2 ~
Récepteur num~rique à fréquence intermédiaire et procédé de filtrage en bande de base_mis en oeuvre dans ce récepteur La présente invention concerne un récepteur numérique à
fréquence intermédiaire.
Elle vise également un procédé de filtrage en bande de base mis en oeuvre dans ce r~cepteur.
Les récepteurs numériques actuels doivent extraire l'information sur des voies en phase et en guadrature après avoir ramené le signal en bande de base. Cela est 10 généralement réalisé en utilisant deux mélangeurs recevant :
- d'une part, un signal d'entrée ;
- d'autre part, un signal en provenance d'un oscillateur local pour la voie en phase, et le même signal d~phasé
de ~/2 pour la voie en quadrature.
Le signal en sortie de chaque mélangeur doit être filtré
~de manibre analogique) pUi6 subir une conversion analogique/numérique et enfin un traitement en bande de base.
A titre d'exemple, en référence à la figure 1, un 20 dispositif récepteur 30 comprend généralement en amont un premier filtre passe-bande 36, un amplificateur à faible bruit 37 et deux voies comprenant chacune un mélangeur 33, 33', un filtre 32, 32', et un échantillonneur 34, 34'. Le mélangeur 33 est reli~ à un oscillateur local via un 25 déphaseur de ~/2 tandis que le mélangeur 33' est directement relié ~ cet oscillateur. Les sorties respectives des deux échantillonneurs 34, 34' sont traitées numériquement en bande de base 35. Dans ce type de dispositif, les opérations de filtrage de canal sont effectuées au niveau des filtres 30 32, 32' r~alisés en technologie analogique dont les caractéristiques fixes conditionnent fortement les performances globales du récepteur et le niveau de protection contre les interférences.
C9 type de traitement présente ainsi des inconvénients 35 en termes de précision, de d~rive et d'adaptation A
diff~rents canaux et de débits de bits.
2 2 1 ~ 8 9 r~
Le but de l'invention est de remédier ~ ces inconvénients en proposant un récepteur numérique à
fréquence intermédiaire qui présente une meilleure précision, pas de dérive, et une adaptativité qui permette 5 d'en ajuster les caract~ristiques en fonction des besoins, par exemple pour s'adapter à différentes modulations ou largeurs de bande, éliminer un brouilleur, réaliser un préfiltrage ou un filtrage adaptatif pour l'égalisation.
Suivant l'invention, le récepteur comprenant des moyens lo d'antenne pour capter des signaux, des moyens pour convertir A une fréquence intermédiaire prédétermin~e un signal d'entrée et des moyens de traitement en bande de base, est caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de conversion analogique/numérique avec sur~chantillonnage par 15 rapport ~ la largeur de bande du signal ramenant le signal en bande de base, qui reçoivent en entrée le signal reçu et converti à fréquence intermédiaire, et des moyens de filtrage à décimation recevant en entrée le signal converti et reliés en sortie aux moyens de traitement en bande de 20 base.
Ainsi, dans un récepteur numérique selon l'invention, certaines fonctions de filtrage effectuées antérieurement sur des signaux analogiques sont reportées dans la partie numérique. Le bruit hors bande est éliminé par le filtre de 25 décimation qui peut de plus assurer d'autres fonctions de filtrage. En outre, l'implantation de la conversion ainsi proposée devient aisée dans un circuit int~gré. De plus, le récepteur selon l'invention offre une adaptativité de la largeur de bande du signal.
Selon un mode avantageux de réalisation d'un récepteur selon l'invention, ce récepteur comprend en outre, en sortie des moyens de conversion analogique/numérique avec suréchantillonnage, deux voies comprenant chacune des moyens de filtrage à décimation reliés aux moyens de traitement en 35 bande de base.
2~89~'~
Suivant un autre aspect de l'invention, il est proposé
un proc~dé de filtrage numérique en bande de base d'un signal d'entrée préalablement converti ~ une fréquence ~:
intermédiaire préd~terminée, caractérisé en ce qu'il s comprend une étape de conversion analogique/numérique avec une fréquence d'échantillonnage supérieure au double de la largeur de bande du signal d'entrée (suréchantillonnage) mais pouvant être inférieure au double de la fr~quence intermédiaire (sous-échantillonnage) afin de ramener le 10 signal en bande de base par repliement du spectre, suivie d'une étape de mise en forme dudit signal ainsi converti par : :
filtrage de décimation.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaitront encore dans la description ci-après. Aux 15 dessins annex6s donnés à titre d'exemples non limitatifs :
- la figure 1 est un schéma synoptique d'un récepteur conventionnel à deux voies selon l'art antérieur ;
- la figure 2 est un schéma synoptique d'un récepteur numérique selon l'invention ;
- La figure 3 est un schéma synoptique d'un convertisseur Sigms-Delta ; ::
- la figure 4 représente un exemple d'évolution de la densité spectrale de puissance en fonction de la fréquence, obtenu avec le procédé selon l'invention ;
et - la figure 5 représente la densité spectrale de puissance du bruit pour deux fréquences d'échantillonnage. .
On vs maintenant décrire une forme particulière de 30 réalisation d'un récepteur numérique selon l'invention, en référence aux figures 2 à 5.
Un r~cepteur numérique 1 selon l'invention, comprend, à
titre d'exemple non limitatif, en référence à la figure 2, une antenne de réception 11, un filtre passe-bande 16 suivi 35 d'un préamplificateur à faible bruit 20 sur toute la bande de fréquence du récepteur, un mélangeur 21 suivi d'un filtre 21~37~
passe-bande 22 pour ramener le signal à une fréquence intermédiaire pr~déterminée, un module de conversion analogique/numérique 15 générant un signal num~rique sur 1 bit, suivi de deux canaux en quadrature 12, 13 comprenant 5 chacun un filtre à d~cimation 9,10 d~livrant une information numérique sur n bits et reliés à un module de traitement en bande de base 14.
Le module de conversion analogique/numérique lS peut être avantageusement réalisé sous la forme d'un 10 convertisseur dit Sigma-Delta comme l'enseigne l'ouvrage intitul~ "Oversampling Delta-Sigma Data converters"
(convertisseurs de données Delta-Sigma à suréchantillonnage) IEEE Press, par James C.CANDY et Gabor C.T~MRS. Les convertisseurs Sigma-Delta sont des convertisseurs 15 analogique/numérique conçus pour etre intégrés. A titre d'exemple, un convertisseur Sigma-Delta 15 comprend, en référence à la figure 3, un filtre 3, un échantillonneur 4, un quantificateur 5, par exemple un quantificateur de un bit, et une boucle 6 comprenant un convertisseur 20 numérique/analogique éventuellement suivi d'un filtre analogique, et un soustracteur 2 recevant en entrée positive le signal à convertir et en entrée négative un signal de sortie du convertisseur numérique/analogique ou du filtre analogique si celui-ci est présent. Ce convertisseur 15 est 25 généralement suivi d'un ou plusieurs filtres à décimation 16. La fréquence d'échantillonnage doit etre proportionnelle à la fréquence intermédiaire afin de ramener en bande de base une composante du signal ~chantillonn~ par repliement de spectre. Le facteur de proportionnalité entre les deux 30 fréquences doit etre du type:
féchantillonnage= 2~ +1 fFI
avec fFI: fréquence interm~diaire et m: entier positif ou nul prédéterminé, afin de bien ramener une composante du signal en bande de base comme 35 décrit dans l'article "Interpolative bandpass A/D
2118~7~
Conversion" (conversion A/N passe-bande interpolatrice) de Hans-Joachim DRESLER, Signal Processing 22 (1991) 139-151.
La fréquence intermédiaire fFI et le coefficient m doivent de plus ~tre choisis tels que la fréquence d'échantillonnage 5 soit supérieure au double de la largeur de bande du signal entrant (fréquence de Nyquist), mais en pratique on observe des rapports beaucoup plus élevés, par exemple de 20 à 100.
Ceci est du au fait que le quantificateur contribue à
ajouter au signal un bruit de quantification élevé, surtout 10 lorsqu'il s'agit d'un quantificateur à un bit qui n'est qu'un simple comparateur, et il est alors recommand~
d'augmenter la frequence d'échantillonnage afin de diminuer le niveau de bruit de quantification dans la bande utile du signal. En effet, 8i on suppoæe que le bruit de 15 quantification peut être assimilé à un bruit blanc, la densité spectrale de puissance apportée par le quantificateur 5 présente une évolution fréquentielle telle que représentée en figure 5 où S représente la densité
spectrale du signal tandis que B1 représente la densité
20 spectrale du bruit blanc, pour une fréquence d'échantillonnage Fsl. Si on choisit une fréquence d'échantillonnage Fs2 nettement plus élevée que la fréquence de Nyquist, alors la densité spectrale de bruit B2 est dispersée sur une plus large bande, en reférence à la figure 25 5, et ls signal utile S est moins affecté.
La boucle de contre-réaction 6 contribue à rejeter le bruit en dehors de la bande de signal à l'aide d'un filtre 3 judicieusement placé avant l'échantillonneur 4 commandé en suréchantillonnage. On obtient avec ce type de conversion 30 des densités spectrales de puissance en bande de base telles que représentées en figure 4, où la densité spectrale de bruit B reste minime dans la bande de signal et ne croit qu'au delà de cette bande jusqu'à la fréquence Fs/2. Il est alors nécessaire pour des raisons pratiques de réduire la 35 fréquence d'echantillonnage au niveau de la fréquence de Nyquist, ou légèrement au dessus. Ceci peut ~tre réalise 211~39rl~
num~riquement au moyen d'un filtre ~ d~cimation qui a pour fonction de rejeter le bruit hors-bande, les ~ventuelles réplications du spectre dues au repliement de spectre et d'éventuels brouilleurs se manifestant par des fréquences 5 supérieures à celles du signal utile et inférieures à la frequence de Nyquist, et de couper la fréquence d'échantillonnage. Le choix de la fréquence de coupure de ce filtre est le résultat d'un compromis dans la mesure où une trop grande fréquence de coupure conduit a une protection 10 insuffisante contre les interférences et une trop faible conduit à une distorsion du signal. Le principe de d~cimation mis en oeuvre dans ce type de filtre et des modes de synthèse sont notamment décrits dans l'article "Interpolation and Decimation of Digital 15 Signals"(Interpolation et décimation de signaux numériques) de R.E. CROCHIERE et L.R. RABINER, Proceedings of the IEEE, Vol.69, No.3, Mars 1981.
Dans le cas du récepteur numérique selon l'invention représenté en figure 2, le convertisseur 20 analogique/numérique 15 est appliqué à un signal en fréquence intermédiaire IF préalablement soumis à un filtrage passe-bande 22. Il est particulièrement avantageux de mettre en oeuvre une technique dite de "sous-échantillonnage" consistant à choisir pour la frequence 25 d'echantillonnage, non pas une frequence au moins deux fois supérieure à la fréquence maximale du signal (fréquence de Nyquist), mais une fr~quence au moins deux fois supérieure à
la largeur de bande utile du signal, ce qui revient dans le cas d'un signal à fréquence interm~diaire à diminuer 30 considérablement la fr~quence d'échantillonnage et donc ~
améliorer les performances du recepteur numérique. Le principe du sous-échantillonnage mis en oeuvre au niveau de l'échantillonneur 4, qui est notamment décrit dans l'article "Undersampling techniques simplify digital radio" (les 35 techniques de sous-échantillonnage simplifient la radio numérique) de Richard GROSHONG et Stephen RUSCAK, paru dans .. ' '; , , . '., . . :'. ' . ' ~
'' ~ ~ ' ' . ' '' ' . . : , ' ' ' ~ . :
2 1 ~
la revue "Electronic Design" du 23 Mai 1991, permet de ramener le signal de fréquence intermédiaire en bande de base.
On va maintenant décrire les effets obtenus sur les 5 spectres de puissance par mise en oeuvre du procédé selon l'invention. En référence à la figure 4 qui représente la densité de puissance spectrale P(f) d'un signal reçu S, on observe une fréquence d'interférence I, un spectre de bruit de quantification B pour une fréquence d'échantillonnage Fs 10 et un filtre F.
Il faut noter que le bruit de quantification est pratiquement rejeté de la bande utile et qu'il peut etre supprimé par les filtres à décimation 9, 10 qui contribuent également à la suppression de la fréquence d'interférence I.
15 En pratique, les filtres à décimation peuvent être très longs.
Dans un mode effectif de réalisation de l'invention, pour une fréquence de sortie du quantificateur à un bit égale à 200 kHz, le filtre décimateur délivre des 20 informations sur 8 bits à une fréquence de 8 kHz, ce qui correspond à un débit numérique de 64 kbits/seconde.
En outre, avec l'invention, le caractère numérique du filtre offre la possibilité d'une très grande adaptativite et on peut alors accorder les caractéristiques du récepteur 25 en cours de communication et résoudre le problèmes des taux de bits adaptatifs.
Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de 30 l'invention. Ainsi, le procédé selon l'application peut apporter une solution satisfaisante pour des largeurs de bande variables et des débits de bit adaptatifs dans de futures applications, telles que RACE ou UMTS. 2 ~
Digital intermediate frequency receiver and method of baseband filtering implemented in this receiver The present invention relates to a digital receiver intermediate frequency.
It also relates to a band filtering method of base implemented in this receiver ~.
Current digital receivers must extract information on channels in phase and in guadrature after have reduced the baseband signal. That is 10 generally carried out using two mixers receiving:
- on the one hand, an input signal;
- on the other hand, a signal from an oscillator local for the phased channel, and the same phased signal of ~ / 2 for the quadrature channel.
The output signal of each mixer must be filtered ~ analog way) can undergo conversion analog / digital and finally a band processing of based.
By way of example, with reference to FIG. 1, a 20 receiving device 30 generally comprises upstream a first bandpass filter 36, a low amplifier noise 37 and two channels each comprising a mixer 33, 33 ', a filter 32, 32', and a sampler 34, 34 '. The mixer 33 is connected ~ to a local oscillator via a 25 phase shifter of ~ / 2 while the mixer 33 'is directly connected ~ this oscillator. The respective outputs of the two samplers 34, 34 'are processed digitally in baseband 35. In this type of device, the operations filtering is done at the filters 30 32, 32 'carried out in analog technology, the fixed characteristics strongly condition the overall receiver performance and level of protection against interference.
C9 type of treatment thus has disadvantages 35 in terms of accuracy, drift and adaptation A
different channels and bit rates.
2 2 1 ~ 8 9 r ~
The object of the invention is to remedy ~ these disadvantages of offering a digital receiver to intermediate frequency which has better precision, no drift, and an adaptivity that allows 5 to adjust the characteristics as required, for example to adapt to different modulations or bandwidths, eliminate a jammer, make a prefiltering or adaptive filtering for equalization.
According to the invention, the receiver comprising means antenna lo to receive signals, means to convert At a predetermined intermediate frequency a signal input and baseband processing means, is characterized in that it further comprises means for analog / digital conversion with oversampling by 15 ratio ~ signal bandwidth bringing the signal in baseband, which receive the received signal as input and converted to intermediate frequency, and means of decimation filtering receiving the converted signal as input and connected at the output to the strip processing means of 20 base.
Thus, in a digital receiver according to the invention, some filtering functions performed previously on analog signals are reported in the section digital. Out-of-band noise is eliminated by the 25 decimation which can further perform other functions of filtering. In addition, the implementation of the conversion as well proposed becomes easy in an integrated circuit. In addition, the receiver according to the invention offers an adaptivity of the signal bandwidth.
According to an advantageous embodiment of a receiver according to the invention, this receiver further comprises, at the output analog / digital conversion means with oversampling, two channels each comprising means decimation filter connected to the processing means 35 baseband.
2 ~ 89 ~ '~
According to another aspect of the invention, it is proposed a digital baseband filtering process of a input signal previously converted ~ a frequency ~:
intermediate pred ~ finished, characterized in that it s includes an analog / digital conversion step with a sampling frequency greater than double the input signal bandwidth (oversampling) but may be less than twice the frequency intermediate (subsampling) in order to bring the 10 baseband signal by aliasing, followed a step of shaping said signal thus converted by::
decimation filtering.
Other features and advantages of the invention will appear again in the description below. To the 15 annexed drawings given by way of nonlimiting examples:
- Figure 1 is a block diagram of a receiver conventional two-way according to the prior art;
- Figure 2 is a block diagram of a receiver digital according to the invention;
- Figure 3 is a block diagram of a Sigms-Delta converter; ::
- Figure 4 shows an example of evolution of the power spectral density as a function of the frequency, obtained with the method according to the invention;
and - Figure 5 shows the spectral density of noise power for two frequencies sampling. .
We now describe a particular form of 30 realization of a digital receiver according to the invention, in reference to Figures 2 to 5.
A digital receiver 1 according to the invention comprises, at by way of nonlimiting example, with reference to FIG. 2, a receiving antenna 11, a bandpass filter 16 followed 35 of a low noise preamplifier 20 on the whole band frequency of the receiver, a mixer 21 followed by a filter 21 ~ 37 ~
bandpass 22 to reduce the signal to a frequency intermediate pr ~ determined, a conversion module analog / digital 15 generating a digital signal on 1 bit, followed by two quadrature channels 12, 13 including 5 each a decimation filter 9.10 d ~ delivering information digital on n bits and connected to a processing module in base band 14.
The lS analog / digital conversion module can advantageously be produced in the form of a 10 converter says Sigma-Delta as the book teaches entitled ~ "Oversampling Delta-Sigma Data converters"
(oversampling Delta-Sigma data converters) IEEE Press, by James C. CANDY and Gabor CT ~ MRS. The Sigma-Delta converters are converters 15 analog / digital designed to be integrated. As example, a Sigma-Delta 15 converter includes, in reference to FIG. 3, a filter 3, a sampler 4, a quantifier 5, for example a quantifier of one bit, and a loop 6 comprising a converter 20 digital / analog possibly followed by a filter analog, and a subtractor 2 receiving a positive input the signal to convert and a negative signal as digital / analog converter or filter output analog if it is present. This converter 15 is 25 generally followed by one or more decimation filters 16. The sampling frequency must be proportional at the intermediate frequency in order to bring the base a component of the signal ~ sampled ~ by folding spectrum. The proportionality factor between the two 30 frequencies must be of the type:
sampling = 2 ~ +1 fFI
with fFI: intermediate frequency and m: predetermined positive or zero integer, so that bring back a baseband signal component like 35 described in the article "Interpolative bandpass A / D
2118 ~ 7 ~
Conversion "(interpolating bandpass A / D conversion) from Hans-Joachim DRESLER, Signal Processing 22 (1991) 139-151.
The intermediate frequency fFI and the coefficient m must more ~ be chosen such as the sampling frequency 5 is greater than double the signal bandwidth incoming (Nyquist frequency), but in practice we observe much higher ratios, for example 20 to 100.
This is because the quantifier contributes to add high quantization noise to the signal, especially 10 when it is a one-bit quantizer which is not than a simple comparator, and it is then recommended ~
increase the sampling frequency to decrease the quantization noise level in the useful band of the signal. Indeed, 8i one supposes that the noise of 15 quantification can be likened to white noise, the power spectral density provided by the quantifier 5 presents a frequency evolution such as shown in Figure 5 where S represents the density spectral of the signal while B1 represents the density 20 spectral white noise, for a frequency Fsl sampling. If we choose a frequency Fs2 sampling rate significantly higher than the frequency of Nyquist, then the noise spectral density B2 is dispersed over a wider band, referenced in the figure 25 5, and the useful signal S is less affected.
The feedback loop 6 helps to reject the noise outside the signal band using a filter 3 judiciously placed before the sampler 4 ordered in oversampling. We get with this type of conversion 30 baseband power spectral densities such as as shown in Figure 4, where the spectral density of noise B remains minimal in the signal band and does not believe than beyond this band to the frequency Fs / 2. It is then necessary for practical reasons to reduce the 35 sampling frequency at the frequency of Nyquist, or slightly above. This can be done 211 ~ 39rl ~
numerically by means of a decimation filter which has for function to reject out-of-band noise, any ~
spectrum replication due to aliasing and possible jammers manifested by frequencies 5 greater than those of the wanted signal and less than the Nyquist frequency, and cut the frequency sampling. The choice of the cut-off frequency of this filter is the result of a compromise since a too high cut-off frequency leads to protection 10 insufficient against interference and too weak leads to signal distortion. The principle of decimation implemented in this type of filter and modes are described in particular in the article "Interpolation and Decimation of Digital 15 Signals "(Interpolation and decimation of digital signals) by RE CROCHIERE and LR RABINER, Proceedings of the IEEE, Vol. 69, No. 3, March 1981.
In the case of the digital receiver according to the invention shown in Figure 2, the converter 20 analog / digital 15 is applied to a signal in IF intermediate frequency previously subjected to a bandpass filtering 22. It is particularly advantageous to implement a technique called "sub-sampling "of choosing for frequency 25 sampling, not a frequency at least twice higher than the maximum signal frequency (frequency of Nyquist), but a frequency at least twice as high as the useful bandwidth of the signal, which comes back in the case of an intermediate frequency signal to decrease 30 considerably the sampling frequency and therefore ~
improve the performance of the digital receiver. The principle of subsampling implemented at the sampler 4, which is notably described in the article "Undersampling techniques simplify digital radio" (the 35 sub-sampling techniques simplify radio digital) by Richard GROSHONG and Stephen RUSCAK, published in .. ''; ,,. '.,. . : '. '. '~
'' ~ ~ ''. ''''. . :, '''~. :
2 1 ~
the review "Electronic Design" of May 23, 1991, allows to reduce the intermediate frequency signal into a band based.
We will now describe the effects obtained on 5 power spectra by implementing the method according to the invention. Referring to Figure 4 which represents the spectral power density P (f) of a received signal S, we observes an interference frequency I, a noise spectrum quantization method B for a sampling frequency Fs 10 and a filter F.
It should be noted that the quantization noise is practically rejected from the useful band and that it can be removed by decimation filters 9, 10 which contribute also to the suppression of the interference frequency I.
15 In practice, decimation filters can be very long.
In an effective embodiment of the invention, for a one-bit quantizer output frequency equal to 200 kHz, the decimator filter delivers 20 information on 8 bits at a frequency of 8 kHz, which corresponds to a digital bit rate of 64 kbits / second.
In addition, with the invention, the numerical nature of the filter offers the possibility of very great adaptability and we can then tune the receiver characteristics 25 in communication and solve the rate problem adaptive bits.
Of course, the invention is not limited to the examples which have just been described and many arrangements can be brought to these examples without departing from the scope of 30 the invention. Thus, the process according to the application can provide a satisfactory solution for widths of variable band and adaptive bit rates in future applications, such as RACE or UMTS.