Installation pour la signalisation électrique à haute fréquence. La présente invention se rapporte à une installation pour la signalisation électrique à haute fréquence dans laquelle on prévoit des moyens pour élargir la bande d'ondes qui doit être transmise avec un rendement maxi mum et sensiblement uniforme d'une antenne de transmission.
II a été trouvé que dans les installations radio-télégraphiques la bande de fréquences, pour laquelle une antenne ordinaire peut être syntonisée pour obtenir un rendement de transmission sensiblement uniforme, ne s'étend pas au delà d'environ 1000 cycles, tandis que la bande de fréquences la plus étroite qui doit être radiée se trouve près de la limite de 2000 cycles, l'emploi d'une bande plus étroite provoquant une déformation trop consi dérable de la voix. Ceci est surtout le cas pour les installations de haute puissance dans lesquelles les dimensions et les frais pour les éléments syntonisants, nécessaires pour élargir ladite bande d'antenne, atteignent des valeurs prohibitives.
Par conséquent, si une bande latérale unique s'étendant sur 2000 cycles doit être transmise par une antenne ordinaire, les bords de cette bande latérale, c'est-à-dire l'excès de cette bande de 2000 cycles sur les deux bords de la bande de 1000 cycles, ne sont pas transmis avec le même effet que la partie centrale de la bande, d'où résulte une déformation. Dans les installations de radio- transmission à haute puissance il est de plus nécessaire que la disposition de l'antenne soit telle que des fréquences harmoniques ou autres puissent être déviées en dehors de la bande désirée et que leur transmission soit empêchée.
Suivant la présente invention, le circuit de départ des moyens amplificateurs est accouplé à l'antenne par un circuit de charge renfermant un circuit d'accouplement shunté par capacité, les constantes dues à cette capacité, inductance et coefficient d'accouple ment étant calculées de manière que la bande de transmission effective de l'antenne soit élargie pour obtenir une transmission plus uniforme de la bande à transmettre, tandis que la transmission d'ondes dont les fré quences se trouvent en dehors de ladite bande est sensiblement empêchée.
Dans le dessin annexé, la fig. 1 est un schéma d'une installation suivant l'invention, donné à titre d'exemple; La fig.2 montre une courbe indiquant l'élargissement de la bande de transmission de l'antenne; La fig. 3 montre une courbe indiquant la manière dont varie, avec la fréquence, l'im pédance du circuit d'anode du dispositif de décharge; La fig. 4 représente un circuit théorique des éléments essentiels- du circuit d'accouple ment conforme à l'invention.
En se référant à la fig. 1, le circuit 1, renfermant un microphone 12, une batterie 13 et l'enroulement primaire d'un transfor mateur 15, représente un circuit quelconque pour produire des ondes à fréquence de-voix. Il peut, par exemple, être constitué par une ligne téléphonique reliée à une station téléphonique distante. Les ondes à fré quence de voix produites dans ledit circuit 1 sont transmises, au moyen du transformateur 15, au circuit d'arrivée du modulateur équilibré 19. Ce modulateur peut être du type décrit dans le brevet américain n 1343307, Carson.
Audit modulateur est transmise une onde porteuse provenant d'un oscillateur à haute fréquence 16 qui peut être d'un type usuel quelconque. Cette onde porteuse est transmise aux circuits d'arrivée du modulateur 19 en parallèle et la composante amplifiée à fré quence porteuse est supprimée par l'équili brage des circuits de départ du modulateur. Cette première phase de modulation a pour but d'assurer une suppression complète de l'onde porteuse. Pour effectuer ceci, la fré quence des oscillations produites par l'oscilla teur 16 est relativement basse; par exemple de 30,000 cycles par seconde. Les deux com posantes modulées à fréquences de bandes latérales passent du circuit de départ du modulateur 19 à un filtre de bandes indiqué schématiquement par le rectangle 20.
Ce filtre peut être du type décrit dans le brevet anglais n 142115, G. A. Campbell. Le filtre 20 est calculé de manière à ne laisser passer qu'une seule composante des fréquences de bande latérale. Cette bande latérale unique, à l'exclusion de toute onde non modulée à fréquence porteuse, est transmise à un deuxième modulateur 22 qui peut être du même type que le modulateur 19.
Une onde porteuse d'une fréquence d'en viron 90,000 cycles par seconde est trans mise au modulateur 22 à l'aide de l'oscilla teur 2il. De cette modulation dans le modu lateur 22 résulte une paire de bandes latérales dont les fréquences diffèrent approxi mativement de 30,000 cycles de celles des ondes produites par l'oscillateur 23. L'énergie sortant du modulateur 22 entre dans un filtre de bandes 24 calculé et construit de manière à ne laisser passer qu'une desdites bandes latérales et servant, par conséquent, à suppimer en tièrement l'autre bande latérale et les com posantes à fréquence porteuse.
La bande latérale, après avoir traversé le filtre 24, entre le circuit d'arrivée de l'amplificateur 25 représenté par un seul tube de décharge à trois électrodes. Du courant est transmis à cet amplificateur 27 par un générateur 26 à travers une bobine de réactance 28 et un compteur de courant indiqué schématiquement en A. L'amplificateur 25 est un amplificateur intermédiaire d'énergie.
La bande latérale amplifiée passe par un circuit de départ à courant alternatif de l'amplificateur 25, ce circuit comprenant un condensateur 35 et une résistance 36 reliée à la terre. Du courant continu, produit dans le générateur 26, est empêché, à l'aide du condensateur 35, de traverser ce circuit de départ à courant alternatif. L'onde amplifiée provoque une variation de voltage à travers la résistance 36 et cette variation de voltage est transmise par l'amplificateur à haute énergie comprenant les tubes 73.
Les électrodes de ces tubes sont reliées en parallèle de la manière usuelle. Du cou rant pour .chauffer les filaments de ces tubes arrive d'une source 80 de courant alternatif par le transformateur 81 et à travers les condensateurs 83 reliés avec la terre. Le courant d'anode pour ces tubes provient du générateur 82 à travers la bobine de réac tance 84.
L'onde modulée à haute énergie, provenant de l'amplificateur, passe par le condensateur 77 et le circuit d'accouplement 78 et est trans mise à l'antenne.
La connexion de la résistance 36 avec la terre renferme un filtre N, comprenant des inductances en série et des condensateurs en parallèle et une source 79 de f. é. m. Cette source 79 produit un potentiel constant et normal sur les grilles des tubes 73. Le filtre N sert à supprimer des variations quelconques du voltage produit par la source 79.
La résistance 36 a une valeur, par rap port à l'impédance intérieure d'arrivée des tubes de décharge, telle que ces tubes sont obligés de répéter sous forme amplifiée et sans déformation les ondes à haute fréquence transmises à leur circuit d'arrivée commun. Le circuit d'accouplement 78 comprend une inductance variable 90, une inductance d'ac couplement 91, et les capacités 92 et 93. L'inductance 91, qui est shuntée par un chemin renfermant une résistance 97 et un condensateur 98 en série, est accouplée à une bobine d'inductance 94 disposée dans le conducteur de terre du circuit de l'antenne.
Le condensateur 92 représente un chemin de basse impédance pour les trois ou quatre premiers ordres d'harmoniques, taudis que le condensateur 98 en série avec la résistance 97 sert à shunter les harmoniques d'ordre supérieur et à les empêcher de passer par l'inductance d'accouplement 91.
Le circuit de l'antenne comporte plusieurs sections 95 connectées entre elles, dont chacune est munie de conducteurs renfermant des bobines d'inductance 96 et s'étendant des points de connexion jusqu'à la terre. Ce circuit constitue une antenne directrice d'un type bien connu, ne formant partie de la présente invention.
La théorie sur laquelle se base l'invention est donnée ci-après en se référant à la fig. 4. Le circuit théorique représenté comprend un tube à vide transmettant son énergie à un circuit de charge ou circuit d'anode extérieur comprenant une impédance concentrée L2 (branche inductive) en série avec sa propre résistance R2, cet ensemble étant shunté par le condensateur C.
Un conducteur arrivant de l'antenne est couplé avec L2 au moyen de l'accouplement mutuel M.
On suppose que la réactance X6 de l'an tenne soit zéro pour la fréquence ft et que R, soit égal à la résistance correspondante d'antenne, R82 étant égal à la composante de résistance introduite dans la branche induc tive du circuit de départ par l'accouplement 11'L On suppose en outre que R2 représente la résistance totale du circuit de départ seul et que cette résistance soit concentrée dans la branche inductive L2. Cette supposition n'introduit qu'une faute insignifiante, parce que les pertes des bobines sont toujours plusieurs fois plus grandes que les pertes des condensateurs.
La résistance totale de la branche inductive est par conséquent: Rp=R2+R,2. Comme la réactance de l'antenne est zéro pour la fréquence ft, la composante de réac tance X.2, introduite dans la branche induc tive du circuit de départ, est aussi zéro pour cette fréquence et Xp <I>= X2,</I> où<I>X2</I> est la réactance de la branche inductive seule et Xp <I>= X,2</I> -\- <I>X2.</I> Dans le cas représenté par la fig. 4, Xz est égal à 2 7c ft <I>L2.</I> En général,
l'impédance Zo du circuit de départ des tubes a une composante de résistance Ro et une composante de réaction Xo. Il est évident que, lorsque les tubes transmettent à une résistance pure, Xo doit être zéro pour la fréquence ft; dans ce cas Zo = Ro, où Be est la valeur spéciale de. Ro correspondant à la fréquence f t. Les conditions pour qu'il en soit ainsi (le facteur de puissance étant alors égal à 1) sont:
EMI0003.0032
où Xi est la réactance de la branche capa- citative du circuit de départ. Le calcul commence en fixant la valeur numérique de Re. Pour pouvoir déterminer de manière correcte Re, il est nécessaire d'avoir d'abord des connaissances expérimentales concernant les types des tubes qu'on veut employer, parce que R8 comprend la résistance effective intérieure des tubes et parce que cette dernièré est fonction du fonctionnement des anodes.
Si N désigne le nombre des tubes connectés en parallèle,
EMI0004.0006
o%i K est constant .pour une application donnée. Si la transmission s'opère par une bande de fréquences, le choix de la valeur de .K au milieu de la bande dépend de la manière dont varie l'impédance pour les hautes et les basses fréquences.
Si le circuit de départ est destiné à empêcher les harmoniques du circuit d'anode d'atteindre l'antenne, ces courants doivent être obligés de passer par le condensateur C. On choisira pour C la valeur:
EMI0004.0012
Après avoir déterminé la valeur de Ro et Ci on a les données nécessaires pour résoudre les équations (1) et (2) pour Ri, et X2.
R2 peut être déterminé approximativement au moyen des données du calcul des bobines et l'accouplement ou le coefficient d'induction mutuelle est donné par le terme
EMI0004.0016
II est bien connu que l'impédance Zs., intro duite dans la branche inductive du circuit de départ par l'antenne, est donnée par l'expression
EMI0004.0018
Comme l'impédance Z2 de la branche inductive seule est R2 -j- j Xa, l'impédance totale est Zp -- Rp Xp -- Z,
-I- <B>Z82</B><I>=</I> (R, + Rs2) <I>j</I> (X2 + X82). L'impédance Zo du circuit de départ et le facteur de puissance sont obtenus au moyen des expressions usuelles pour circuits synto nisés parallèlement
EMI0004.0037
Lorsqu'on veut tracer la courbe de l'impé dance Zo en fonction de la fréquence, on trouvera que cette courbe (fig.3) présente deux sommets entre lesquels se trouve une dépression, et si la branche inductive est syntonisée à la fréquence ft,
cette dépression disparaît si la fréquence égale f t. En outre, la hauteur relative de ces sommets d'impé dance peut être réglée à l'aide de l'accouple ment 31 et d'une variation de l'impédance dans la branche L2, comme il a, été démontré par les formules données ci-dessus.
Pour f t et pour deux points de part et d'autre de cette fréquence, le facteur de puissance a des valeurs maximum, deux dé pressions se trouvant entre ces sommets. En examinant les formules données ci-dessus, on remarquera qu'un maniement de l'accouple ment<I>31</I> et de l'inductance de la branche L2 provoquera un changement de la courbe du facteur de puissance de manière à faire monter L'une des dépressions et à approfondir l'autre.
En se référant au circuit d'accouplement 78, on peut supposer que le condensateur 92 est représenté par C. dans la fig. 4, l'induc tance du variomètre 90 et l'enroulement pri maire du transformateur 91 par La, leur résistance par R2 et le facteur d'accouplement du transformateur 91 par 11l.
On peut alors dire que tout ce qui a été expliqué et donné par rapport au circuit suivant la fig. 4 peut être appliqué au circuit d'accouplement de la fig. 1.
En supposant qu'un voltage constant de fréquence variable soit produit dans le circuit de grille de l'amplificateur et que l'impédance des tubes soit zéro, on appliquerait au circuit de départ du voltage constant égal à Y fois le voltage alternatif de grille, où Y est l'am plification constante du tube. La caractéris tique du courant d'antenne ne diffèrera pas beaucoup de la courbe de résonance d (fig. 2) de l'antenne.
Mais lorsqu'on prend en consi dération le fait que l'impédance des tubes est limitée, on trouve que ce n'est pas le même potentiel de courant alternatif qui est produit dans le circuit de départ pour toutes les fréquences, mais que ce potentiel est plus grand pour les fréquences pour lesquelles l'impédance du circuit de départ atteint son maximum. Par conséquent, il y a une ten dance de la caractéristique du courant d'an tenne de monter aux points d'une haute impédance de départ ou de charge.
La largeur effective de la bande peut ainsi être augmentée de manière à être plusieurs fois plus grande que la bande de résonance de l'antenne, comme le montre la fig. 2 par comparaison de la courbe d avec la courbe en pointillé. Dans cette figure, on a supposé arbitrairement que la largeur effective de la bande est égale à la différence entre les deux fréquences pour lesquelles le courant d'antenne atteint la moitié de sa valeur maximum. Comme le montre la fig. 2, la largeur normale de la bande de l'antenne est de 1100 cycles ou moins.
En utilisant le circuit 78 pour accoupler des tubes à haute énergie au circuit d'antenne à 1100 cycles, on peut obtenir, comme le montre la courbe en poin tillé, une transmission sensiblement uniforme d'une onde è, haute fréquence ayant une largueur de bande de 2500 cycles ou plus encore. Il a été trouvé qu'une antenne possédant une largeur de bande de 600 cycles peut être efficacement utilisée pour trans mettre une bande de 2500 cycles ou plus encore.
L'amplitude des oscillations passant par le circuit de départ des amplificateurs com prenant les tubes 73 peut être mesurée au moyen d'un ampèremètre 119 intercalé dans le circuit de départ des amplificateurs.