BRPI0922241B1

BRPI0922241B1 - receptor numérico de banda larga compreendendo mecanismo de detecção de saltos de fase

Info

Publication number: BRPI0922241B1
Application number: BRPI0922241-3A
Authority: BR
Inventors: Thierry Briand
Original assignee: Thales
Priority date: 2008-12-16
Filing date: 2009-12-14
Publication date: 2020-11-03
Also published as: FR2939988A1; EP2366118A1; US20110286552A1; EP2366118B1; BRPI0922241A2; FR2939988B1; US9625568B2; WO2010069938A1

Abstract

RECEPTOR NUMÉRICO DE BANDA LARGA COMPREENDENDO UM MECANISMO DE DETECÇÃO DE SALTOS DE FASE. A invenção tem por objeto um receptor numérico de banda larga, compreendendo pelo menos uma antena (200), um amplificador (201), um dispositivo IFM numéricos (214) de medida da frequência do(s) sinal(is) recebido(s), baseandose no resultado de transformadas de Fourier discretas TFD aplicadas sobre esses sinais recebidos, o receptor comportando meios (216) para estimar periodicamente os saltos de fase desses sinais, combinando as medidas da fase (217) desses sinais produzidas pelas transformadas TFD.

Description

A invenção se refere a um receptor numérico de banda larga, compreendendo um mecanismo de detecção de saltos de fase.

Os receptores destinados à detecção de sinais radioelétricos, por exemplo, de tipo radar, devem ser capazes de controlar bandas largas de frequência notadamente no domínio das micro-ondas. Eles devem poder detectar, por exemplo, impulsos de sinais radar. Estes impulsos podem apresentar modulações de tipo "chip"ou de tipo código de fase, essas modulações sendo utilizadas pelo radar para comprimir o impulso ao recebimento. Os impulsos podem também ser não modulados, se não for pela modulação no todo ou em nada definindo o impulso. Esses receptores têm, entre outros, por papel caracterizar os impulsos interceptados, estimando parâmetros, tais como a data de chegada, a largura de impulso, a frequência central, a presença de modulação interna ao impulso e, se for o caso, o tipo de modulação.

Embora tratamentos numéricos intervenham habitualmente na arquitetura desses receptores, as soluções atuais visando a estimar as frequências dos sinais recebidos, designados na sequência da descrição pela sigla IFM ("Instantaneous Frequency Measurement"em língua inglesa) se baseia majoritariamente em técnicas analógicas.

A título de exemplo, uma solução existente que permite uma medida instantânea da frequência do sinal recebido é baseada na criação de um regime de ondas estacionárias em uma linha de propagação atacada em uma de suas extremidades pelo sinal e na outra pelo sinal retardado. A periodicidade dos nós e dos intervalos dá uma medida grosseira da frequência do sinal recebido. A medida da posição dos nós e dos intervalos repartidos ao longo dessa linha dá uma medida fina da frequência do sinal recebido. Esse tipo de IFM é denominado medidor de frequência com amostragem espacial.

Uma outra solução do estado da técnica, que é muito difundida, é à base de autocorrelatores ou de medidores de fase. O princípio é, nesse caso, de medir diretamente a diferença de fase <p induzida por uma linha de retardo e daí deduzir a frequência. Vários estágios, colocados em paralelo, são geralmente necessários para assegurar a faixa de frequências e a precisão desejadas.

Os receptores que utilizam essas soluções utilizam funções analógicas e são, portanto, submetidos a desvios, tais como as variações de retardos em função da temperatura, imperfeições de medida de nível ou de defasagem. Isto induz uma arquitetura volumosa e um custo importante.

Mais recentemente, um pedido de patente francesa referente a um receptor numérico de banda, larga de medida de frequência depositada sob o N° 06/01205 descreve, com a diferença dos dois exemplos precedentes, uma maneira de numerar o sinal desde a entrada, e efetuar todos os tratamentos em numérico. A numeração é feita a uma frequência de amostragem muito inferior ao critério de Shannon. Isto se traduz por uma medida de frequência ambígua Fmedidaz também denominada frequência fina na sequência da descrição, essa frequência podendo ser descrita pela seguinte expressão:

na qual Freai é a frequência real do sinal recebido, j é um inteiro positivo, Fe, a frequência de amostragem do sistema e δF é o erro de medida, devido principalmente à relação sinal com o ruído.

Para destacar essa ambiguidade, N vias de medida são utilizadas em paralelo, com frequências de amostragem defasadas. As N medidas de frequência ambíguas são associadas para destacar essa ambiguidade e obter uma medida da frequência real do sinal incidente. Essa medida é denominada frequência final da sequência da descrição.

A detecção de salto de fase está atualmente ausente da maior parte dos receptores IFM banda larga utilizados para a detecção de sinais, tais como impulsos radar. Então, é difícil caracterizar completamente um impulso de sinal recebido e a detecção de códigos de fase, por exemplo, não é realizável.

Uma finalidade da invenção é notadamente minimizar os inconvenientes pré-citados.

Para isso, a invenção tem por objeto um receptor numérico de banda larga, compreendendo pelo menos uma antena, um amplificador, um dispositivo IFM numérico de medida da frequência do(s) sinal(is) recebido(s), baseando- se no resultado de transformadas de Fourier discretas TFD aplicadas sobre esses sinais recebidos. Esse receptor comporta meios para estimar periodicamente os saltos de fase desses sinais, combinando as medidas da fase desses sinais produzidas pelas transformadas TFD.

Quatro medidas de fase cpn+a, <Pn+bz <pn+cz <Pn+d correspondentes aos resultados respectivos de quatro TFD aplicadas a instantes referenciados temporalmente pelos índices n+a, n+b, n+c e n+d podem ser combinadas, a fim de detectar e de estimar um valor de salto de fase Δcpn associado a um período de medida.

De acordo com um aspecto da invenção, a estimativa de salto de fase Δcpnem um período de medida é determinada, calculando-se a diferença entre os desvios intermediários Δ<pn, 1 = (<Pn+b - q>n+a) e Δcpn,2 = (ψn+d - <Pn+c) , utilizando-se a expressão: Δ(pn= Δcpn,2- Δ(pn,i.

Os índices das quatro medidas de fase <pn+az <pn+bz <Pn+cz <Pn+d são, por exemplo, escolhidos tais como (b-a) = (d-c) .

Em um modo de realização, um salto de fase é detectado, por exemplo, pela marcação de um motivo de dois picos consecutivos de medidas de fase, cujo espaçamento é ligado à escolha dos índices a, b, c e d.

De acordo com um outro aspecto da invenção, os índices das quatro medidas de fase (pn+a, <pn+bz <pn+c e <Pn+a podem ser escolhidos tais que b=-cea=d.

Em um modo de utilização, o dispositivo IFM numérico compreende N ramificações, cada ramificação tendo por papel medir a frequência e a fase do(s) sinal(is) recebido(s), após numeração, essa numeração sendo feita com uma frequência de amostragem própria a cada ramificação, as medidas de fase produzidas sendo utilizadas, a fim de estimar para cada ramificação um valor de salto de fase Δψn-

Uma média de pelo menos K estimativas de salto de fase pode ser calculada a cada período de medida, K sendo inferior ou igual ao número total de ramificações N.

As medidas de salto de fase estimadas a cada período de medida são, por exemplo, classificadas por categorias.

De acordo com um outro modo de realização, duas categorias de medidas são definidas, a primeira sendo associada a um salto de fase de + ∏ e a segunda a um salto de fase de + ∏/2.

Os sinais de interesse são, por exemplo, impulsos radar.

Outras características e vantagens da invenção aparecerão com o auxílio da descrição que se segue dada a título ilustrativo e não limitativo, feita com relação aos desenhos anexados, dentre os quais: - a figura 1 dá um exemplo de impulso de sinal e suas características ; - a figura 2 apresenta um exemplo de receptor numérico de banda larga, compreendendo um mecanismo de detecção dos saltos de fase; a figura 3 ilustra graficamente o princípio da detecção de saltos de fase; - a figura 4 dá um exemplo de algoritmo que pode ser utilizado para a utilização da detecção de saltos de fase.

O receptor de banda larga, de acordo com a invenção, tem notadamente por finalidade detectar e caracterizar impulsos de sinais de hiperfrequência. A figura 1 dá um exemplo de um impulso 100 de sinal e suas características. Nesse exemplo, o impulso corresponde a uma sinusoide pura, isto é, um sinal não modulado, recebido no tempo ti e terminando no tempo t2.

Os parâmetros a serem detectados associados ao impulso são notadamente a data de chegada do impulso, habitualmente designada pela sigla TOA que vem da expressão inglesa "Time of Arrival", a largura de impulso designada pela sigla LI e a frequência central do sinal que compõe esse impulso.

O impulso pode também ser caracterizada, quando este é modulado, por parâmetros de modulação de frequência e de fase. Pode ser assim interessante detectar eventuais saltos de fase em um impulso de sinal, e é o que a presente invenção se propõe fazer.

A figura 2 apresenta um exemplo de receptor numérico de banda larga, de acordo com a invenção, compreendendo circuitos radiofrequência de recebimento 200, 201, um dispositivo de medida de frequência IFM 214, um dispositivo de detecção dos saltos de fase 216 e um dispositivo de detecção e de caracterização dos impulsos 213. O receptor compreende pelo menos uma antena 200 de recebimento. O(s) sinal(is) recebido(s) por essa antena é(são) amplificado(s) 201, depois distribuído(s) sobre N vias de tratamento numéricas. Sobre cada via, o sinal pode ser, por exemplo, numerado sobre 1 bit por sua báscula 202, 203, cuja faixa passante cobre o domínio da banda a tratar. As N frequências de amostragem anotadas com Fe>1 a Fe,N são escolhidas abaixo do critério de amostragem de Shannon e ligeiramente defasadas entre si. Em outros termos, se Fmax for a frequência máxima do(s) sinal(is) a receber, as N frequências de amostragem serão escolhidas inferiores a 2xFmax.

Cada via de tratamento compreende um medidor de frequência numérica 204, 205, cuja saída é uma medida de frequência ambígua do sinal recebido tal como expresso anteriormente pela equação (1) . Esses medidores de frequências numéricas realizam transformadas de Fourier discretas 207, 208, habitualmente designadas pela sigla

TFD, e são efetuadas em contínuo com um abrangência temporal, por exemplo, de 50%. Uma detecção de máximo é feita sobre cada resultado TFDi de transformada, i designando o índice temporal dessas transformadas. Uma medida de frequência, dita grosseira, anotada com FGk,i é então disponível. A resolução em frequência R (FGk/i) dessa medida, pode ser expressa, utilizando-se a expressão a seguir:

na qual N_pt_TFD_k é o número de pontos da transformada de Fourier discreta pela via de tratamento número k e Fe>k a frequência de amostragem utilizada para essa mesma via.

As medidas são emitidas periodicamente a cada r, r podendo expressar-se por:

na qual N_pt_acq_k representa o número de pontos da equação do sinal utilizado sobre a via k.

A precisão da medida de frequência obtida nesse estágio é insuficiente em relação à precisão requerida.

O circuito de tratamento seguinte 209, 210 tem por finalidade testar a coerência da frequência grosseira FGi obtida sobre 2 transformadas consecutivas, e, se for o caso, calcular a frequência fina. Um critério de coerência é, por exemplo, verificar se o desvio entre FGk,i e FGk,i-x é superior a uma raia da TFD. Se for o caso, a via k será considerada incoerente e a medida de índice i da via k é invalidada. Caso contrário, a via é considerada coerente e a medida é validada e o valor da medida é o resultado do cálculo de frequência fina.

O cálculo da frequência fina se baseia na diferença de fase entre duas TFD consecutivas. Essas duas TFD são feitas sobre suportes de integração defasados de um tempo r.

As N vias funcionam em paralelo e são sincronizadas, isto é, as sequências de aquisição têm a mesma duração, seja 2xr com uma abrangência de 50 %, e são simultâneas sobre as N vias. Para se obter essa sincronização, o valor de tal é o mesmo sobre as N vias. As defasagens de frequências de amostragem são compensadas por valores do número de ponto de aquisição escolhidas ligeiramente diferentes sobre cada via, seja

Os cálculos TFD podem ser feitos com base no mesmo número de pontos que N pt acq k, o que necessita dos algoritmos particulares, seja com base em um número de ponto superior para atingir o 2ndsuperior por enchimento com zeros. Assim, é possível utilizar os algoritmos clássicos de transformada de Fourier rápida, conhecida pela sigla FFT, essa sigla fazendo referência à expressão anglo- saxônica "Fast Fourier Transform".

Considerando-se que as N vias de tratamento fornecem medidas de frequência recebidas com uma ambiguidade aproximada, é necessário acrescentar um mecanismo que permite obter uma medida confiável. Para isso, um dispositivo de levantamento de ambiguidade 206 pode ser utilizado. Esse dispositivo tem por finalidade deduzir medidas de frequências finas um valor confiável de medida de f requênc ia.

Um indicador de coerência 212 da medida pode ser apresentado na saída do dispositivo de levantamento de ambiguidade em paralelo do valor de frequência medida 211.

A fim de detectar e classificar os eventuais saltos de fase que ocorrem no meio de um impulso de sinal, um dispositivo 216 pode ser acrescentado ao IFM. Esse módulo 216 explora notadamente as medidas de fase 217 disponíveis na saída dos TFD 207, 208 e associadas a cada via. O princípio de estimativa dos saltos fase, de acordo com a invenção, é ilustrado como auxílio da figura 3.

As funções realizadas pelas N vias 204, 205 de estimativas de frequências, pelos dispositivos de levantamento de ambiguidade 206, pelo dispositivo de detecção dos saltos de fase 216 e pelo dispositivo de detecção e caracterização dos impulsos 213 podem ser implantadas, por exemplo, em pelo menos um circuito programável de tipo FPGA.

A figura 3 ilustra o princípio da estimativa dos saltos de fase, segundo a invenção. A fase na saída dos TFD depende da referência de tempo da sequência de aquisição. A frequência fina calculada por cada via do IFM numérico pode ser medida, admitindo-se a hipótese de que o sinal não era modulado. Nesse caso, a frequência é deduzida do desvio de fase Δcp = 2.∏.f.r, com T representando a diferença de referência de tempo entre 2 TFD consecutivos.

Em presença de um salto de fase Sep situado no nível do espaço livre entre os 2 TFD, caso o desvio de fase Δ<pnfor calculado entre dois valores de fase obtidos por dois TFD mãos afastados de índice n-i e n, o desvio Δcpnpoderá ser expresso pela expressão:

A título de exemplo, i pode variar o valor 3, a fim de dispor de um espaço livre de r entre os 2 suportes de integração, quando uma abrangência de 50 % foi escolhida.

Para estimar o valor do salto de fase S q>, é necessário compensar o termo 2x∏xfxixr. Isto pode ser realizado por uma medida de compensação em uma zona suposta não perturbada por um salto de fase, isto é, seja exatamente antes, seja exatamente após esse salto. Uma hipótese com base na duração mínima dessa zona temporal deve ser considerada, de maneira que no decorrer da duração total de medida, isto é, a duração necessária à medida do salto e à medida de compensação, há apenas um salto de fase ao mesmo tempo.

Quando um receptor numérico de banda larga, tal como aquele descrito na figura 2 é utilizado, medidas de fase estão disponíveis para cada ramificação ao ritmo de uma medida <pn a cada r segundos. O princípio de estimativa de saltos de fase, de acordo com a invenção, é de utilizar quatro medidas de fase de índice n+a, n+b, n+c, n+d por ciclo de medida e calcular o desvio de fase Δcpna partir de dois desvios intermediários Δ(pn>1e Δ<pn,2correspondentes a duas fases de medidas, utilizando-se a seguinte expressão:

Os saltos de fase podem ocorrer em qualquer lugar onde nos ciclos de medidas e serão defasados de t a cada ciclo. Eles vão, portanto, percorrer todo o período de medida. Isto se traduz por 2 picos de medidas de sinais opostos. O primeiro pico corresponde ã passagem do salto de fase na primeira fase de medida Δ<pn.i, seja entre a e b. O segundo pico corresponde à passagem do salto de fase na segunda fase de medida Δ<pn<2, isto é, entre c e d.

O exemplo da figura 3 ilustra esse princípio de estimativa dos saltos de fase. Um sinal S(t) é recebido na entrada do receptor de banda larga. Esse sinal é uma sinusoide que apresenta um salto de fase de ∏ 300. No nível de cada medidor de frequência numérica, TFD são feitos em contínuo em durações de aquisição do sinal defasadas 302 de um tempo tal um em relação à outra. Cada TFD é calculada em uma duração de aquisição do sinal pré-definido 301 e, no que diz respeito ao exemplo da figura, t 302 é escolhido como sendo a metade dessa duração (abrangência de 50 %). Para cada período de cálculo 301, uma medida 303 da fase do sinal está disponível. Há, portanto, uma medida disponível a cada T segundos. A figura representa 9 medidas de fase anotadas de <pn-5 a <pn+3. Essas medidas vão ser utilizadas para detectar eventuais saltos de fase. Utilizando-se a expressão (5) e considerando-se para esse exemplo a = -3, b = c = 0ed = 3, Δ<pn, 1 e Δcpn_2são calculados para em seguida deduzir uma estimativa de Δ(pn. No exemplo escolhido, Δ<pn» -n.

Para não ter de fazer compensações, o cálculo de defasagem deve ser feito, utilizando-se o mesmo número de filtro para os 4 TFD de índice a, b, c e d. Mas em caso de um sinal sobreposto entre 2 filtros TFD e em presença de ruído, a detecção do máximo de nível pode oscilar entre 2 filtros TFD adjacentes. Portanto, é aconselhado tolerar um gabarito de + m amostras sobre índices de sulcos das detecções de máximo, este sendo denominado na sequência da descrição "gabarito de associação". Caso o gabarito de associação seja re4speitado, a detecção de salto de fase é feita utilizando-se o número de sulco os mais recorrente. Caso contrário, a detecção de salto de fase é invalidada sobre a via referida.

A escolha dos parâmetros a, b, c e d determina a eficácia da detecção de saltos de fase. Várias orientações podem ser consideradas: - b-a = d-c = 1 para serem obtidos 2 picos de mesma amplitude, com uma compensação simétrica, i representando a duração no decorrer da qual é calculada cada desvio intermediário Δ(pn,i e Δ<pn,2; - b = -c, daí a = -d para se conseguir uma medida centrada; - i suficientemente grande, por exemplo, i > 3, para que o valor dos picos corresponda à amplitude do salto de fase. Se i for inferior, a medida não atingirá a amplitude real do salto de fase.

O erro de fase devido ao ruído depende apenas da relação sinal com ruído S/B. Portanto, para favorecer a detecção dos saltos de fase em termos de S/B, é aconselhado escolher a configuração dos parâmetros [a b c d] que fornece a amplitude de medida máxima, isto é, i > 3. Ao contrário, para favorecer a detecção dos momentos de curta duração e para limitar o falso alarme face um impulso modulado por um chip de inclinação rápida, é preciso conter os suportes, daí a necessidade de encontrar um compromisso.

No caso de uma modulação chirp, isto é, de uma modulação linear em frequência, um salto de fase permanente aparece sobre o impulso.

Com efeito, se F(t) = px(t-tra) , p representando a inclinação da modulação, a fase <p(t) se escreve então:

Δ<pn β constante e pode se expressar pela seguinte expressão:

na qual: - i representa o desvio entre os dois suportes de cada grupo e se escreve i = b-a = d-c; j representa o desvios entre os 2 grupos e se escreve j = (c+d)/2 -(a+b)/2.

Para limitar a amplitude desse salto aparente, é preciso conter os dois grupos de medida, impondo, por exemplo, b = c = 0, o que implica i = j = d = -a. Para favorecer o tratamento dos momentos de curta duração, é possível escolher (d-a) mínimo, pois é requerido ter apenas um salto de fase ao mesmo tempo no período de medida.

Em função das necessidades alvejadas, quando da aplicação da invenção, um quádruplo de parâmetros [a b c d] é determinado.

O IFM numérico do receptor dispõe de N vias que diferem apenas por sua frequência de amostragem. Em termos de medida de salto de fase, as N vias fornecem a mesma informação. Para melhorar o funcionamento em termos de relação S/B, é apropriado efetuar a média dos valores de salto de fase obtidos sobre as N vias.

É importante anotar que a fase sendo definida em 2 ∏ aproximadamente, para um salto de ∏, O sinal do salto é indeterminado, com efeito +∏ = -∏ módulo 2∏.

Segundo a componente espectral dobrada entre 0 e o sinal pode ser invertido. O sinal "+" será obtido se k.Fe <F<(k+0.5)Fe, enquanto que o sinal Serpa obtido se (k+0.5)x Fe< F < (k+1) x Fe.

O sentido dos saltos de fases não é habitualmente requerido. A necessidade habitual é de classificar os valores de salto de fase em categorias. A título de exemplo, duas categorias podem ser definidas: - Categoria 1: salto de + ∏; - Categoria 2: salto de + ∏/2.

Considerando-se essas observações, é requerido passar em valor absoluto, antes de calcular a média. Isto tem por efeito levar os valores de estimativa entre 0 e ∏.

Devido á amostragem e a quantificação sobre 1 bit, um 15 sinal não modulado e sem ruído apresenta saltos de fase " parasitas". Por exemplo, se f = k.Fe/2, seja FR ~ O seja FR » Fe/2, FR sendo a frequência dobrada e o sinal numérico apresenta saltos de ∏. De maneira a se livrar desse fenômeno, se para uma das N vias f » k.Fe/2, o valor de salto de fase dessa via não é considerada no cálculo da média.

A figura 4 dá um exemplo de algoritmo que pode ser utilizado para a utilização da detecção de saltos de fase.

O algoritmo se baseia na utilização das N vias do 25 receptor de banda larga. Após uma fase de inicialização 400, os resultados da estimativa em fase realizados pelas N vias são recebidos 4 01 e os N valores dos saltos de fase são calculados tais como descritos com o auxílio da figura 3. Esses resultados são em seguida testados 402, de maneira 3 0 a se assegurar que estes são válidos e, portanto, estão disponíveis para o cálculo dá média. A título de exemplo, uma medida de salto de fase sobre uma via será validada, caso o gabarito de associação seja respeitado, e a medida da frequência será afastada da frequência k.Fe/2, isto é, o desvio entre a medida e a frequência k.Fe/2, será superior a um limite pré-definido.

A medida final de salto de fase é considerada inválida e não é calculada se, por exemplo, não há muitas medidas de salto de fase disponíveis. Para isso, o algoritmo testa 4 03, caso esse número de medida seja superior a um valor pré-definido Nmes. Esse critério permite notadamente diminuir nitidamente a probabilidade de falso alarme com uma relação S/B muito baixa.

Se o teste de validade não ocorrer com sucesso, nenhuma medida final de salto de fase será calculado e o algoritmo será colocado em espera das próximas medidas de fase 405.

Se o teste de validade ocorrer com sucesso, uma medida final será calculada 404. Essa medida final é a média dos valores absolutos dos saltos de fase disponíveis.

As medidas finais são em seguida tratadas 406, a fim, por exemplo, de associá-las a uma categoria de medidas. Os picos, isto é, os máximos locais, são retidos, pois a informação útil "amplitude do salto de fase" se situa precisamente no valor desses picos.

Dentre esses picos, duas categorias podem ser distinguidas com o auxílio de dois limites SI e S2. Os picos são associados a uma primeira categoria Cl, correspondentes a saltos de fase de ∏, verificando-se a condição: Pico > SI (8) SI sendo um valor pré-definido de limite. Do mesmo modo, os picos são associados a uma segunda categoria C2 correspondentes a saltos de fase de ∏/2, caso verifiquem a condição: SI > pico > S2 (9) S2 sendo uma segundo valor pré-definido de limite. Os picos de valor estritamente inferior a S2 são rejeitados.

Independentemente em cada categoria, motivos de 2 picos consecutivos são buscados com bom desvio, esse desvio sendo dependente do desvio entre os 2 períodos de medida.

Se esse desvio for respeitado, um salto será detectado. Esse salto é datado no instante intermediário entre os 2 picos e é associado a um salto de ∏ ou a um salto de ∏/2 segundo a categoria de origem, respectivamente Cl e C2.

O interesse por esse método é de poder detectar binários muito aproximados, isto é, momentos de curta duração. Com efeito, o desvio entre dois binários sucessivos pode ser inferior ao desvio entre os dois picos de um binário.

Uma outra vantagem é a diminuição da taxa de falsos alarmes em presença de um impulso modulados com um chirp de inclinação elevada ou com uma relação S/B muito baixa. Com efeito, não basta vencer o limite, é preciso conseguir o bom motivo, isto é, 2 picos com o bom desvio.

Claims

1. Receptor numérico de banda larga, compreendendo pelo menos uma antena (200), um amplificador (201), um dispositivo IFM numérico (214) compreendendo pelo menos um medidor de frequência numérica (204, 205) de medida em diferentes instantes da frequência e a fase <pn do sinal recebido após numerização (202, 203), essas medidas sendo implementadas por o uso de transformadas de Fourier discretas TFD aplicadas sobre o referido sinal recebido, o referido receptor sendo caracterizado pelo fato de comportar meios (216) para estimar periodicamente os saltos de fase dentro do sinal recebido pela determinação de pelo menos dois desvios de fase intermediários Δcpn,2, Δcpn,i, e assim deduzindo um valor de salto de fase Δcpnda comparação entre os referidos desvios de fase intermediários.

2. Receptor, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de quatro medidas de fase (Δcpn+a, Δψn+b, Δtpn+c, Δψn+d) correspondentes aos resultados respectivos de quatro TFD aplicadas a instantes referenciados temporalmente pelos indices n+a, n+b, n+c e n+d serem combinadas, a fim de detectar e de estimar um valor de salto de fase Δ(pnassociada a um periodo de medida.

3. Receptor, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de a estimativa de salto de fase Δcpn em um periodo de medida ser determinada, calculando-se a diferença entre os desvios intermediários Δcpn,i = (<pn+b - <Pn+a) e Δ<pn,2 = (cpn+d - cpn+c) , utilizando a expressão: Δcpn= Δcpn,2 - Δ<pn,i.

4. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 2 ou 3, caracterizado pelo fato de os indices das quatro medidas de fase (ç>n+a, çn+b, Çn+c, <pn+d) serem escolhidos, tais que (b-a) = (d-c).

5. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 2, 3 ou 4, caracterizado pelo fato de um salto de fase ser detectado pela marcação de um motivo de dois picos consecutivos de medidas de fase cujo espaçamento é ligado à escolha dos indices a, b, c e d.

6. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 2, 3, 4 ou 5, caracterizado pelo fato de os indices das quatro medidas de fase çn+a, <pn+b, <Pn+c <pn+d serem escolhidos tais que b = -c e a = -d.

7. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1, 2, 3, 4, 5 ou 6, caracterizado pelo fato de o dispositivo IFM numérico (214) compreender N ramificações (204, 205), cada ramificação tendo por papel medir a frequência e a fase do(s) sinal (is) recebido (s), após numerização (202, 203), essa numerização sendo feita com uma frequência de amostragem (Fe,i, ...Fe,N) própria a cada ramificação, as medidas de fase produzidas sendo feitas, a fim de estimar para cada ramificação um valor de salto de fase Δcpn.

8. Receptor, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de uma média de pelo menos K estimativas de salto de fase ser calculada a cada periodo de medida, as K estimativas de salto de fase sendo obtidas sobre K ramificações, K sendo inferior ou igual ao número total de ramificações N.

9. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 ou 8, caracterizado pelo fato de as medidas de salto de fase estimadas a cada periodo de medida serem classificadas por categorias.

10. Receptor, de acordo com a reivindicação 9, caracterizadopelo fato de duas categorias de medidas serem definidas, a primeira sendo associada a um salto de fase + 5 ∏ e a segunda a um salto de fase de + ∏/2.

11. Receptor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 ou 10, caracterizado pelo fato de os sinais de interesses serem impulsos radar.