Verfahren zur Verminderung des Über- und Nitsprechens in Fernsprechdoppelleitungen und Doppelsprechkreisen. Es ist schon vorgeschlagen worden, zur Ver minderung des Mit- und Übersprechens Fern sprechdoppelleitungen bezw. Doppelsprech- kreise in einzelne Abschnitte zu unterteilen, deren Kapazitätswerte durch Messungen er mittelt werden, worauf die Abgleichung der gemessenen Kapazitätswerte durch Zusatz kondensatoren erfolgt.
Nach einem weiteren Vorschlag wird zuerst das Übersprechen durch Hinzuschalten geeigneter Zusatzkondensatoren unter gleichzeitiger Kontrolle des Überspre- chens gedämpft und. hierauf unter Benutzung von Zusatzkapazitäten, welche die bestehen den Kapazitätsverhältnisse symmetrisch be einflussen, das Mitsprechen in derselben Weise abgeglichen.
Die Praxis hat nun ergeben, dass selbst beim sorgfältigsten Ausgleich der Einzelab schnitte beim Zusammenschalten derselben dennoch empfindlicher die Verständigung er schwerende Nebensprechstörungen auftreten können.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zu grunde, diesen Übelstand zu vermeiden. Sie geht von der Überlegung aus, dass das Über und Mitsprechen seine Ursache nicht nur in Kapazitätsdifferenzen hat, bezw. in einem un vollkommenen Abgleich der Kapazitätswerte, sondern auch elektromagnetische Kopplungen in den Leitungen und insbesondere den Spu len eine erhebliche Rolle dabei spielen, und dass ferner diese elektromagnetischen Störungs einflüsse ungefähr in derselben Abhängigkeit von der Frequenz der die Leitung durchflie ssenden Ströme stehen, wie die elektrostati schen Störungen.
Hierauf fussend besteht die Erfindung darin, dass der abzugleichende Lei tungsabschnitt zum Abgleich durch Wechsel strom von mittlerer Sprachfrequenz durch flossen wird, so dass die magnetischen Kopp lungen wirksam werden. Die Zusatzkapazi täten werden dann derart bemessen, dass sie beim Stromdurchgang eine möglichst grosse Dämpfung des Mit- und Übersprechens er geben. Zweckmässigerweise erfolgt der Ab schluss der zu messenden Kabelstrecke durch- ein aus ohmschem Widerstand und gönden- sator bestehendes Gebilde, wie-bei,;
pielsweise auf der Zeichnung (Fig. 1) für den Abgleich zweier Stammleitungen angegeben, welches den Wellenwiderstand der an .den Leitungs abschnitt anzuschliessenden Leitungsstrecke bei der Messfrequenz wiedergibt und der je weilig in Betracht kommenden Leitungsstrecke angepasst werden kann.
Das Verfahren ist selbstverständlich auch geeignet bei Leitungen ohne Spulen, insbe sondere zum Abgleich von Krarup-Kabeln, bei denen die Induktivität gleichmässig über die ganze Kabellänge verteilt ist.
Obschon diese Abgleichmethode einen be deutenden Fortschritt gegenüber der älteren, in der Einleitung der Beschreibung erläuterten bedeutet, so können dennoch selbst beim sorg fältigsten Abgleich der einzelnen Kabelab schnitte durch ihr Zusammenschalten Unsym- rnetrien in der Leitung entatehen, die ein störendes Nebensprechen zur Folge haben.
Ferner ist es bei dem beschriebenen Ab gleich erforderlich. die Nachbildung, welche den Wellenwiderstand der an den Leitungs abschnitt anzuschliessenden Leitungsstrecke wiedergibt, entsprechend der jeweilig in Be tracht kommenden Leitungsstrecke einzu stellen. .
Der folgenden Ausführungsform der Er findung liegt nun die Aufgabe zugrunde, diese Übelstände zu beseitigen, was dadurch ge schieht, dass vor dem Messen eines abzuglei chenden Leitungsabschnittes dieser an die schon abgeglichene Leitungsstrecke ange schlossen und in seiner endgültigen Lage ab geglichen wird. Das hat den Vorteil, dass auch die beim Zusammenschluss der Abschnitte entstehenden Unsymmetrien bei jeder Zu sammenschaltung berücksichtigt werden. Bei diesem Verfahren wird die Nachbildung gleich dein mittleren Wellenwiderstand ein- für alle mal festgelegt und schliesst die abgeglichene Kabelstrecke ab. Durch Versuche wird er mittelt, dass gerichtete Widerstände, d. h. Widerstände mit Phasenverschiebung, zur Nachbildung des Wellenwiderstandes nicht erforderlich sind.
Es genügt, die Stromkreise durch-ohmsche Widerstandskombination, z. B. in Form einer Sternschaltung, abzuschliessen (Fig. 2 und 3), wobei die Grösse<B>16</B> dieser Widerstände zweckmässig derart gewählt ist, dass 2 R annähernd den Betrag des endgül tigen Wellenwiderstandes einer der Doppel leitungen<I>I</I> oder<I>TI</I> ist. Es wurde ferner ge funden, dass die gemeinsame Erdung der Wi derstände am Scheitel des Sternes den Ab gleich weiter verbessert dadurch, dass die Unterschiede in den Erdkapazitäten mitbe- rücksichtigt werden.
Selbstverständlich kann an Stelle der ohrn- schen Widerstandskombination auch eine ent sprechende Kombination aus Kapazitäten be nutzt werden, die einen elektrischen Sym metriepunkt mit Bezug auf die Anschlüsse an die Aderenden besitzt, der geerdet ist.
Ein Nachteil, welcher diesem Verfahren noch anhaftet, besteht darin, dass der- Einfluss der Unsymmetrie des zuerst abgeglichenen Abschnittes auf den zweiten wohl im letzte ren aufgehoben wird, dass aber umgekehrt nicht der Einfluss des später angeschlossenen auf den vorher abgeglichenen aufgehoben wird. Die Folge davon ist, dass man einen vorzüg lichen Abgleich für das zuletzt abgeglichene Kabelende erzielt, während die Nebensprech- verhältnisse für den Anfang nicht so gut sind.
Um diesen Übelstand zu beseitigen, kann der Abgleich von dem mittleren Teil des Kabels ausgehend vorgenommen werden, und beide Hälften werden getrennt bis zu dem Ende abgeglichen. In diesem Falle wird man für die beiden Enden gleich gute Nebensprech- verhältnisse erhalten, während sie im mitt leren Teil, wo sie ohne störenden Einfuss sind, schlechter sein können. .
Letzteres Verfahren bat auch noch den Vorteil, dass, falls die Arbeit beschleunigt werden soll, zwei Messkolonnen benritzt wer den können. In der Mitte werden dann zwei Nachbildungen angeordnet, und jede Kolonne kann dann unabhängig von der andern in entgegengesetzter Richtung vorgehen.
In Fig. 4 ist schematisch das Abgleieh- verfahren beim Beginn des Abgleichs am Kabelanfang angedeutet. Mit a ist die Nach bildung des Wellenwiderstandes für die Mess- frequenz, mit b die bereits abgeglichene Kabel- strecke und mit c das eben angeschlossene, noch auszugleichende Kabelstück bezeichnet. In Fig. 5 ist schematisch das Abgleichver- fahren veranschaulicht, bei welchem man von dem mittleren Teil des Kabels ausgeht.
Die Messkolonne geht von d nach der einen oder andern Richtung mit ihrer Arbeit vor bis zu dem entsprechenden Kabelende.
Selbstverständlich ist das beschriebene Verfahren sinngemäss auch auf die Methode des Kapazitätsausgleichs nach dem bekann ten Kreuzungsverfahren anwendbar. Man kann dabei beispielsweise wie folgt vorgehen : Für die Messung der Kapazitätsdifferenzen werden die Messstücke .durch Widerstände der be schriebenen Art abgeschlossen. Nach erfolg tem Zusammenschalten eines Spulenfeldes mit entsprechenden Kreuzungen wird nun mehr der erste Abschnitt des folgenden Spu- lenfeldes in Zusammenschaltung m-it dem be reits abgeglichenen Spulenfeld gemessen.
Die folgenden Abschnitte des zweiten Spulenfel- des werden wieder so behandelt wie die des ersten.
- Der Anfang des ersten Spulenfeldes bleibt dauernd durch die erwähnten Widerstände abgeschlossen. Das dritte und die weiteren Spulenfelder werden in ähnlicher Weise be handelt wie das zweite. ' Verbleibt bei einem nach den beschriebe nen Arten des Verfahrens abgeglichenen Ka beln noch ein gewisses Nebensprechen, so kann dieses dadurch behoben werden, dass der Kapazitätsausgleich, der beiden letzten Spulenfelder des Kabelendes gleichzeitig er folgt, und zwar derart, dass durch gleich zeitige Veränderung von zwei Kondensatoren das Verschwinden der Induktivität bei einer mitteren Sprechfrequenz durch das Tonmini mum festgestellt wird.
Diese Massnahme beruht auf folgenden theoretischen Überlegungen Der durch eine Spannung Y in einer Dop pelleitung vom Wellenwiderstande Z am An fang eines langen Kabels hervorgerufene In duktionsstrom<I>In</I> lässt sich darstellen durch
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<I>W</I> ist eine komplizierte Funktion der Fre quenz. (Siehe Küpfmüller, Archiv für Elektro technik Bd. gII, Seite 191- usf.) Bei einem durch Kondensatoren abgeglichenen Kabel ist #P im Bereich der Sprechfrequenzen vorwie gend reell. Der imaginäre 'Anteil ist durch die Kondensatoren kompensiert worden.
Dass von Null verschieden ist, rührt von Un gleichmässigkeiten in der Induktivität und dem ohmschen Widerstande der einzelnen Adern her.
Da W mit steigender Frequenz m wächst, werde es in der Form #ff .- (o # g <I>(w)</I> geschrieben. g (m) ist eine mit der Frequenz stark schwankende Funktion, deren Mittel wert durch eine "glatte Kurve," d. h. durch eine Kurve ohne Sprünge, darstellbar ist. Der Einfachheit halber wurde angenommen, diese glatte Kurve sei durch eine Konstante ge geben.
Da #V mit dem Dämpfungsmass ssi des ?Nebensprechens zusammenhängt durch die Gleichung
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so ergibt sich hieraus für ssl der in Fig. 6 wiedergegebene mittlere Verlauf. Dabei ist die belanglose Annahme gemacht, dass für w - 5000, ssd <I>=</I> 9,0 sei.
Nun kann man das Nebensprechen auf folgende Weise vermindern. Man denke sich in den beiden ersten Spulenfedern des Kabels durch Kondensatoren ko und ki kapazitive Kopplungen zwischen den beiden Sprechkrei sen angebracht. Dann gilt für<B>?V</B>, nach Küpf- müller 1. c.
Seite 192: tP' <I>=</I> co # <I>g</I> + lco <I>ja)</I> + ki <I>j</I> (o e-'-' .7 a <I>(4)</I> wobei a das Winkelmass der induzierten Lei tung darstellt, das von der Frequenz abhän <B>gig</B> ist wie
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G1. (4)
lässt sich auch schreiben !F <I>=</I> gco <I>-</I> ko # <I>j</I> m -,-- ki # <B><I>j</I></B> co cos 2a kio) sin 21 -z (5) _ Wir bringen nun das Nebensprechen da durch zum Verschwinden, dass wir Y' = 0 setzen.
Das liefert die beiden Bedingungen,:
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Die Werte ko und k1 sind mithin voll a und damit von der Frequenz abhängig. Es wird jedoch gezeigt, dass trotzdem durch das Einfügen der beiden Kopplungen ko und k1 von der durch die G1. (6) und (7) für eine bestimmte Frequenz, beispielsweise m = 5000, gegebenen Grösse eine wesentliche Verminde rung des Nebensprechens für einen grösseren Frequenzbereich erzielt wird.
Es sei um" <I>=</I> 16000, die Messfrequenz m = 5000. Dann ist
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und a = 36,6 0. Damit wird nach G1. (6) und (7) 1o = 0,303 g, k1 = 1,045 g.
Setzt man diese Werte in G1. (5) ein, so erhält man T' = mg [1 - 1,045 sin 2a -f- j (0,303 - 1,045 cos 2u)] mit lco = 0; k1 = 0 ist yj = mg.
Daher ist die Verbesserung fl' gegeben durch
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Die hieraus folgenden Grössen (3' sind für verschiedene
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in der folgenden Tabelle wie dergegeben und in Fig. 7 aufgezeichnet.
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Die Werte ss' addieren sich zu den Werten (3b der Fig. 6. Daher erhält man als Resultat das Bild der Fig. B.
Praktisch geht der Ausgleich so vor sich, dass man an den beiden Punkten variable Kondensatoren ko und k1 (Fig. 9) zufügt und so lange verändert, bis man am Anfang der induzierten Leitung das Tonminimum wahr nimmt. Das Gleiche muss nach Einsetzen der Kondensatoren vom fernen Ende des Kabels aus ausgeführt werden. Hierauf muss man erforderlichenfalls am Anfang wieder etwas nachgleichen. Das Verfahren konvergiert um so rascher, je grösser die Leitungsdämpfung ist. Die Zahl der einzusetzenden Kondensa toren wird dabei natürlich nicht erhöht.
In Fig. 9 ist die Messeinrichtung an einem Kabelende veranschaulicht. Mit ko, ki sind die beiden einstellbaren Kondensatoren be zeichnet, die in den beiden ersten Spulenfel- dern angebracht sind und die beiden Sprech kreise miteinander koppeln, mit F ein Fern hörer und mit b' eine Wechselstrorrrquelle, die vorzugsweise einen Wechselstrom von mitt lerer Sprechfrequenz c) = 5000 liefert.
Die Abgleichung erfolgt im übrigen wie gewöhnlich.
Die Kondensatoren ko, k1 werden unter gleichzeitigem Abhören so lange eingestellt, bis am Fernhörer das Tonminimum wahrge nommen wird. Hierauf wird dieselbe Einstel lung am andern Kabelende ausgeführt, wor auf all dem ersten Ende nachgestellt wird und diese Nachstellungen wechselweise an beiden Kabelenden so oft wiederholt werden, bis die günstigsten Werte erzielt worden sind: Die einstellbaren Kondensatoren Donnen dann durch entsprechende feste Kondensatoren- er setzt werden. Der Erfindungsgegenstand kann selbstverständlich auch bei Krarupkabeln und Freileitungen angewandt werden.
Process for reducing over and nit talk in two-way telephone lines and double-talk circuits. It has already been proposed to reduce the speaking and crosstalk double telephony lines BEZW. To subdivide double-talk circuits into individual sections, the capacitance values of which are determined by measurements, whereupon the measured capacitance values are calibrated using additional capacitors.
According to a further suggestion, the crosstalk is first attenuated by adding suitable additional capacitors while at the same time checking the crosstalk. then using additional capacities, which symmetrically influence the existing capacitance ratios, the participation is balanced in the same way.
Practice has now shown that even with the most careful balancing of the individual sections when interconnecting the same, crosstalk interference that makes communication difficult can occur.
The invention is now based on the object of avoiding this drawback. It is based on the idea that talking too much and having a say is not only caused by differences in capacity, respectively. In an imperfect adjustment of the capacitance values, but also electromagnetic couplings in the lines and in particular the coils play a significant role, and that these electromagnetic interference influences are approximately the same as the frequency of the currents flowing through the line electrostatic interference.
Based on this, the invention consists in the fact that the line section to be calibrated is flowed through for calibration by alternating current of medium speech frequency, so that the magnetic couplings become effective. The additional capacities are then dimensioned in such a way that they give the greatest possible attenuation of voice and crosstalk when current passes through. The cable section to be measured is expediently terminated by a structure consisting of an ohmic resistor and a generator, as in,;
For example, on the drawing (Fig. 1) for the adjustment of two trunk lines, it shows the wave impedance of the line section to be connected to the line section at the measuring frequency and can be adapted to the line section in question.
The method is of course also suitable for lines without coils, especially for balancing Krarup cables where the inductance is evenly distributed over the entire length of the cable.
Although this calibration method represents a significant advance over the older one explained in the introduction to the description, even the most careful calibration of the individual cable sections can result in unbalances in the line resulting in disruptive crosstalk.
It is also necessary in the case of the Ab described. the simulation, which reflects the wave resistance of the line section to be connected to the line section, should be set according to the line section in question. .
The following embodiment of the invention is based on the task of eliminating these inconveniences, which is done by the fact that before measuring a line section to be matched this is connected to the line section that has already been matched and is matched in its final position. This has the advantage that the asymmetries that arise when the sections are merged are also taken into account for each connection. With this method, the simulation is determined once and for all, the mean wave resistance, and completes the balanced cable section. It is averaged through experiments that directional resistances, i.e. H. Resistors with phase shift to simulate the wave resistance are not required.
It is sufficient to run the circuits through ohmic resistance combination, e.g. B. in the form of a star connection (Fig. 2 and 3), the size of these resistors is expediently chosen such that 2 R is approximately the amount of the final wave resistance of one of the double lines <I > I </I> or <I> TI </I>. It was also found that the common grounding of the resistors at the apex of the star further improves the balance by also taking into account the differences in the earth capacitances.
Of course, instead of the ohn's resistance combination, a corresponding combination of capacitances can be used that has an electrical point of symmetry with respect to the connections to the wire ends that is earthed.
A disadvantage that still adheres to this method is that the influence of the asymmetry of the first matched section on the second is probably canceled in the last one, but vice versa the influence of the later connected section on the previously matched section is not canceled. The consequence of this is that you achieve an excellent match for the cable end that was matched last, while the crosstalk conditions are not so good to begin with.
In order to remedy this inconvenience, the alignment can be carried out starting from the middle part of the cable, and both halves are aligned separately up to the end. In this case, equally good crosstalk ratios will be obtained for the two ends, while they can be worse in the middle part, where they are without disturbing influence. .
The latter procedure also had the advantage that, if the work is to be accelerated, two measuring columns can be scratched. Two replicas are then placed in the middle, and each column can then proceed in opposite directions independently of the other.
In FIG. 4, the trimming process is indicated schematically at the start of trimming at the beginning of the cable. With a the simulation of the wave resistance for the measuring frequency is denoted, with b the already calibrated cable section and with c the just connected piece of cable still to be compensated. In FIG. 5, the adjustment method is illustrated schematically, in which one starts from the middle part of the cable.
The measuring column goes from d in one direction or the other with its work up to the corresponding cable end.
Of course, the method described can also be applied analogously to the method of capacity equalization according to the known crossing method. You can proceed as follows, for example: To measure the capacitance differences, the measuring pieces are terminated by resistors of the type described. After a coil field with corresponding intersections has been interconnected, the first section of the following coil field is now measured in interconnection with the coil field that has already been adjusted.
The following sections of the second coil field are treated like those of the first.
- The beginning of the first coil field remains permanently closed by the resistances mentioned. The third and further coil fields are treated in a similar way to the second. 'If a certain crosstalk still remains in a cable calibrated according to the described types of method, this can be eliminated by the fact that the capacitance compensation of the last two coil fields of the cable end takes place at the same time, in such a way that by a simultaneous change of two capacitors the disappearance of the inductance at a middle speaking frequency is determined by the Tonmini mum.
This measure is based on the following theoretical considerations The induction current <I> In </I> caused by a voltage Y in a double line from the characteristic impedance Z at the beginning of a long cable can be represented by
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<I> W </I> is a complicated function of frequency. (See Küpfmüller, Archiv für Elektro technik, Vol. GII, page 191- etc.) In the case of a cable balanced by capacitors, #P is predominantly real in the range of the speaking frequencies. The imaginary 'part has been compensated for by the capacitors.
The fact that is different from zero is due to irregularities in the inductance and the ohmic resistance of the individual wires.
Since W grows with increasing frequency m, it is written in the form #ff .- (o # g <I> (w) </I>. G (m) is a function that fluctuates strongly with frequency, the mean value of which is by a "smooth curve" can be represented by a curve without jumps. For the sake of simplicity, it was assumed that this smooth curve is given by a constant.
Since #V is related to the attenuation factor ssi of the? Crosstalk through the equation
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this results in the mean curve shown in FIG. 6 for ssl. The irrelevant assumption is made that for w - 5000, ssd <I> = </I> is 9.0.
Now one can reduce the crosstalk in the following way. Imagine in the first two coil springs of the cable by capacitors ko and ki capacitive couplings between the two speech circuits are attached. Then for <B>? V </B>, according to Küpfmüller 1. c.
Page 192: tP '<I> = </I> co # <I> g </I> + lco <I> ja) </I> + ki <I> j </I> (o e -'- '.7 a <I> (4) </I> where a represents the angular dimension of the induced line, which depends on the frequency as
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G1. (4)
can also be written! F <I> = </I> gco <I> - </I> ko # <I> j </I> m -, - ki # <B> <I> j </ I > </B> co cos 2a kio) sin 21 -z (5) _ We now make the crosstalk disappear by setting Y '= 0.
That gives the two conditions:
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The values ko and k1 are therefore fully a and thus dependent on the frequency. It is shown, however, that by inserting the two couplings ko and k1 from the one created by the G1. (6) and (7) for a certain frequency, for example m = 5000, given size a substantial reduction of the crosstalk is achieved for a larger frequency range.
Let it be about "<I> = </I> 16000, the measuring frequency m = 5000. Then
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and a = 36.6 0. According to Eq. (6) and (7) 1o = 0.303 g, k1 = 1.045 g.
If you put these values in eq. (5) one obtains T '= mg [1 - 1.045 sin 2a -f- j (0.303 - 1.045 cos 2u)] with lco = 0; k1 = 0 is yj = mg.
Hence the improvement is given by fl '
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The following sizes (3 'are for different
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as shown in the following table and recorded in FIG.
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The values ss' add up to the values (3b of Fig. 6. Therefore, the result is the image of Fig. B.
In practice, the equalization takes place in such a way that variable capacitors ko and k1 (FIG. 9) are added at the two points and changed until the minimum sound is perceived at the beginning of the induced line. The same must be done from the far end of the cable after inserting the capacitors. If necessary, you have to readjust something again at the beginning. The method converges all the faster, the greater the line attenuation. The number of capacitors to be used is of course not increased.
In Fig. 9, the measuring device is illustrated at one end of the cable. With ko, ki the two adjustable capacitors are designated, which are attached in the first two coil fields and couple the two speech circuits with each other, with F a receiver and with b 'an alternating current source, which is preferably an alternating current of medium speech frequency c) = 5000 delivers.
The comparison is otherwise carried out as usual.
The capacitors ko, k1 are set with simultaneous monitoring until the sound minimum is perceived on the remote receiver. The same setting is then carried out at the other end of the cable, whereupon the first end is readjusted and these readjustments are alternately repeated on both cable ends until the most favorable values have been achieved: The adjustable capacitors are then replaced by corresponding fixed capacitors will. The subject matter of the invention can of course also be applied to Krarup cables and overhead lines.