, .die Vorgänge heim Weehselrichterbetrieb kurz zu erläu tern: Betrachtet man eine Phasenverschie bung zwischen 0 und 90 ; so ergibt sich, wie beim Gleichrichterbetrieb, dass für gleichblei bende Scheinleistung des Umformers die zu geführte Gleichspannung kontinuierlich ab nehmen muss nach einer Beziehung,
die ausser von den durch die veränderlichen Kommufie- rungszeiten herrührenden Faktoren im we- sentliehen von dem Cosinus des Versehie- hungswinkels abhängt, das heisst die über den Wechselrichter gelieferte Wirkleistung wird bei gleichbleibender Wechselspannung durch die Höhe der Gleichspannung be stimmt.
Dabei ist es ohne Einfluss, ob die im Wechselstromnetz auftretende Blindlei stung von einem andern, dem "VV e.eb.selstrom- netz angeschlossenen Stromerzeuger oder der für die Lieferung der genannten Blindlei stung dimensionierten Taktgeberniaschine ge liefert wird, oder ob der gesamte Wirk- und Blindstrom über den Wechselrichter kommu tiert und aus dem Gleichstromnetz bezogen wird. Zweckmässig wird man die Einrich tung für die Steuerung der zugeführten Gleichspannung mit der für .die phasenver änderliche Kommutierung des Stromes ver wendeten Einrichtung kuppeln.
Wenn bei spielsweise (vergl. Fig. 17) der Gleichstrom 10 über einen gittergesteuerten Gleichrichter 68 aus einem Wechselstromnetz 69 entnom men wird, kann man sehr einfach die Gitter spannung für den Gleichrichter um denselben Winkel wie die Gitterspannung für den Wechselrichter 70 gegenüber der zugehöri gen Anodenspannung verschieben und erhält dann innerhalb gewisser Grenzen .die ge wünschte Abhängigkeit.
Eine solche direkte Beeinflussung der Gleichspannung wird sich dann leicht durchführen lassen, wenn die um zuformende Energie aus Wechselstromnetzen entnommen wird und die Umformer für die .Erzeugung der Gleichspannung unmittelbar am Verbrauchsorte stehen, wie in Perioden Umformer- und Netzkupplungsstationen. Wird aber der Gleichstrom aus grösserer Ent fernung, zum Beispiel überein Überlandnetz, bezogen, 'so kann es zweckmässiger sein, den Gleichstrom durch eine vor den Umformer geschaltete Apparatur am Verbrauchsorte selbst umzuspannen und die Höhe seiner Spannung der auf der Wechselstromseite herrschenden Phasenverschiebung selbsttätig anzupassen.
Hierdurch wird man von den Einflüssen der Leitungskapazitäten auf die Steuerung der Umformung befreit.
Wenn die Blindleistung nicht im beliefer ten Wechselstromnetz selbst erzeugt wird; so wird sie über den Wechselrichter dem Gleich stromnetz entnommen. Der einfachste Fall ergibt sich dann, wenn die für .die Kommu- tierung und für die Glättung .der Gleich spannung verwendete Drossel .so gross bemes sen wird, dass sie die Blindenergie allein lie fern kann, zum Beispiel bleibt bei unendlich grosser Drossel der Gleichstrom konstant,
während sich an der Drossel Spannungspulsa.- tionen mit 2p-facher Frequenz des Wechsel stromes zeigen (darin ist p die Phasenzahl) und der Gleichstromkreis im übrigen von Strom- und Spannungspulsationen freibleibt. Wenn umgekehrt die Drossel nur sehr klein ist, werden Gleichstrom und -spannung Pul sationen aufweisen, wie weiter unten noch ausführlich beschrieben werden soll. Daher wird die resultierende Spannung im Gleich stromkreis einmal kleiner und einmal grösser als die der Anodenspannung .des Gleichrich ters entsprechende Gleichspannung.
Ist die resultierende Spannung kleiner als die der Anodenspannung entsprechende Gleichspan nung, so arbeitet die Einrichtung wie unter normalen Umständen als Gleichrichter. Im andern Falle ist leicht einzusehen, dass mit dem Übersohuss an Gleichspannung bei geeig neter Steuerung .der Anodengitter ein Ener gietransport in das primäre Wechselstrom netz möglich ist, dass also die Einrichtung als Wechselrichter arbeitet. Mittel, die Steue rung in jedem beliebigen Augenblick der Anodenspannung so zu beeinflussen, dass die Stromkommutierung in dem für .den Wech selrichter benötigten Sinne erfolgt, sind be reits weiter oben beschrieben worden.
Die Steuerung von der Polarität der Spannungs differenz zwischen der im Gleichstromnetz herrschenden und der der Anadenspannung entsprechenden Gleichspannung abhängig zu machen, bietet keine besonderen Schwierig keiten. Mit einer solchen Einrichtung werden also die im gespeisten Wechselstromnetz auf tretenden Blindleistungspulsationen über den Gleichstromkreis auf das speisende Wechsel stromnetz übertragen..
Nach der Betrachtung dieser allgemeinen Gesichtspunkte soll nunmehr die Anwendung der grundsätzlichen Gedanken und die Ar beitsweise der Umformungseinrichtungen im einzelnen beschrieben werden. Wie bereits weiter oben kurz erläutert wurde, stellt Fig. 17 die allgemeinste Anordnung einer Wechselstrom-Wechselstramumformung über einen Gleichstromzwischenkreis dar. Dabei soll das Netz 69 .das speisende Wechselstrom netz, das Netz 11 das gespeiste Wechsel stromnetz mit der Taktgebermaschine 71 sein.
Die Umformungseinrichtung besteht aus einem gittergesteuerten Gleichrichter 68 und einem mit .diesem über die Gleichstrom leitungen 10 und die Drossel 13 verbundenen Wechselrichter 70. Die Spannung des Gl@eich- richters 68 möge entsprechend der Wirklei- stungsübertragung geregelt werden.
Fig. 18 dient zur Veranschaulichung der Verhältnisse bei der Blindleistungslieferung durch den einphasig angenommenen Wechsel richter. Es ist zunächst unendlich grosse Drosselspule im Gleichstromkreis und sinus- förmige Wechselspannung auf der Wechsel stromseite vorausgesetzt. Fig. 18a gibt -die Verhältnisse bei Ohmsc.her Belastung, 18b bei 45 ;<B>18e</B> bei 90 Phasenverschiebung zwi schen Strom und Spannung auf der Wechsel stromseite wieder.
In allen drei Fällen ist e,' die vom Taktgeber gelieferte Gegenspan nung, e, die Grundwelle der vom Wechsel richter erzeugten Wechselspannung.<I>4</I> ist der vom Wechselrichter gelieferte Wechsel strom, der infolge der grossen Drosselspule im Gleichstromkreis als konstanter Gleichstrom auftritt und auf der Wechselstromseite recht eckige Form hat. Die sich als Produkt von e, und iR, ergebende Leistung des Wechsel richters ist in der Kurve für N"r dargestellt.
eg ist .die vom Gleiehrichter 68 erzeugte Gleichspannung, der die auf :die Gleichstrom seite bezogene Gegenspannung des Wechsel stromnetzes e'", entgegenwirkt. Die Differenz dieser beiden Spannungen cd wird von der Drossel aufgenommen. Aus der Fig. 18 geht hervor, dass mit wachsender Phasenverschie bung .die von der Drossel aufzunehmenden, als schraffierte Flächen gekennzeichneten Energiemengen bis 90 Verschiebung zuneh men. Für reine Blindstromlieferung erscheint bei gleichbleibendem Strom an der Drossel die volle Wechselspannung, das heisst die Drossel liefert die ganze vom Wechselstrom netz angeforderte Blindenergie.
In diesem Falle müsste nur dem konstanten Strome im Gleichstromkreis über den Gleichrichter 68 der Fig. 17 der Weg geschlossen gehalten werden, wobei eine kleine Anodenspannun zur Deckung der Verluste notwendig ist.
Bei endlicher Drossel werden die sich als Differenz zwischen Gleich- und Wechsel spannung ergebenden Pulsationen der Span nung nicht mehr von der Drossel ganz auf genommen werden können, sondern sich ein Teil auf das Gleichstromnetz und damit auf den Gleichrichter übertragen, wobei auch der Strom nicht mehr vollkommen konstant ge halten werden kann. Die Vorgänge im Gleich- richter spielen sich dabei unter Berücksichti- gung der der Erfindung zugrunde liegenden Gedanken folgendermassen ab: Der Gleichrichter werde mit so grosser Anodenzahl angenommen, dass seine Gleich spannung praktisch konstant ist.
Die vom Wechselrichter her kommenden Spannungs- pulsationen mit doppelter Frequenz des ge speisten Wechselstromnetzes überlagern sich der Gleichspannung, so dass am Gleichrichter- transformator sekundärseitig Spannungen auftreten, die teils oberhalb, teils unterhalb der der Primärspannung entsprechenden Gleichspannung liegen.
Solange die Summe von Gleichspannung und pulsierender Span nung keine negativen Werte annimmt, also die Gl-eiclcspannung grösser ist als die grösste negative Spitze der pulsierenden Spannung, wird sich die Leistungsaufnahme des Gleich richters aus dem Drehstromnetz nach der Höhe der resultierenden Gegenspannung rich ten, sich also aus einer konstanten, der Höhe cler (rleichspannung entsprechenden und einer pulsierenden, der Höhe der pulsieren den Spannung entsprechenden Leistung zu sammensetzen. Eine besondere Steuerung des Gleichrichters ausser der Einrichtung für die Spannungsregelung ist in diesem Falle nicht notwendig.
Kehrt sich jedoch die resultierende Span nung im Gleichstromkreis um, so muss man durch eine geeignete Steuerung des Gleich richters dafür sorgen, dass er eine der Grösse der negativen Gleichspannung entsprechende Leistung an das primäre Wechselstromnetz zurückgeben kann. Die hierfür geltenden Be dingungen sind von den Verhältnissen beim Wechselrichter als bekannt anzusehen und sollen im folgenden für den Fall reiner Blind stromlieferung beschrieben werden.
Bei ver lustlosem Betriebe erscheinen dann am Gleichrichter abwechselnd positive und nega tive Spannungsstösse von gleicher absoluter Grösse, wie in Fig. <B>180</B> für<B>90'</B> Phasenver schiebung bereits wiedergegeben ist. Die Steuerung des Gleichrichters ist gemäss den obigen Ausführungen für eine Übertragung von Gleichstromenergie unwirksam gemacht.
Es sei der Spezialfall der in Fig. 20 @dar- gestellten einphasigen Umformung behandelt, und zwar zunächst unter der Annahme, dass die )6Techselspannungen der beiden gekuppel- ten Wechselstromnetze frequenz- und phasen gleich sind. Dann liegen am Gleichrichter die in Fig. 19 gezeigten Spannungen, und zwar -die Spannung a auf der Wechselstrom- und Spannung b auf der Gleichstromseite.
Wäh rend der Zeit t, t', in der sowohl die primäre Wechselspannung mit Bezug auf die strom führende Anode, wie auch die pulsierende Gegenspannung im Gleichstromkreis positiv sind, soll beispielsweise die in der Sekundär wicklung induzierte Spannung gemäss Fig. 20 von Punkt 72 nach 73 gerichtet sein; hat 74 das Potential Null, ,so wird 75 von der Ge genspannung des Gleichstromkreises eine ne gative Gegenspannung aufgedrückt.
Man braucht nur dafür zu sorgen, dass stets die vom primären Wechselstromkreis induzierte Spannung (Fig. 19a) um die Spannungsab fälle im Gleichstromkreis grösser ist als die aufgedrückte Gegenspannung (Fig. 19u), um über das im normalen Gleichrichterbetrieb auch brennende Rohr 14 einen Ström zu er halten. Die Einrichtung arbeitet wie ein Gleichrichter auf positive Gegenspannung. In der Zeit t2 t@ bleibt die vom Primärnetz in .der Sekundärwicklung induzierte Span nung positiv, während die Gegenspannung im Gleichstromkreis ihre Richtung umkehrt.
Die der Primärspannung entsprechende Kom ponente ist also von 72 nach 73 gerichtet und 75 gegenüber 74 positiv. Wenn man mit- telst der Gittersteuerung den Stromweg über Rohr 15 .erzwingt, ist die Komponente der Gegenspannung von 75 nach 72 der Kompo nente der Primärspannung entgegengesehal- tet. Ein Stromfluss ist dann möglich, wenn die Komponente .der Gegenspannung um die Abfälle im Wechselstromkreis grösser ist als die Komponente der Primärspannung.
Dann arbeitet die Einrichtung als Wechselrichter und liefert Energie in das primäre Wechsel- stromnetz. In der Zeit ts t4 wiederholen sich die Vorgänge der Zeit t1 <I>t</I>, analog, während <I>t4</I> t;, analog t2 t@ ist; nur ist die Richtung,der primären Spannung umgekehrt, so dass wäh rend t3 t4 noch .das Gefäss 14 und Röhre 15 während der folgenden Halbperiode der Pri märspannung brennt.
Es müssten also die Röhren des Gleichrichters 68 der Fig. 17 un ter den gemachten Annahmen in demselben Takt wie die des Wechselrichters 70 ge steuert werden. Es ist jedoch auch hier zu beachten, dass die Grössen der dem Primär netz entnommenen Spannung und der Gegen spannung aus dem Gleichstromnetz .sich in jedem Augenblick nur um die Spannungs abfälle unterscheiden;
bei den im Gleich stromkreis vorhandenen Induktivitäten wird es für die verhältnismässig hohe Frequenz der Pulsationen genügen, die Mittelwerte der Spannungen entsprechend abzustufen. Die Lösung dieser Aufgabe und zugleich der an dern Bedingungen, dass die Pulsationen unab hängig von der gegenseitigen Phasenlage -der Wechselstromnetze übertragen werden, ist je doch nur bei Verwendung eines Gleichrich ters mit hoher Phasenzahl möglich. Dann kann man zu beliebiger Zeit auf Anoden mit dem erforderlichen Potential arbeiten.
Die Kommutierung geschieht unter Verwendung von bereits im ersten Teil beschriebenen Ein richtungen 76, die den Stromübergang auch auf Anoden niedrigeren Potentials ermögli chen. Wirkungsweise und Aufbau einer sol chen Einrichtung soll im folgenden beschrie ben werden. Die folgende Beschreibung bezieht sich beispielsweise auf einen 12phasigen Gleich richter, dessen Anodenspannung en, und Gleichspannung e. in Fig. 21a. aufgezeichnet sind.
Die Darstellung gilt für reine Wirk lastlieferung, also für Ohmsche Belastung des Wechselrichters. Ändert sich im gespei sten Netz der Leistungsfaktor, so sinkt bei gleichbleibender Scheinleistung die übertra gene Wirkleistung. Ist die Drossel im Gleichstromkreis praktisch unendlich gross, so dass keine wesentlichen Spannungspulsa tionen im Gleichstromkreis auftreten, so muss mit wachsender Phasenverschiebung die Gleichspannung heruntergeregelt werden,
also die als Ordinate in Abhängigkeit von. dem Leistungsfaktor entsprechenden Winkel in Fig. 22a. aufgetragene Phasennacheilung a der Gitterspannung gegen die Anodenspan nung .mit dem Leistungsfa.ktorwinkel zuneh men.
Ist die Drossel wesentlich kleiner, so machen sich Spannungspulsationen im Gleich stromkreis bemerkbar, die beispielsweise bei 90 Phasenverschiebung die in Fig. 21b dar g o estellten gleich grossen positiven und nega- tiven Werte haben.
Frequenz und Phasen lage dieser Pulsationen sind in ganz beliebige Beziehung zu Frequenz und Phase der eben falls in Fig. 21b wiedergegebenen Anoden spannungen gesetzt. Ausserdem ist der Ver lauf der Energierichtung schematisch durch eine Sinuskurve (tlo bis t12) angedeutet. Die Steuerung des Gleichrichters soll nun so vor genommen werden, dass die Mittelwerte der vom Gleichrichter gelieferten Spannungen über eine Halbperiode der Pulsationen gemes sen gleich den Mittelwerten .der pulsierenden Spannung sind.
Die hierfür notwendigen Be ziehungen für die Steuerung sind aus Fig. 211) zu entnehmen. Während der Zeit tlo t11 muss die Gitterspannung jeder Anode der Anodenspannung um einen Winkel a nach eilen; der nahe an 180 liegt, immer voraus gesetzt, dass die Zündung .der betreffenden Anode beim Nulldurchgang der Gitterspan nung zu positiven Werten einsetzt.
Beim Ar beiten als Wechselrichter in der Zeit t11 42 mass die Verschiebung zwischen Gitter- und Anodenspannung gleich einem Winkel ss sein, der grösser als 180 ist, und zwar ist, wenn man vom Einfluss .der Spannungsabfälle ab sieht, bei Leistungsfaktor Null: ,ss - 180 = 1.80 - a; ss =<B>360'</B> -- a.
Im Gleichrichter wird stets von Anoden niedrigeren Potentials auf Anoden höheren Potentials kommutiert ausser zur Zeit t11. Eine künstliche, das heisst erzwungene $ommutierung ist immer nur dann notwendig, wenn die pulsierende Span nung einen negativen Wert annimmt.
Wird der Leistungsfaktor grösser als Null, so über lagert sich der Pulsation im Fig. 21b ein der Wirkleistung entsprechendes positives Gleichstromglied: die positive Welle der Pulsation wird grösser in der Amplitude und der Zeit, die negative Welle kleiner. Dem entsprechend muss auch die Verschiebung zwischen Gitter- und Anodenspannung ge ändert werden; a. und ss müssen kleinere Werte annehmen, wie in Fig. 22b gezeigt ist, damit die Mittelwerte der Anoden- und Ge genspannung wieder gleich bleiben.
Bei einem bestimmten Leistungsfaktor entspre chend einem Winkel y, werden -die Pulsatio- nen ]reine negativen Werte mehr annehmen; von dort ab wird also die normale, in Fig. _>2a gezeigte Beziehung für die Regelung .des (xleichrichters gelten.
In der Fig. 23 ist ein Ausführungsbei spiel schematisch dargestellt, das die für die erläuterte Steuerung notwendigen Einrich- tun"en enthält. Der Gleichrichter 68, -der Mrechselriehter 70 arbeiten mit ihren Gefä ssen 77 bezw. 78 über den Gleichstromkreis <B>10</B> mit der Drossel 13 zusammen.
Zur Ver- i#infaehung wird die Steuerspannung, die für den Gleichrichter .dem primären, für .den Wecliselriehter dem gespeisten Wechsel- troninetz entnommen wird, einphasig im er forderlichen Sinne beeinflusst und .dann in eine der Phasenzahl des entsprechenden Stromrichters gleiche Anzahl von symmetri- schen Phasen zerlegt.
Die Beeinflussung für ilen Wechselrichter erfolgt in .der Anord- nung; 79, die aus einer Brücke bestehen kann, und die Aufspaltung in die erforder lichen drei Phasen mit der Anordnung 80.
Ausser andern Grössen, beispielsweise Höhe von Strom, und Spannung iin gespeisten Wechselstromnetz. wirkt auf die Anordnung 79 eine zum Beispiel bei der Fig. 23 ange deutete Einrichtung 81 bezw. 82 .ein. .die die 0rittersteuerung des Wechselrichters so be- einflusst. dass die Phasenverschiebung im o",e- speisten Wechselstromnetz den dort herr schenden Verhältnissen selbsttätig angepasst wird.
Dieselbe Einrichtung wirkt auch über eine Anordnung 83 auf .die Gitterspannung des Gleichrichters. dass die in Fig. 2<B>21</B> ze- zeigten Verschiebungen a und ss zwischen Anoden- und Gitterspannung entstehen. Ob dabei der Winkel a oder ss erzeugt wird, ent scheidet eine Einrichtung 84 in Abhä.ngig- keit von ser Spannung des Gleichstromkrei ses 10.
Die Gitterspannung mit der richtigen Phasenlage wird über eine Einrichtung 85 in die .dem Gleichrichter entsprechende Phasen zahl zerlegt, und den Gittern zugeführt. Als solche Einrichtung kann auch, wie- bereits vorgeschlagen worden ist, eine Anordnung mit gittergesteuerten Hilfsentladungsgefässen gewählt werden.
Ein Beispiel einer Aufbaumöglichkeit .der Einrichtungen 83, 84 und 85 veranschau licht genauer Fig. 24. Wie in Fig. 23 wird die Steuerenergie dem primären Drehstrom netz 69 einphasig entnommen und über einen Transformator 86,den Entladungsgefä ssen, vorzugsweise Elektronenröhren 87 und 88 bezw. 87' und 88' zugeführt. Die Röh ren 87 und 88 bezw. 87' und 88' mit ihren Steuerkreisen (96, 96', 97, 97', 98, 98', 99.
99') .sollen die Aufgabe der Einrichtungen 84 der Fig. 23 erfüllen, je nach dem Potential des Gleichstromkreises dem Gleichrichter die Steuerspannung mit einer Verschiebung um den Winkel a oder ,B zuzuführen. Zu .dein Zwecke wird der Gitterkreis der Röhren 87 und 88 über einen besonderen Transformator 96 mit dem primären Netz gekuppelt, der nur Spannung führt, wenn .die Spannung im Gleichstromkreis positiv ist.
Die Röhren 87' und 88' werden mit der am Transformator 96' auftretenden Spannung nur leitend ge macht, wenn .die Spannung im Gleichstrom kreis negativ ist. Dann erhält über die gii- tergesteuerten Röhren bei positivem Poten tial des Gleichstromkreises die Einrichtung 89 Spannung, mit .der je nach den Verhält nissen im gespeisten Wechselstromkreis der Winkel a eingestellt wird, bei negativem Po tential des Gleichstromkreises die Einrich tung 89', die zur Bestimmung des Winkels ss dient.
Die Steuerung der Spannung an .den Transformatoren 96 und 96' geschieht bei spielsweise in folgender Weise: Herrscht im. Gleichstromkreis die Spannung Null, so wird jedem der Transformatoren 96 und 96' Wech selspannung zugeführt. Ist die Spannung nur wenig von Null verschieden, so fliesst über den Transformator, der seine Spannung verlieren soll, ein, von der Spannung im Gleichstromkreis getriebener Gleichstrom, der den Transformator so .stark vormagneti siert, dass seine Spannung zusammenbricht, wenn sein Magnetisierungsstrom an einer vargesühalteten Drossel 99 einen grossen Spannungsabfall erfährt.
Um den Fluss des Gleichstromes auf die Primärwicklungen der Transformatoren 96 und 96' zu beschränken, sind in die Wechselstromkreise Kondensato ren 98 und 98' eingeschaltet. Die Leitung des Gleichstromes über :den einen oder an dern der Transformatoren in Abhängigkeit vom Potential im Gleichstromkreis geschieht durch Ventile 97 und 97', deren als konstant angenommene Spannungsabfälledurch davor geschaltete Spannungsquellen, insbesondere Batterien, nahezu aufgehoben werden kön nen, um die Ansprechempfindlichkeit der Einrichtung zu erhöhen.
Die Einstellung der Phasenwinkel a. und geschieht in den Einrichtungen 89 und $9' abhängig von Phasenverschiebung, Strom und Spannung im gespeisten Wechselstrom netz. Die Grösse der Winkel wird nach zu sammengehörigen Werten gemeinsam gere gelt, wobei die Werte für eine bestimmte Drosselgrösse im Gleichstromkreis nur ein mal eingestellt zu werden brauchen. Die um a. oder ss verschobene Einphasenspannung wird in Einrichtungen 90 und 91 in die er forderliche Phasenzahl zerlegt.
Wesentlich vereinfacht wird die Rege lung, wenn keine negativen Werte der Gleichspannung auftreten; dann braucht .die Gitterspannung des Gleichrichters nur um den Winkel a reguliert zu werden. Man wird diesen Zustand erreichen können, wenn man von einem Umformer Leistungsabgabe bis zu einem bestimmten minimalen Leistungsfak- tor verlangt.
Soll ein Umformer mit Lei- st:ungsfaktoren von 1 bis höchstens<B>0,7</B> arbei ten, so wird man die Drossel so auslegen, dass die bei 45 Phasenverschiebung auftre tenden Pulsationen im Gleichstromkreis ge rade nicht mehr negativ werden. Bei grösse rem Bereich des Leistungsfaktors wird es eine Frage der Rentabilität sein, ob eine Ver- grösserung der Drossel oder die Umsteuerung gemäss der Erfindung gewählt wird.
Arrangement for commutation in the case of forming units with controlled discharge paths. The invention relates to reforming devices with controlled discharge sections for which grid-controlled steam or gas discharge vessels are preferably used. As is well known, you can use medium - controlled discharge paths to convert alternating current into direct current (rectifier), convert direct current into alternating current (inverter) and convert alternating current into alternating current (converter).
The inventive concept described below is to be applied preferentially to rectifiers and inverters.
Numerous arrangements have already become known which use discharge paths for supplying energy between direct current and alternating current circuits. These various arrangements are each subject to certain limitations with regard to controlling the power factor of the AC network. For example, if.
Energy is supplied from a direct current network to an alternating current network through such an arrangement, so it has previously been impossible to feed a highly inductive load without the use of a very large capacity that is linked to the alternating current circuit and to compensate for the lagging load current was used. This restriction arises from the fact that it was previously not possible to commutate a current from a discharge path with a lower back EMF to a discharge path with a higher back EMF.
As a result, it has hitherto been necessary to transfer the load current from one discharge path to another when the back EMF of the path that contains the following tube is smaller than that of the path that was last energized. Similarly, when converting alternating current to direct current, it is often desirable to control the voltage of the direct current circuit by adjusting the phase of the alternating grid voltage with respect to the alternating anode voltage in the lagging sense.
This causes a hurried power factor in the alternating current network. Up until now it was not possible to commutate the load current from a discharge vessel with a higher anode potential to one with a lower anode potential, i.e. it was not possible to switch the load current from a discharge path with a lower back EMF to one with a higher back EMF convict; therefore the load current of such a converter was always at least slightly lagging.
The subject-matter of the invention is an arrangement for commutating devices with controlled discharge paths, preferably grid-controlled vapor or gas discharge vessels, in which means are provided that enable the commutation process to take place at any desired moment in an alternating current: allow.
This results in various operational advantages, namely that the AC circuit can work at any power factor. In particular, this makes it possible to operate an inverter that feeds a highly inductive load. On the other hand, the invention enables; to control the generated DC voltage in rectifiers in: the desired way and at the same time to give the AC circuit a leading power factor.
In the drawing .sind several exemplary embodiments of the invention are shown, which indicate different approaches.
The embodiment shown in FIG. 1 relates to a device for converting direct current into single-phase alternating current or vice versa. The direct current network 10 and the single-phase network 11 are coupled via a transformer 12 and the grid-controlled discharge vessels 14 and 15. Furthermore, a choke coil 13 is inserted into a direct current conductor. Two commutation capacitors 16 'and 16 "are connected in series between the anode circuits of the two vessels 14 and 15 switched.
The control grids of the two vessels are connected to the cathodes via the secondary winding of a grid transformer 18 and a current limiting resistor 19. The primary winding it grid transformer is fed by an arrangement for adjusting the phase, for example, from a rotary transformer 20, which holds a polyphase, powered by the network 21 stator and a rotor winding 22 ent. It may be desirable to provide a saturated transformer 23, or to saturate the grid transformer 18, thereby obtaining an alternating grid voltage .spit zer waveform which is advantageous for many control purposes.
So that the potential of the connection between the two capacities 16 'and 16 "can be changed periodically, the connecting line is connected via a commutator 24 to the cathodes of the vessels 14 and 15 and a direct current source 25 with a capacitor 26 connected in parallel Commutator arrangement 24 contains a conductive segment 27 and brushes 28 which close the circuit just mentioned once during each rotation of the commutator, and the commutator is driven by a synchronous motor 29 which is fed by the alternating current circuit 1.1.
To set the exact phase position between commutator 24 and synchronous motor 29, a special adjusting element 30 is provided.
The operation of the arrangement is described below, it being assumed that the arrangement operates as rectifier #, i,. As already stated at the beginning, it has not been possible to commutate the current between .den vessels 14 and 15 unless the anode potential of the subsequent tube was greater than that of the previous tube. The current is commutated a little after the polarity of the anode potential changes, so that the current is a. lags little.
If the commutation of the current is further delayed. so that the voltage of the direct current circuit is reduced, the alternating current will experience an even greater phase shift in relation to the alternating voltage. Let us now assume that e =: is desired to transfer the current from the vessel 14 to the vessel 15, while the anode potential of the vessel 15 is even smaller than that of the vessel 14.
Then the commutator 24 and the phase adjustment device 30 are arranged so that the conductive piece 27 closes the circle by means of the brushes 28 at the moment when the commutation of the current between the two vessels is to take place.
The battery <B> 2 </B> 5 is arranged in such a way that the full negative voltage is applied to the connection line of the capacitances 16 'and 16 ". Due to the fact that it is impossible to maintain the voltage on the capacitances 16" To change 'and 16 "momentarily, the anodes of the vessels 14 and 15, which are connected to the other side of these capacitors, receive. a potential that is below the cathode potential and causes an uninterrupted current in the vessel 14.
In the meantime, however, the grid voltage has changed its sign so that the vessel 11 is no longer conductive, but the remote vessel 15 is conductive. When the conductive piece 27 slides from below over the brushes 28, the grid has regained control of the vessel 14 and consequently prevents the current from being reignited. The voltage at the choke 13 will drive the current through the vessel 15 against the nega tive voltage of the right part of the secondary winding of the transformer 12.
The current from the vessel 15 to the vessel 14 can be commutated in a similar manner by making the potential of the capacitances 16 'and 1.6 "negative and reversing the polarity of the grid voltage of the vessels 14 and 15. This process again picks up periodically and in the process causes the alternating current network 11 to draw a preset current.
As previously mentioned, it has been found to be useful to provide a saturated transformer 23 between the AC voltage source of variable phase and the grid transformer 18 to achieve a grid AC alternating voltage acute waveform. By correctly coupling the phase adjustment device 30 with the rotor of the transformer 20, it can be made possible that the peaks of the alternating grid voltage are in synchronism with the current application of the voltage to the connection line of the capacitors 16 'and 16 ", where by the desired commutation between the vessels is effected.
It is noted that at all times, with the exception of the time of the commutation process, the grid voltages of the two vessels are essentially zero because of the sharp waveform of the voltage supplied by the saturated transformer 23. In addition, a negative bias battery can be placed in the grid circles. be provided. for example, if vessels are used whose critical grid voltage is negative.
By presenting the point in time in the period of the alternating voltage in which .the current is commutated between the vessels, the mean voltage of the direct current circuit is reduced accordingly and at the same time .the phase shift of the current drawn from the network 11.
The operation of the deformation device indicated in Fig. 1 as a changeover is largely similar. It is possible to delay the commutation of the current until the back EMF of the circuit of the following tube has become greater than that of the circuit of the preceding tube.
In Fig. 2, a further embodiment of the invention is shown, which relates to a multi-phase arrangement. Although the concept of the invention can be applied to any multiphase arrangement, a double-three-phase conversion device is shown here, for example. This converter comprises two star-connected three-phase secondary windings 31 'and 31 "of a transformer, the primary winding of which has been omitted for the sake of simplicity.
The star points of windings 31 'and 31 "are connected to a center tap via an interphase transformer 33 (suction transformer). This center tap is connected to one DC conductor via the choke coil 13. The winding ends of windings 31' and 31 "are connected to the other direct current conductor via discharge vessels 34 to 39. In this case too, the grid-controlled discharge vessels should preferably be provided with an ionizable medium.
The control grids of the individual vessels are connected to the common cathode potential via secondary windings 40 and a current limiting resistor 42. These secondary windings 40 are the rotor windings of a rotary transformer whose primary windings 41 are excited by a suitable multi-phase network 43, preferably from the primary winding of the main transformer. The star-connected capacities 44-49 are connected to the transformer windings 31 'and 31 ", namely the star points of the two capacitance networks are directly connected.
The star point potential can be controlled in the same way as in FIG. 1, which is not illustrated for the sake of simplicity. The control takes place naturally with a frequency which is a multiple of the frequency of the AC network. Like the arrangement according to FIG. 1, the arrangement according to FIG. 2 can also work as an inverter and then supplies energy from the DC network 10 to the AC network 11.
Instead of the execution given in FIGS. 1 and 2, to effect the commutation by .that capacitances with a neutral point are connected between the circuits of the various vessels and the potential of the neutral point is periodically changed you can also use other solutions.
Such a possible embodiment is shown in FIG. 3, namely the concept of the invention is applied to a single-phase inverter in a parallel arrangement. It is well known that the W. Wechselricli- ter in parallel arrangement is characterized by great stability and favorable efficiency. When feeding highly inductive loads, the difficulties mentioned in the introduction to the description arise.
The arrangement described below makes it possible, however, to carry out the commutation by means of a commutation capacitance, namely the greatest commutation voltage is achieved even when the consumer is fed with a power factor of 1 or a lagging power factor.
In series with the commutation capacitor there are two grid-controlled discharge vessels connected in opposite directions, namely the series circuit consisting of the capacitor 16 and the vessels 17 'and 17 "between the two main discharge paths 14 and 15, which, like the Ge Containers 17 'and 17 ", preferably an io.nisier- bares medium.
To control the grid circles of the individual discharge vessels, a grid transformer 18 is provided, the primary winding of which is fed from the alternating current circuit by means of a suitable phase setting device 20. For example, the primary winding of the transformer 18 can be connected to the primary winding of the transformer 12 via a parallel arrangement of resistor 20 ', variable inductance 20 "and variable capacitance 20"', although other phase setting devices can of course also be used,
without the invention being impaired thereby. The control grids of the vessels 14 and 15 are connected to the cathodes via the center tap of the secondary winding of the transformer 18 via a current limiting resistor 19. In a similar way, the control grids of the vessels 17 'and 17 "with the corresponding cathodes by means of the secondary winding 18' and 18" of the transformer 18 and Strombegreiizun, Yswiderstancl 19 'respectively. 1.9 "connected.
The mode of operation of the shaping device described above will be described below. We assume here that the alternating current circuit 11 is connected to a consumer which supplies a sinusoidal back EMF.
For example, let the vessel 14 be conductive during the half-cycle when the back EMF of the left part of the primary winding of the transformer 12 is positive, that is to say, the direct voltage is opposite. During the same half-wave, the back EMF of the right part of the primary winding .des transformer 1? negative and, since the current always strives to flow through a path that has the smallest positive back-EMF, the load current can be transferred to the vessel 15 at any moment in this half-wave when this vessel becomes conductive.
If, however, the transfer of the current from the vessel 14 to the vessel 15 is delayed until the next half-cycle, when the back EMF has changed sign, the back EMF of the left part of the primary winding is negative with respect to the right part.
Under such conditions, it was previously not possible to commute, since the anode potential of the vessel 14 is higher than that of the vessel 15. If, however, the current is transferred from the vessel 14 to the (= efä ss 1.5, while the (xe :;
en-E12Ii of the left part of the winding of the transformer 12 is positive, the current of the Geoen-EMF must lead, i.e. the load circuit must have a leading power factor or, in other words, a capacitance must be between the winding of the transformer 12 .ein can be added in order to provide reactive power for the actual commutation process. With the arrangement described above, however, it is possible to feed a consumer who has a healing power factor.
In this arrangement, during .the half-wave, during which the vessel 14 is conductive, the vessel 17 'is also conductive, and .the capacitance 16 is charged to the full voltage of the primary winding of the transformer 12. This is approximately twice as large as the direct voltage.
If, however, the voltage of the alternating current circuit exceeds the peak of the wave, the charging voltage of the capacitor 16 does not decrease, since the vessel 17 'is only permeable to current in one direction, i.e. the capacitance 16 is essentially increased to twice the direct voltage. load and retain this charge until it is required for the commutation process between vessels 14 and 15. The secondary windings 18 'and 18 "of the grid transformer 18 are arranged so that the vessels 15 and 17" are conductive at the same moment.
Since the capacitance 16 has a charging voltage that is approximately twice the DC voltage, since the right-hand terminal is positive it will attempt to discharge via the series-connected vessels 14 and 15, but in only one due to the current permeability of the vessel 14 Direction, this has the consequence that the current in this vessel is interrupted and transferred to the vessel 15.
To regulate the time in the period of the back EMF in which the current between tween the two vessels 14 and 15 is mutated, the primary winding of the grid transformer 1.8 is connected via a phase adjustment device 20 to the AC circuit. This arrangement ent holds a resistor 20 ', a variable inductance 20 "and a variable capacitance 20"'.
Correct selection of these impedance elements makes it possible for the grid alternating voltage of the back EMF of the network 11 to either lead or lag and thereby either lead or lag current to the load circuit.
In Fig. 4 is a similar embodiment of the invention in a multi-phase inverter in a parallel arrangement Darge provides. This converter contains a transformer 32 with a three-phase primary winding 31p and a three-phase secondary winding 31s. The various lead terminals to the primary winding 31p are connected to the positive direct current conductor 1.0 via the discharge vessels 34, 35 and 36, while the same terminals are connected to the negative direct current conductor via the discharge vessels 37, 38 and 39.
In addition, commutation capacities 50, 51 and 52 are provided which, respectively, with pairs of discharge vessels 53 and 54 connected in parallel in opposite directions. 5 5 and 56 resp. 57 and 58 are linked. Furthermore, a grid transformer with several secondary windings 59 is provided, which is used to control the grid of the individual vessels.
The primary winding of this transformer, which has been left out for the sake of simplicity, is preferably fed by the alternating current generated, specifically via a suitable phase-adjusting arrangement, which enables the power factor of the load current to be controlled. The operation of this multi-phase arrangement is similar to the single-phase inverter described in Fig. 3 be. Each of the capacitors 50, 51 and 52 is charged to the maximum value of the AC voltage during the first 90 of a half cycle.
This charge remains until it is required for the commutation process between the two associated vessels. If we assume that the rotating field rotates counterclockwise, the main discharge vessels become conductive in the following order, each with a duration of 120, namely 35, 39, 34, 38, 36, 37, 35, and in the same way as the Main vessels, vessels 56, 54, 57, 55, 58, 53, 56 become conductive.
The approach taken in the embodiments in Fig. 3 and 4, to charge a capacitor by means of a discharge path and to use the stored energy for the commutation by means of a second discharge path, has to use mechanical means compared to the one indicated in FIG The solution has the advantage that the commutation process is controlled purely electrically, especially when using grid-controlled discharge vessels.
there is also the simplification that the discharge vessel which initiates the commutation process is controlled in phase with a main discharge vessel.
In inverter systems with heavily fluctuating load, which generally also has a strong fluctuation in the power factor in the AC network, it is now necessary to automatically adjust the control of the commutation to the phase relationships in the 'v # reehselstromnetz.
With regard to the way in which the inverter works, the following must be taken into account: If an inverter operates on a purely inductive load and is only able to supply current in phase with the alternating voltage, the current will theoretically be infinite because the The current required to generate the counter-ENK cannot be supplied, so the AC circuit represents a short circuit for the converter.
If the phase difference between the current supplied and the current required is smaller, be it due to additional Olim's load, be it due to corresponding later commutation of the current, the current supplied will be smaller because it now has an ohmic drop or. contains a reactive component for generating an inductive back EMF. The delivered current reaches a minimum value when it is in phase with the current required for the inductive consumer.
If the current supplied is further phased compared to the current required, the current supplied rises again until it reaches the value of infinity at a shift of 90. The phase position of the voltage is determined by the lead over the required current, given by the ratio of the inductances to the Olim- see resistors. An illustration of the relationships can be seen in FIG. The current supplied is plotted as the ordinate and the phase difference ss between the required current and the current supplied is plotted as the abscissa.
The electricity supplied. 7 becomes a minimum when it is in phase with the required current, i.e. at ss = 0. In the event of deviations from this phase position, the supplied current increases and reaches the value infinite with a phase difference of 90 = - = 90. The hommutation process will therefore be controlled in such a way that the current supplied reaches its minimum value.
Such an arrangement is shown, for example, in FIG. 6, namely three converters operating in parallel are provided. 13ei. Every inverter can commutate at any moment.
With the phase adjustment devices 201, 202 and 203, it is possible to ensure that the commutation process in the converter 1I always takes a moment. with converter III always an equal moment before that with converter I.
If converter I supplies a current in the phase position required by the consumer, converters II and III will, assuming the same dimensions as converter I, carry a slightly larger current than converter I, namely currents of equal magnitude among each other. If the current supplied by the converter I is commutated with an advance over the required current, for example with the angle ss1 in FIG.
so the current supplied by the converter III will be greater than that generated by the converter TI. If the current of converter I were to lag behind the required current, the greater current would be delivered by converter II. The difference between the currents generated by the converters 11 and 111 is now used for the desired regulation, by means of a differential relay 60, possibly with the assistance of an adjusting motor, the Phase position of the current supplied by the converter I compared to the AC voltage is changed until it matches that of the required current.
The sign of the difference between the currents of the converters II and III, whose nominal load can be kept advantageously small compared to converter I, clearly defines the direction of the required shift of the grid voltages and the commutation time.
In the arrangement just described, the converter I can also be absent; then the alternating current is formed from two partial currents, which are switched shortly before and after the moment for the ideal commutation of the current he required. Of course, the control of the commutation process can also, as in Fig. and 4, to be carried over to multiphase systems. It can also be useful to apply this special commutation control to other forming devices.
In the case of asymmetrical, multi-phase converting devices, i.e. also single-phase ones, the reactive power consumption is transferred to the energy-supplying system, while in symmetrical multi-phase systems, i.e. also with three-phase current, the energy-supplying system only experiences a reduced impact on the reactive power supply.
Instead of the electromechanical control by means of a differential relay 60, a purely electrical control using valves can also be used.
In the case of converting devices for large powers, the energy required for the commutation process is expediently not made available by capacitors, but rather by a special alternating current phase. A conversion device is shown in FIG. 7 which can work both as a rectifier and as an inverter in which the energy required for the commutation process is made available by the alternating current machine 62 becomes.
Since this alternating current generator only has to supply energy for the time of the commutation process, it is advisable to give the voltage curve of the generator 62 a curve shape that deviates from the sinusoidal shape, for example a sharp wave shape. The grid control is, since it has already been explained in detail, omitted for the sake of simplification.
With regard to the mode of operation, it should be said in advance that 14 'and 14 "and 15' and 15" are always controlled in phase, that is, either the vessels 14 'and 14 "or the vessels 15' and 15" are conductive. If the current is to be transferred from the discharge sections 14 'and 14 "to the discharge sections 15' and 15" at a certain point in time, the vessels 15 'and 15 "on the one hand and the vessel 17' on the other hand must be transferred at this moment. are conductive, while the vessels 14 'and 1.4 "respectively. 17 "receive such a grid voltage that they cannot re-ignite or are blocked.
For the grid control of steam or gas discharge vessels, it is recommended to use an alternating voltage with a pointed wave farm.
As also explained further above, it is advantageous to select the grid control and thus also the control of the commutation process as a function of the phase ratios of the alternating current network. If this is taken into account, it is necessary to shift the phase of the voltage of the generator 62 in relation to the alternating voltage of the consumer network 11.
This can be made possible, for example, in such a way that the generator 62 is rigidly coupled to the machine 61, which can also be operated as a phase shifter, but the stator of the generator 62 is arranged to be rotatable.
Is a .solche rigid coupling between 61 and 62 undesirable or. not possible because the generator 61 is missing, the generator 62 will be fed directly or indirectly, for example via a rotary transformer, and the indirect feed .by a synchronous motor is possible when the generator 6? an alternating voltage of higher frequency it generates.
With such adjustment options, it can be achieved that the commutation process is controlled in accordance with the required forming conditions.
So you can control the conversion device, provided stationary conditions, in such a way that the current generated by the inverter assumes a minimum value; But it is also possible, and this is possible in the case of parallel operation with clock generator 61, in such a way that the current and thus also the apparent power of the clock generator 61 become a minimum. If the load and thus also the phase ratios in the alternating current network 11, the stator of the generator 62 is respectively. the rotor winding of the rotary transformer experience a change in position.
During this control process, commutation will generally not take place at the most favorable moment due to the mechanical inertia of the stator winding. If the conditions are stationary again, the Kemmutierung then takes place again in a manner corresponding to the deformation conditions.
Apart from the only when loading or Phase changes occurring, generally slight shifts in relation to the operational optimum, but there is the advantage that the entire control of the commutation process is purely electrical, and it can often be advisable to provide the control voltages required for all grid circuits to the auxiliary generator 62 refer to.
In the exemplary embodiments described so far, the voltage causing the commutation is always parallel to the voltage supplied by the alternating current network. According to a further development of the concept of the invention, the voltage causing the gommutation can now lie in series with the voltage supplied by the alternating current network. As studies have shown, the series connection is in many cases cheaper than the parallel connection and also requires generally a smaller amount of energy.
This measure is of particular importance for cycle rectifier and inverter systems, but especially for the latter, because if there is a phase shift between the current and voltage of the vtT inverter, the inverter needs reactive power.
However, if it is possible to bring about the commutation of the current in the zero crossing of the span r_unn, then the inverter only transmits real power. An inverter is shown in FIG. 8 which converts the energy taken from the direct current network 10; and supplies the alternating current network shown by the consumer 11. A clock generator 61 is provided in the alternating current network which can be driven by a suitable drive machine (steam turbine, electric motor), but can also act as a pure phase shifter.
Furthermore, a circuit is provided which contains the capacitor 16 and the discharge vessels '17' and 1.7 "connected in parallel, and which is inductively coupled to the consumer circuit by means of the transformer 63. In the event of the sudden discharge of the capacitor 16 A voltage peak is induced across one of the discharge vessels 17 ′ and 17 ″, which is connected in series with the voltage supplied by the clock generator 61. Another possible embodiment is shown in FIG. 9 of the drawing.
The auxiliary circuit required for the commutation precedence with the capacitor 16 and the discharge vessels 17 'and 1.7 "is electrically separated from the alternating current network and can receive its energy from a further voltage source 62. Instead of this voltage source, however, the capacitor 16 can also be charged by means of a transformer from the alternating current network.
With these two described embodiments it is assumed that the voltage introduced into the auxiliary circuit has the same frequency as the AC network. In FIG. 10 an arrangement is shown in which the frequency of the voltage (generator 62) supplied to the auxiliary circuit is an integral multiple of the frequency of the alternating current network 11. This achieves a reduction in the effort required for controlling the commutation. The multiple should preferably be odd.
It is noted that although an alternating voltage of higher frequency is arranged in the main circuits of the discharge vessels 17 'and 1.7 ", the lattice circles of the two discharge vessels 17' and 17" receive an alternating control voltage of the same frequency as that of the alternating current network 11. In Fid. 11 indicates the way in which the commutation in the zero crossing of the alternating voltage esl is effected by the auxiliary circuit with the alternating voltage e, 2.
It can be seen that the instantaneous values of ec2 are superimposed on the instantaneous values of es, in such a way that the total voltage goes through zero with a delay. It is still 'noted. that the drive of the machine 62 can take place in such a way that the Ma machine 62 is rigidly kup pelt with the machine 61; but it can also be done by means of a special synchronous motor.
In many applications, a simplification can now be achieved, as will be shown below, in that further discharge paths are avoided. In Fig. 12 a Umformungseinrich device is shown, which may work as an inverter ar. A voltage 62 is directly in series with the voltage 61. This voltage can have the same frequency as the voltage 61. However, it can also be a multiple of the dance number, preferably an odd multiple, of the frequency of the voltage 61.
13 shows a number of curves that relate to the case that the voltage e62 lags the voltage e81 by 90. This case is of particular importance in applications in which the voltage e82 is supplied by the clock generator 61 by means of an auxiliary winding.
Preferably, the arrangement with the auxiliary phase shifted by 90 comes into consideration in single-phase machines, with the auxiliary phase winding being accommodated in the normally empty slots, so that the single-phase machines differ only slightly from the normal design. In FIG. 13, the voltages e ″ and e ″ as well as the total voltage es = e ″, -I- e32 and the current i supplied by the inverter, which is assumed to be a rectangular curve as a first approximation, are shown.
For example, the inverter should deliver pure active power. The commutation process is then controlled in such a way that the commutation takes place at the zero crossing of the voltage e81, that is to say at time t. Only e82 serves as the commutation voltage. If the commutation is to take place later, for example at time t .., in consideration of any inductive load,
so at this point in time e @ is still sufficiently positive. However, the inverter is mainly operated with pure active power, so that the voltage source supplying the commutation voltage P82 is only used by reactive power.
14 shows further curves of e6, e62 and P8, specifically for the case that the frequency of e82 is the third harmonic of the frequency of e81. The use of higher-frequency voltages for the commutation process can be useful if it is a question of performing the commutation process in the shortest possible time, that is to say momentarily.
Depending on the particular conversion conditions, it may also be advisable to adjust the phase of the alternating voltage e82.
In the arrangements proposed so far, it is unfavorable that the current generated by the additional voltage not only flows through the short-circuited discharge vessels, but also through the consumer.
But you can now also .the additional discharge paths and the additional voltages so that the electricity generated by the additional voltages is blocked from the path through the consumer and only the path through the main discharge path is released. 15 shows the general case in which a voltage source 64 is connected between the anodes of the discharge vessels 14 and 15 of an inverter in a parallel arrangement.
The path of the current from voltage source 64 via transformer 12 is blocked by two discharge vessels 65 'and 65 ", which can be uncontrolled. FIG. 16 shows an arrangement when a capacitor 66 is provided for commutation. The capacitor 66 is again located between the anodes of the main discharge vessels 14 and 15.
If the pipe 1.4 conducts current, the capacitor 66 is charged via an uncontrolled vessel 67 ″ connected upstream of the pipe 15 and a grid-controlled discharge vessel 6 7 ″ arranged upstream of the pipe 14 in opposite directions. Discharge cannot take place at first, since tube 65 ″ and the grid-controlled tube 67 ″ connected in parallel in opposite directions are blocked until the commutation is terminated; the discharge current can only flow through vessels 14 when the main discharge vessel 15 is opened and 15 close.
The grid-controlled discharge vessels 67 'and 67 "can also be omitted if the charging current of the capacitor 66 never exceeds the current through one of the main discharge vessels. An arrangement similar to FIG the voltage source 61 is replaced by a capacitor 66. Only the difference between the load and capacitor charge currents then flows through the vessels 65 'and 65 ", and the capacitor can only discharge via 14 and 15.
The invention described above enables an inverter operation with any phase shift between voltage and current, so that the current with its position relative to the voltage corresponds correctly to the conditions prevailing in the alternating current network. As long as the phase shifts are relatively small, there are no difficulties. However, as soon as the phase shifts are significant, there is a risk of overloading the inverter due to a zll high apparent power.
These difficulties can be remedied and proper operation guaranteed if the DC voltage supplied to elem @, # T.eehselrichter is regulated in a predetermined ratio to the phase shift between voltage and current on the AC voltage side.
In order to understand these measures, it is important to briefly explain the processes at the electrical rectifier operation: If one considers a phase shift between 0 and 90; As in the case of rectifier operation, for a constant apparent power of the converter, the direct voltage to be fed must decrease continuously according to a relationship:
which, in addition to the factors resulting from the variable commuting times, essentially depends on the cosine of the angle of separation, that is, the active power delivered by the inverter is determined by the level of the DC voltage if the AC voltage remains constant.
It has no influence whether the reactive power occurring in the alternating current network is supplied by another power generator connected to the "VV e.eb.selstrom- netz" or by the clock generator dimensioned for the delivery of the reactive power mentioned, or whether the entire active and reactive current is commutated via the inverter and drawn from the direct current network. It is advisable to couple the device for controlling the supplied direct voltage with the device used for the phase-changeable commutation of the current.
If, for example (see Fig. 17) the direct current 10 is removed from an alternating current network 69 via a grid-controlled rectifier 68, you can very easily adjust the grid voltage for the rectifier at the same angle as the grid voltage for the inverter 70 with respect to the associated conditions Shift the anode voltage and then get the desired dependency within certain limits.
Such a direct influence on the DC voltage can easily be carried out if the energy to be formed is taken from AC networks and the converters for generating the DC voltage are located directly at the place of consumption, such as converter and network coupling stations in periods. However, if the direct current is obtained from a greater distance, for example via an overland network, it may be more useful to transform the direct current through an apparatus connected upstream of the converter at the point of consumption itself and automatically adjust the level of its voltage to the phase shift prevailing on the alternating current side.
This frees you from the influence of the line capacities on the control of the forming.
If the reactive power is not generated in the supplied AC network itself; it is taken from the direct current grid via the inverter. The simplest case arises when the choke used for commutation and for smoothing the direct voltage is dimensioned so large that it can supply the reactive energy alone, for example the direct current remains with an infinitely large choke constant,
while voltage pulsations with 2p times the frequency of the alternating current appear at the choke (where p is the number of phases) and the direct current circuit remains free of current and voltage pulsations. Conversely, if the choke is very small, DC current and voltage will have Pul sations, as will be described in detail below. Therefore, the resulting voltage in the DC circuit is once smaller and once larger than the DC voltage corresponding to the anode voltage of the rectifier.
If the resulting voltage is less than the DC voltage corresponding to the anode voltage, the device works as a rectifier as under normal circumstances. Otherwise, it is easy to see that with the excess of direct voltage and with suitable control of the anode grid, energy can be transported into the primary alternating current network, so that the device works as an inverter. Means for influencing the control at any given moment of the anode voltage in such a way that the current commutation takes place in the sense required for the inverter have already been described above.
To make the control of the polarity of the voltage difference between the prevailing in the direct current network and the DC voltage corresponding to the charge voltage dependent, offers no particular difficulties. With such a device, the reactive power pulsations that occur in the fed alternating current network are transmitted via the direct current circuit to the feeding alternating current network.
After considering these general aspects, the application of the basic ideas and the working method of the forming devices will now be described in detail. As already briefly explained above, FIG. 17 shows the most general arrangement of an alternating current to alternating current conversion via a direct current intermediate circuit. The network 69 is intended to be the feeding alternating current network, and the network 11 to be the fed alternating current network with the clock generator 71.
The conversion device consists of a grid-controlled rectifier 68 and an inverter 70 connected to it via the direct current lines 10 and the choke 13. The voltage of the rectifier 68 may be regulated according to the transfer of active power.
Fig. 18 is used to illustrate the conditions in the reactive power delivery by the single-phase inverter assumed. First of all, an infinitely large choke coil in the direct current circuit and sinusoidal alternating voltage on the alternating current side are required. Fig. 18a shows the relationships at Ohmsc.her load, 18b at 45; <B> 18e </B> at 90 phase shift between current and voltage on the alternating current side.
In all three cases, e, 'is the counter voltage supplied by the clock generator, e, the fundamental wave of the alternating voltage generated by the inverter. <I> 4 </I> is the alternating current supplied by the inverter, which as a result of the large choke coil in the direct current circuit is constant direct current occurs and has a rectangular shape on the alternating current side. The power of the inverter resulting from the product of e and iR is shown in the curve for N "r.
eg is the direct voltage generated by the rectifier 68, which counteracts the counter voltage of the alternating current network e '"related to the direct current side. The difference between these two voltages cd is recorded by the choke The amount of energy to be absorbed by the choke, marked as hatched areas, increases up to a shift of 90. For pure reactive current supply, the full alternating voltage appears at the choke with constant current, i.e. the choke supplies all of the reactive energy required by the alternating current network.
In this case, the path would only have to be kept closed to the constant current in the direct current circuit via the rectifier 68 of FIG. 17, a small anode voltage being necessary to cover the losses.
In the case of a finite choke, the voltage pulsations resulting from the difference between direct and alternating voltage can no longer be completely absorbed by the choke, but are transferred to the direct current network and thus to the rectifier, with the current no longer being transferred can be kept completely constant. The processes in the rectifier take place as follows, taking into account the ideas on which the invention is based: The rectifier is assumed to have such a large number of anodes that its DC voltage is practically constant.
The voltage pulsations coming from the inverter with twice the frequency of the supplied alternating current network are superimposed on the direct voltage, so that voltages occur on the secondary side of the rectifier transformer that are partly above and partly below the direct voltage corresponding to the primary voltage.
As long as the sum of the DC voltage and the pulsating voltage does not assume any negative values, i.e. the DC voltage is greater than the largest negative peak of the pulsating voltage, the power consumption of the rectifier from the three-phase network will be based on the level of the resulting counter voltage In other words, to compose a constant power corresponding to the level of the direct voltage and a pulsating power corresponding to the level of the pulsating voltage. A special control of the rectifier apart from the device for voltage regulation is not necessary in this case.
However, if the resulting voltage is reversed in the direct current circuit, a suitable control of the rectifier must ensure that it can return power to the primary alternating current network corresponding to the magnitude of the negative direct voltage. The conditions applicable for this are to be regarded as known from the conditions at the inverter and are described below for the case of pure reactive power delivery.
In the case of loss of activity, positive and negative voltage surges of the same absolute magnitude appear alternately on the rectifier, as is already shown in Fig. 180 for a phase shift of <B> 90 '. The control of the rectifier is made ineffective for a transmission of direct current energy according to the above statements.
The special case of the single-phase conversion shown in FIG. 20 @ will be dealt with, initially on the assumption that the AC voltages of the two coupled AC networks are of the same frequency and phase. The voltages shown in FIG. 19 are then applied to the rectifier, namely voltage a on the alternating current side and voltage b on the direct current side.
During the time t, t ', in which both the primary alternating voltage with respect to the current-carrying anode and the pulsating counter voltage in the direct current circuit are positive, the voltage induced in the secondary winding according to FIG 73 be directed; if 74 has the potential zero, then a negative counter voltage is applied to 75 by the counter voltage of the DC circuit.
You only need to ensure that the voltage induced by the primary alternating current circuit (Fig. 19a) is always greater than the applied counter voltage (Fig. 19u) by the voltage drop in the direct current circuit in order to generate a current through the tube 14, which is also burning in normal rectifier operation to obtain. The device works like a rectifier on positive counter voltage. During the time t2 t @ the voltage induced in the secondary winding by the primary network remains positive, while the counter voltage in the direct current circuit reverses its direction.
The component corresponding to the primary voltage is therefore directed from 72 to 73 and 75 compared to 74 is positive. If the current path is forced via pipe 15 by means of the grid control, the component of the counter voltage from 75 to 72 is opposed to the component of the primary voltage. A current flow is possible when the component of the counter voltage by the drops in the AC circuit is greater than the component of the primary voltage.
The device then works as an inverter and supplies energy to the primary alternating current network. In the time ts t4 the processes of the time t1 <I> t </I> repeat themselves, analogously, while <I> t4 </I> t ;, analogously t2 t @; only the direction of the primary voltage is reversed, so that during t3 t4 the vessel 14 and tube 15 burns during the following half-period of the primary voltage.
The tubes of the rectifier 68 of FIG. 17 would therefore have to be controlled in the same cycle as those of the inverter 70 under the assumptions made. However, it should also be noted here that the magnitudes of the voltage taken from the primary network and the counter voltage from the direct current network .sich at any moment only differ by the voltage drops;
With the inductances present in the direct current circuit, it will suffice for the relatively high frequency of the pulsations to graduate the mean values of the voltages accordingly. The solution to this task and at the same time the other conditions that the pulsations are transmitted independently of the mutual phase position of the alternating current networks is only possible when using a rectifier with a high number of phases. Then you can work on anodes with the required potential at any time.
The commutation is done using devices 76 already described in the first part, which also enable the current transfer to anodes of lower potential. The mode of operation and structure of such a facility will be described below. The following description relates, for example, to a 12-phase rectifier whose anode voltage en, and DC voltage e. in Figure 21a. are recorded.
The illustration applies to pure active load delivery, i.e. for ohmic load on the inverter. If the power factor changes in the fed network, the transmitted active power drops while the apparent power remains the same. If the choke in the direct current circuit is practically infinitely large, so that no significant voltage pulsations occur in the direct current circuit, the direct voltage must be regulated down as the phase shift increases,
so the ordinate as a function of. the angle corresponding to the power factor in Fig. 22a. Plotted phase lag a of the grid voltage against the anode voltage .increases with the power factor angle.
If the choke is significantly smaller, then voltage pulsations become noticeable in the direct current circuit which, for example, have the positive and negative values of equal magnitude shown in FIG. 21b at a phase shift of 90.
The frequency and phase position of these pulsations are set in any relation to the frequency and phase of the anode voltages also shown in FIG. 21b. In addition, the course of the energy direction is indicated schematically by a sine curve (tlo to t12). The rectifier is now to be controlled in such a way that the mean values of the voltages supplied by the rectifier measured over a half period of the pulsations are equal to the mean values of the pulsating voltage.
The necessary relationships for the control are shown in Fig. 211). During the time tlo t11, the grid voltage of each anode must lag behind the anode voltage by an angle α; which is close to 180, always assuming that the ignition of the relevant anode starts to positive values when the grid voltage crosses zero.
When working as an inverter in the time t11 42 the shift between grid and anode voltage should be equal to an angle ss that is greater than 180, and if one disregards the influence of the voltage drops, with power factor zero is, ss - 180 = 1.80 - a; ss = <B> 360 '</B> - a.
In the rectifier, there is always commutation from anodes of lower potential to anodes of higher potential, except at time t11. Artificial, i.e. forced commutation, is only ever necessary if the pulsating voltage assumes a negative value.
If the power factor is greater than zero, the pulsation in FIG. 21b is superimposed by a positive direct current element corresponding to the active power: the positive wave of the pulsation is greater in amplitude and time, the negative wave is less. The shift between grid and anode voltage must be changed accordingly; a. and ss must assume smaller values, as shown in FIG. 22b, so that the mean values of the anode and counter voltages remain the same again.
At a certain power factor corresponding to an angle y, -the pulsations] will assume more pure negative values; From there on, the normal relationship shown in Fig. 2a will apply to the control of the rectifier.
An exemplary embodiment is shown schematically in FIG. 23, which contains the devices necessary for the control explained. The rectifier 68 and the machine 70 operate with their vessels 77 and 78 via the direct current circuit 10 </B> together with the throttle 13.
As a precaution, the control voltage, which is taken for the rectifier .dem primary, for .the inverter from the supplied AC network, is influenced in one phase in the required sense and then into a number of symmetricals equal to the number of phases of the corresponding converter - divided into phases.
The influence for ile inverters takes place in the arrangement; 79, which can consist of a bridge, and the division into the required three phases with the arrangement 80.
In addition to other variables, for example the amount of current and voltage in the alternating current network. acts on the arrangement 79, for example, a device 81 indicated in FIG. 82 .a. .that influences the external control of the inverter in this way. that the phase shift in the o ", e- fed alternating current network is automatically adapted to the prevailing conditions there.
The same device also acts via an arrangement 83 on the grid voltage of the rectifier. that the shifts a and ss shown in FIG. 2 arise between the anode and grid voltage. A device 84 decides whether the angle a or ss is generated as a function of this voltage of the direct current circuit 10.
The grid voltage with the correct phase position is broken down into the number of phases corresponding to the rectifier via a device 85 and fed to the grid. As has already been proposed, an arrangement with grid-controlled auxiliary discharge vessels can also be selected as such a device.
An example of a possible construction of the devices 83, 84 and 85 is illustrated in more detail in FIG. 24. As in FIG. 23, the control energy is taken from the primary three-phase network 69 in a single phase and via a transformer 86, the discharge vessels, preferably electron tubes 87 and 88, respectively . 87 'and 88' fed. The Röh ren 87 and 88 respectively. 87 'and 88' with their control circuits (96, 96 ', 97, 97', 98, 98 ', 99.
99 ') are supposed to fulfill the task of the devices 84 of FIG. 23, depending on the potential of the direct current circuit, to supply the control voltage to the rectifier with a shift by the angle a or B. For your purposes, the grid circuit of the tubes 87 and 88 is coupled to the primary network via a special transformer 96, which only carries voltage when the voltage in the direct current circuit is positive.
The tubes 87 'and 88' are only made conductive with the voltage appearing at the transformer 96 'if the voltage in the direct current circuit is negative. The device 89 then receives a voltage via the gate-controlled tubes with a positive potential of the direct current circuit, with which, depending on the conditions in the supplied alternating current circuit, the angle α is set; in the case of a negative potential of the direct current circuit, the device 89 ', which is used for Determination of the angle ss is used.
The control of the voltage at .den transformers 96 and 96 'is done for example in the following way: DC circuit the voltage zero, each of the transformers 96 and 96 'alternating voltage is supplied. If the voltage is only slightly different from zero, then the transformer, which is supposed to lose its voltage, flows in direct current driven by the voltage in the direct current circuit, which pre-magnetizes the transformer so strongly that its voltage collapses if its magnetizing current is applied to one vargesühalteten throttle 99 experiences a large voltage drop.
In order to limit the flow of direct current to the primary windings of transformers 96 and 96 ', capacitors 98 and 98' are switched on in the alternating current circuits. The conduction of the direct current via: one or the other of the transformers, depending on the potential in the direct current circuit, is done by valves 97 and 97 ', whose voltage drops, assumed to be constant, can be almost canceled by upstream voltage sources, especially batteries, in order to increase the sensitivity of the device to increase.
The setting of the phase angle a. and takes place in devices 89 and $ 9 'depending on the phase shift, current and voltage in the supplied alternating current network. The size of the angles is jointly regulated according to related values, whereby the values for a certain throttle size in the DC circuit only need to be set once. The a. or ss shifted single-phase voltage is broken down in devices 90 and 91 into the required number of phases.
The regulation is considerably simplified if no negative DC voltage values occur; then the grid voltage of the rectifier only needs to be regulated by the angle α. You will be able to achieve this state if you demand a power output from a converter up to a certain minimum power factor.
If a converter is to work with power factors of 1 to a maximum of <B> 0.7 </B>, the choke will be designed in such a way that the pulsations in the DC circuit that occur at 45 phase shift are no longer negative . With a larger range of the power factor, it will be a question of profitability whether an enlargement of the throttle or the reversal according to the invention is chosen.