BRPI0614860A2 - filtro ótimo de espaço - tempo conjunto (jstof) usando decomposições de valor singular (svd) - Google Patents

Abstract

FILTRO óTIMO DE ESPAçO - TEMPO CONJUNTO (JSTOF) USANDO DECOMPOSIçõES DE VALOR SINGULAR (SVD) Um filtro para redução de interferência de co-canal dentro de um receptor de comunicações pode incluir um circuito de filtro de espaço - tempo de canal múltiplo que filtra n partes de sinal que foram divididas a partir de um sinal de comunicações pela estimativa conjunta de pesos de filtro de espaço - tempo e de respostas de impulso de canal múltiplo (CIRs), com base em uma decomposição de valor singular (SVD). O filtro ainda pode incluir um circuito de filtro combinado de canal múltiplo que recebe sinais de canal múltiplo a partir do circuito de filtro de espaço - tempo de canal múltiplo e tem uma resposta de filtro que é provida por uma estimativa de resposta de impulso de canal a partir do circuito de filtro de espaço - tempo.

Description

FILTRO ÓTIMO DE ESPAÇO - TEMPO CONJUNTO (JSTOF) USANDODECOMPOSIÇÕES DE VALOR SINGULAR (SVD)

Campo da Invenção

A presente invenção se refere a sistemas decomunicações sem fio, tais como sistemas de comunicaçõescelulares e, mais particularmente, à filtração de sinaissem fio recebidos para redução da interferência indesejada.

Antecedentes

Os filtros combinados de cancelamento de interferência(ICMF) e demodulação conjunta (JDM) foram investigados paraadequação às exigências para uma Performance de ReceptorAvançado de Enlace Descendente (DARP) que é padronizadopelo sistema de comunicações móveis de terceira geração epelo Projeto de Parceria de Terceira Geração (3GPP).

Algumas destas propostas são estabelecidas nos artigos edocumentos a seguir.

1. Liang et al. , A Two-Stage Hybrid Approach forCCI/ISI Reduction with Space-Time Processing, IEEECommunication Letter Vol. 1, N0 6, Nov. 1997.

2. Pipon et al. , Multichannel Receives PerformanceComparison In the Presence of ISI and CCI, 1997 13thIntl. Conf. on Digital Signal Processing, Julho de1997.

3. Spagnolini, Adaptive Rank-One Receiver for GSM/DCSSystems/IEEE Trans, on Vehicular Technology, Vol. 51,N0 5, Set. 2002.

4. Feasibility Study on Single Antenna InterferenceCancellation (SAIC) for GSM Networks, 3GPP TR 45.903Version 6.0.1, Release 6, European TelecommunicationsStandards Institute, 2004.5. Radio Transmission and Reception (Release 6), 3GPPTS 45.005 Version 6.8.0; European TelecommunicationsStandards Institute, 2005.

6. Stoiea et al. , Maximum Likelihood Parameter andRank Estimation in Redueed-Rank Multivariate LinearRegressions, IEEE Trans. On Signal Processing, Vol.44, N0 12, Dez. 1996.

7. Kristensson et al. , Blind Subspaee Identificationof a BPSK Communication Channel, Proc. 3Oth AsilomarConf. On Signals, Systems and Computers, 1996.

8. Golub et al. , Matrix Computations, 3rd Edition,1996 .

9. Trefethen et al., Numerical Linear Álgebra, 1997.

10. Press et al., Numerical Recipes in C, 2nd Edition,1992.

Os sistemas celulares de Sistema Global paraComunicações Móveis (GSM) atuais têm que se dirigir àinterferência de co-canal no lado de estação móvel (MS) ,bem como se dirigir às exigências de DARP. Algumasestruturas de canal único e pré-filtros têm sido usadospara ajudarem no cancelamento da interferência e naprovisão de alguma estimativa de resposta de impulso decanal (CIR). Mais ainda, alguns sistemas têm usado umamaximização de sinal para interferência para projetoconjunto de um filtro de espaço - tempo de canal único e daestimativa de CIR para um canal único. Outros sistemas têmusado uma minimização restrita do erro médio quadráticopara o projeto de um filtro de espaço de canal único.Outros sistemas têm usado um filtro de espaço de canalúnico que é projetado por uma aproximação de classificaçãoum da estimativa de canal de ML. As aplicações alvos paraestes sistemas têm sido uma estação base, onde um arranjode antena física incluindo uma pluralidade de antenas estádisponível.

Sumário

Falando geralmente, a presente exposição se refere aum filtro para redução de interferência de co-canal em umreceptor de comunicações. Mais particularmente, o filtropode incluir um circuito de filtro de espaço - tempo decanal múltiplo que filtra partes de sinal que foramdivididas a partir de um sinal de comunicações pelaestimativa conjunta de pesos de filtro de espaço - tempo erespostas de impulso de canal múltiplo (CIRs) com base emuma decomposição de valor singular (SVD). Um circuito defiltro combinado de canal múltiplo recebe sinais de canalmúltiplo a partir do circuito de filtro de espaço - tempode canal múltiplo e tem uma resposta de filtro que éprovida por uma estimativa de resposta de impulso de canala partir do circuito de filtro de espaço - tempo. Um filtropadrão pode ser operativo quando um nível de interferênciaestiver abaixo de um limite predeterminado e pode serformado como um filtro combinado e um circuito decorrelação cruzada e um mecanismo de comutador paracomutação das partes de sinal no filtro combinado e nofiltro combinado e no circuito de correlação cruzada.

Em um aspecto, o circuito de filtro de espaço - tempode canal múltiplo inclui uma pluralidade de circuitos demultiplicador e atraso que podem receber, cada um, η partesde sinal. Os circuitos de multiplicador e de atraso sãooperativos com base em pesos de filtro de espaço - tempo.Cada multiplicador e circuito de atraso compreende doiscircuitos de multiplicador e um circuito de atraso. Cadacircuito de multiplicador e de atraso é operativo em umatraso de um símbolo. Um estimador de pesos de um filtroótimo e de canal é operativamente conectado ao circuito defiltro de espaço - tempo de canal múltiplo e recebesímbolos de seqüência de treinamento (TS) e dados deincerteza de sincronismo e gera pesos de filtro de espaço -tempo para o circuito de filtro de espaço - tempo de canalmúltiplo. Um circuito de somador pode somar dados a partirdos circuitos de multiplicador e de atraso para cada canal.Um circuito de equalizador pode ser operativo com ocircuito de filtro combinado de canal múltiplo.

Breve Descrição dos Desenhos

Vários objetivos, recursos e vantagens tornar-se-ãoevidentes a partir da descrição detalhada a seguir, quandoconsiderados à luz dos desenhos associados, nos quais:

a FIG. 1 é um diagrama de blocos de um receptor capazde Performance de Receptor Avançado de Enlace Descendente(DARP) baseado em Filtro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto,de acordo com uma modalidade da invenção;

a FIG. 2 é um diagrama de blocos mais detalhado doFiltro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto e dos FiltrosCombinados de Canal Múltiplo mostrados na FIG. 1, de acordocom uma modalidade de exemplo;

a FIG. 2A é um diagrama de blocos de um método deacordo com a presente invenção;

a FIG. 3 é um gráfico que mostra a performance dereceptor capaz de DARP baseado em Filtro Ótimo de Espaço -Tempo Conjunto para vários casos de teste de DARP;a FIG. 4 é um gráfico que mostra a performance dereceptor de Filtro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto deacordo com a presente invenção com um ruído gaussianobranco aditivo (AWGN), comparado com e sem uma estratégiade autocomutação;

a FIG. 5 é um gráfico que mostra a performance dereceptor de Filtro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto deacordo com a presente invenção com DTS-5, comparado com esem uma estratégia de autocomutação;

a FIG. 6 é um gráfico comparando a performance de umúnico com múltiplos equalizadores de Viterbi de acordo coma presente invenção, usando um limitador de SD de 8 bits nasimulação;

a FIG. 7 é um gráfico que mostra a performance de umReceptor de Filtro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto e umcaso de teste modificado de acordo com a presente invenção;

a FIG. 8 é um diagrama de blocos esquemático de umdispositivo de comunicação sem fio de modelo de exemplo quepode ser usado de acordo com uma modalidade da presenteinvenção; e

a FIG. 9 é uma tabela que compara as três abordagenspara realização de computações de decomposição de Cholesky,decomposição de QR e decomposição de valor singular (SVD)de acordo com a presente divulgação.

Descrição Detalhada das Modalidades Preferidas

Várias modalidades não limitativas serão descritasmais plenamente aqui adiante com referência aos desenhosassociados, nos quais as modalidades preferidas sãomostradas. Estas modalidades podem ser concretizadas,contudo, de muitas formas diferentes e não devem serconstruídas como limitadas às modalidades estabelecidasaqui. Ao invés disso, estas modalidades são providas demodo que esta exposição seja acabada e completa, e portaráplenamente o escopo para aqueles versados na técnica.

Números iguais se referem a elementos iguais por toda ela,e uma notação de apóstrofo é usada para indicação deelementos similares em modalidades alternativas.

De acordo com uma modalidade, uma Interferência de Co-Canal (CCI) em um lado de estação móvel (MS) em um sistemade comunicações atual de Sistema Global para Móvel (GSM) éconsiderada, bem como a exigência de conformação de umpadrão de Performance de Receptor Avançado de EnlaceDescendente (DARP) padrão pelo Projeto de Parceria deTerceira Geração (3GPP).

A modalidade ilustrada na FIG. 1 provê um pré-filtrode canal múltiplo que é operável para cancelamento dainterferência e provisão de uma estimativa de resposta deimpulso de canal (CIR) de forma adaptativa e ótima. O pré-filtro pode usar dois componentes principais em um exemplonão limitativo: (1) um Filtro Ótimo de Espaço - TempoConjunto (JSTOF) baseado em entrada múltipla e saídamúltipla (MIMO); e (2) um filtro combinado de canalmúltiplo baseado em entrada múltipla e saída única (MISO).

Em uma estação móvel típica usando uma única antenadisponível, um arranjo de antena virtual pode serconfigurado internamente pela combinação de sobreamostrageme da separação de partes reais e imaginárias que recebemamostras.

Em uma modalidade não limitativa, um sinal a partir doarranjo de antena virtual é alimentado para o JSTOF, ondeos pesos ótimos para o filtro de cancelamento deinterferência baseado em MIMO são estimados. Ao mesmotempo, as CIRs de canal múltiplo para o sinal desejado sãoestimadas conjuntamente. A saída do JSTOF permite que ainterferência seja filtrada e alimentada para um filtrocombinado de canal múltiplo baseado em MISO. A resposta defiltro do filtro combinado é provida pela estimativa de CIRa partir do JSTOF.

A saída do filtro combinado de canal múltiplo passapara um equalizador de Viterbi, o qual remove ainterferência intersímbolo (ISI) e provê decisões flexíveispara um processamento adicional. Uma resposta de canalúnica requerida pelo equalizador pode ser formada por umacombinação das CIRs envolvidas a partir do JSTOF. Este pré-filtro também pode comutar automaticamente para o filtroconvencional ou padrão no receptor convencional emquaisquer casos dominantes de AWGN e comutar de volta parao receptor baseado em JSTOF em quaisquer casos dominantesde interferência. Esta capacidade de autocomutação reduz aperda de casos dominantes de AWGN.

Um exemplo do pré-filtro ou filtro de cancelamento deinterferência para o receptor baseado em JSTOF e capaz deDARP é mostrado em 10 na FIG. 1, na qual a relação desobreamostragem é 2 e o número das antenas virtuais é 4 (M=4), conforme também indicado por X1(Ic) a X4 (k). Por todaesta descrição, o pré-filtro 10 pode ser referido como umfiltro de cancelamento de interferência ou um filtro deJST0F, e atua como um pré-filtro em um receptor emconformidade com DARP. Um receptor incorporando este filtro10 poderia ser descrito como um receptor de JST0F, conformeé mostrado pela linha tracejada em 11 na FIG. 1.

A FIG. 1 mostra exemplos dos vários blocos de circuitousados para o filtro 10. Um sinal de entrada é recebido emum circuito de remoção de rotação 12. O sinal de saída derotação removida é dividido, com uma porção passando paraum filtro 14 de um receptor convencional que inclui umcomutador 2:1 16 e uma saída para um filtro combinado 18 eum circuito de correlação cruzada 2 0 que recebe símbolos deseqüência de treinamento (TS) encurtados. 0 comutador 2:116 é operável para permitir uma comutação entre o filtro 14e o pré-filtro baseado em JSTOF e capaz de DARP 10.

A outra porção do sinal de saída do circuito deremoção de rotação 12 é dividida em amostras pares eamostras ímpares, como parte da antena virtual 24 e dividida de novo em sinais reais e imaginários para aformação dos respectivos sinais de entrada X1 (k) a X4 (k)para um circuito de JSTOF 30, também referido como circuitode filtro de espaço - tempo de canal múltiplo. Os sinais desaída do circuito de JSTOF são passados para um circuito defiltro combinado de camada múltipla 32, e seu sinal desaída é passado para um circuito de reescalonamento 34 e,então, para um circuito de multiplexador 3 6 como dados(dx). 0 circuito de multiplexador 36 também recebe umaresposta de canal (Ci). Quando o filtro convencional 14 éconectado, o multiplexador 36 recebe os dados (d2) e aresposta de canal (c2) a partir do circuito de filtrocombinado 18 e do circuito de correlação cruzada 20. Ossinais são passados para um equalizador de Viterbi 3 8 comouma saída de decisão flexível.

Detalhes adicionais dos filtros de JSTOF e combinadosde canal múltiplo são mostrados na FIG. 2, onde o número deamostras atrasadas no tempo usadas no circuito de JSTOF é 2{N = 2) . As várias entradas X1 (k) a X4 (k) são recebidas noJSTOF, o qual é mostrado em maiores detalhes. 0 circuito deJSTOF 3 0 inclui multiplicadores canalizados, tambémdenominados mixers 40, 42, unidades de atraso 44 esomadores 46, os quais entram em filtros combinados decanal múltiplo 4 8 para cada um dos quatro canaisilustrados, e sinais a partir dos filtros combinados sãopassados para um somador 50. Um circuito de estimador depesos de filtro ótimo conjunto e de canal 52 recebesímbolos de TS e sinais de incerteza de sincronismo para aprodução dos pesos (Wopt) usados para os mixers 40, 42.

Assim, é possível, conforme descrito, integrar umafunção de pré-filtro em um receptor de GSM convencionalpela adição de uma ramificação de pré-filtro paralela a umfiltro combinado convencional conforme mostrado na FIG. 1.0 equalizador de Viterbi de software/hardware convencional38 pode ser usado sem mudança. Em um exemplo nãolimitativo, um receptor capaz de DARP integrado foi testadoem relação a casos de teste de DARP por simulações, o queindica que o receptor provê uma margem de 1,6 dB a 6,9 dBpor uma performance especificada em termos da taxa de errode quadro (FER) para um dos canais de fala de AMR.

A FIG. 2a é um fluxograma que ilustra um método dealto nível associado ao sistema descrito, no qual as váriasetapas são mostradas como exemplos não limitativos. Asvárias etapas começam com os números de referência da série100. 0 sinal de comunicações entrando tem a rotaçãoremovida (Bloco 100) e é passado para a antena virtual. Osinal de comunicações é dividido em amostras pares eímpares (Bloco 102), e cada amostra par e ímpar é dividida,então, em partes sinal reais e imaginárias (Bloco 104). Ossinais de comunicações a partir da antena virtual sãopassados para o circuito de JSTOF, onde os sinais decomunicações são multiplicados e atrasados (Bloco 106) e,então, somados (Bloco 108), tudo como parte de um primeiroFiltro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto (JSTOF) de múltiplaentrada e múltipla saída (MIMO). Após a soma, os sinaissomados são passados para o circuito de filtro combinado deentrada múltipla e saída única (MISO) (Bloco 110) e, então,somados (Bloco 112) e passados como um sinal de saída únicopara o equalizador de Viterbi (Bloco 114) no qual umadecisão flexível é tomada (Bloco 116) .

Em operação, o circuito de remoção de rotação 12 éoperável com sinais modulados de GMSK e o deslocamento defreqüência que é parte daquele protocolo de sinalização.Antes de qualquer remoção de rotação, a constelação desinal é dinâmica e, após uma remoção de rotação aconstelação de sinal se torna estática, isto é, quaisquersímbolos tipicamente são concentrados em 0° e 180°, comsímbolos rodados para aqueles dois pontos. Assim, o sinalde GMSK pode ser tratado como um sinal de chaveamento dedeslocamento de fase binário (BPSK) típico. A remoção derotação na front end é usada para amostragens pares eímpares, o que é útil, por causa da taxa desobreamostragem. Por exemplo, em um receptor convencional,isto tipicamente está na taxa de 1, isto é, uma amostra porsímbolo.

A antena virtual 24 pode aumentar a taxa de amostragempara duas amostras por símbolo de uma maneira serial vindoa partir do filtro de banda base para a formação de doiscanais separados de par e ímpar. Antes deste processo, asamostras ímpares/pares eram entrelaçadas serialmente. Estessinais então são adicionalmente divididos nas partes desinal reais e imaginárias, para a formação de quatro canaisindependentes da antena virtual. Deve ser notado que emalgumas modalidades outros números de antenasvirtuais/canais podem ser usados (por exemplo, um ou mais),conforme será apreciado por aqueles versados na técnica.

Conforme melhor mostrado na FIG. 2, estes sinais entãosão passados para o multiplicador 40, 42 e os circuitos deatraso de unidade 44, por exemplo, um atraso de símbolo e,assim, o sinal é processado com uma multiplicação e umatraso, seguido por uma operação de multiplicação, conformeevidente pelos dois multiplicadores 40, 42 e um circuito deatraso 44. Esta operação é seguida por uma soma no somador46, conforme ilustrado. Esta porção do sistema é operávelcomo um filtro bidimensional de canal múltiplo. Umadimensão ocorre por causa do atraso no tempo e uma outradimensão é introduzida a partir da antena virtual, isto é,uma dimensão espacial, conforme descrito e, assim, as duasdimensões formam um filtro de espaço - tempo.

É evidente que cada sinal chegando é usado em conjuntocom outros canais, e multiplicadores recebem pesos a partirdo Estimador de Pesos de Filtro Ótimo Conjunto e de Canal52. Os pesos vindo a partir do estimador de pesos de filtroótimo conjunto e de canal 52 são passados para osmultiplicadores.

Os pesos também são uma matriz de dimensão 8 χ 4 em umexemplo não limitativo, isto é, 32 pesos. Quanto aossímbolos de seqüência de treinamento introduzidos noEstimador de Pesos de Filtro Ótimo Conjunto e de Canal 52tipicamente há em alguns exemplos não limitativos em tornode 2 6 símbolos conhecidos, e é conhecido qual seqüência detreinamento um pacote contém. Uma busca +/-3 ou de seteposições em um exemplo não limitativo pode ser usada parase encontra o sincronismo. A resposta de impulso do filtrocombinado de canal múltiplo (hopt) pode ser usada de modoque o sistema combine a resposta de canal e torne o sinalmais forte, após o filtro combinado.

Conforme mostrado na FIG. 1, um reescalonamento podeocorrer como uma conveniência de hardware ou de software,embora não seja requerido. Este circuito de reescalonamento34 permite uma maior operação para uma entrada de 4 bits oude 5 bits como um exemplo não limitativo para o equalizadorde Viterbi 38. A faixa dinâmica do sinal pode serreajustada de modo que o sinal possa ser enviado para umcircuito de 4 bits ou de 5 bits.

Conforme citado acima, o multiplexador 3 6 pode tomaros sinais d2 e C2 para os dados e a resposta de canal apartir do receptor de filtro convencional 14 ou os sinaisdi e Ci para os dados e a resposta de canal a partir doreceptor de JSTOF 10 para se permitir uma comutação entreos dois. 0 receptor de JSTOF introduzirá alguma perda senão houver uma interferência, isto é, apenas puro ruídobranco. Neste caso, o receptor convencional 14 pode serusado e trabalhará adequadamente. Assim, os circuitos podemcomutar de volta para o filtro convencional, sem perdaintroduzida pelo receptor JSTOF e seus circuitos. Acomutação é baseada na estimativa de SINR0ut menos SINRinp.

Se a quantidade estiver abaixo de um limite, o sistemadeterminará que há pouca interferência e o cancelamento deinterferência no receptor de JSTOF não será requerido.

Assim, o filtro do receptor convencional 14 é usado pelacomutação do comutador 2:1 16.

0 circuito é operável em sistemas de formação de feixee outros sistemas. Este tipo de sistema também permite quea relação de sinal para ruído seja melhorada e a taxa deerro de bit (BER) seja melhorada. Isto poderia ter impactoem protocolos de nível de topo e chamadas de telefônicas eoutras matérias de comunicações para uso com estescircuitos.

A estrutura de canal múltiplo do filtro baseado emJSTOF 10 é usada, em uma modalidade, e o circuito de JSTOFbaseado em MIMO 3 0 provê um peso de filtro de canalmúltiplo e estimativas de canal que são diferentes dassoluções da técnica anterior. Este circuito provê acapacidade de combater a interferência eficientemente parasiloxanos síncronas e assíncronas e produzir altaperformance. Algumas simulações mostraram que nenhuma dassoluções em algumas técnicas da arte anterior provê aperformance requerida em relação aos casos de teste deDARP.

Este circuito de filtro combinado de canal múltiplobaseado em MISO 32 é um recurso que melhora a performancede taxa de erro em geral e reduz a complexidade doequalizador pela evitação de equalizadores de Viterbi decanal múltiplo. A comutação automática embutida entrereceptores baseados em JSTOF e convencionais reduz a perdaem casos de AWGN.

As estruturas de receptor adequadas podem ser usadasde modo a se adequarem às exigências de DARP. Um FiltroCombinado de Cancelamento de Interferência (ICMF) pode usarum exemplo da antena virtual, conforme descrito, e umaformação de feixe para combater a interferência. O circuitoé sensível a erros de estimativa da Resposta de Impulso deCanal (CIR) do sinal desejado. Uma Demodulação Conjunta(JD) mostrou boa performance para os vários casos de teste.Além da dificuldade no combate dos agentes de interferênciaassíncronos, pode haver uma complexidade computacionalpesada envolvida na descoberta da CIR de um agente deinterferência.

Em uma modalidade, a antena virtual 24 é operável comuma filtração de espaço - tempo adaptativa, permitindo queo circuito de Filtro Ótimo de Espaço - Tempo Conjunto(JSTOF) 30 seja usado. Uma diferença do ICMF é que os pesosde filtro espacial - temporal usados para supressão dainterferência e a estimativa de CIR do sinal desejado sãoconjuntamente estimados e otimizados no JSTOF, enquanto osdois são separadamente estimados em um ICMF. O circuito deJSTOF 30 pode ser um circuito de entrada múltipla e saídamúltipla (MIMO) que tira vantagem da natureza dedeficiência de classificação da matriz de CIR desejada naconfiguração de espaço - tempo. Simulações mostraram umaperformance satisfatória para os vários casos de teste deDARP. Uma carga computacional é julgada aceitável dado queuma fatoração de Cholesky de ponto fixo e EVD/SVD sãopraticáveis.

Este método tem alguma simplicidade e baixacomplexidade computacional. Ele também é robusto porque osistema faz poucas hipóteses sobre a fonte dainterferência. Além disso, o sistema pode continuar a usara estrutura de equalizador existente, já que a solução éintegrada como uma etapa de pré-processamento nos dados deentrada. Isto permitiria que o sistema usasse osaceleradores de equalizador de HW, caso disponíveis.

De modo a se suportar a avaliação desta técnica, osimulador de Taxa de Erro de Bloco (BLER) de nível desistema foi estendido para suporte de todos os modelos/cenários do agente de interferência sendo usado pelaEspecificação de DARP de 3GPP.

Agora, segue-se uma descrição da performance desimulação para os casos de teste de DARP usando o circuitode JSTOF. Deve ser entendido que um processamento de espaço- tempo para redução de interferência conjunta e estimativade canal foi usado em uma estação base, onde um arranjo deM antenas está disponível. Assumindo que a resposta decanal equivalente para o usuário desejado único possa sermodelada como um filtro de Resposta de Impulso Finita (FIR)de L derivações, uma amostra de instantâneo do sinal debanda base recebido pode ser expressa como:

<formula>formula see original document page 16</formula>

onde x(k) é um vetor Mxl representando a saída das antenas,H é uma matriz MxL contendo a resposta de canal para oarranjo de antena, s (k) é um vetor Lxl para os símboloscorrespondentes transmitidos, e v(k) é um vetor Mxlincluindo o AWGN e a interferência. A extensão de espaço -tempo para a fórmula (1) pode ser obtida pelo empilhamentode N versões atrasadas no tempo de x(k) em um vetor MNxlmais alto x(k), conforme se segue:

<formula>formula see original document page 17</formula>

onde H em uma matriz MNx(L+N=l) é a versão de Toeplitz debloco de H e = sk_w Sk„L_N+2]T. As amostrasque correspondem à seqüência de treinamento podem sercoletadas,

X = [*(*),x(k + 1), + p-1>] = HS + V , {3)

onde p = P- L- N + 2, Péo número de símbolos daseqüência de treinamento, X é a matriz MNxp, es=[SOO, Mk + D/ s {k+p-l) ] é uma matriz deconvolução (L+N-l)xp dos símbolos de treinamento. Aotimização conjunta é para se encontrar um vetor de pesoMNxl não trivial w para um filtro de espaço - tempo e umvetor de estimativa de canal (L+N=l)xl não trivial h, apóso filtro, de modo que o residual de interferência de saídado filtro seja minimizado, isto é, para se resolver oproblema de otimização a seguir:

<formula>formula see original document page 17</formula>

Pode ser encontrado que o peso ótimo é:

<formula>formula see original document page 17</formula>

e a estimativa de canal ótima hopt é o autovetorcorrespondente ao autovalor mínimo da matriz k^onde:

<formula>formula see original document page 17</formula>Dado que a componente de ruído mais interferência V nomodelo de espaço - tempo de equação (3) não é mais branca,mas aproximadamente gaussiana distribuída com a matriz decovariância desconhecida Rv, a estimativa ótima para ocanal H é a estimativa de probabilidade máxima (ML), aqual é uma minimização da quantidade a seguir:

<formula>formula see original document page 18</formula>

Neste modelo de espaço - tempo não limitativo, onúmero dos canais independentes sempre é menor do que ouigual a M e H é usualmente uma deficiência declassificação, isto é, classificação (H) = r < min (MN,L+N-1). O problema de ML deficiente de classificação podeser usado para uma aproximação de classificação - 1 dofiltro de espaço - tempo.

O circuito de JSTOF em uma modalidade pode usar umaabordagem diferente para se encontrar as soluções ótimasconjuntas para o peso de filtro e a estimativa de canal. Épossível encontrar a estimativa de ML de H . A estimativapode ser decomposta como:

H* = HsHf , (10)

onde Hs (MNxM) é a estimativa da matriz de espaço de He H ( (L+N-l) xM) a estmativa da matriz de tempo deH. Elas podem ser obtidas por:

<formula>formula see original document page 18</formula>

onde, Rj=Rf2Rf''2 é a fatoração de Cholesky e Vdm consistenos M autovetores correspondentes aos M autovalores de topoda matriz D,<formula>formula see original document page 19</formula>

Em uma próxima etapa, o peso ótimo para o filtro deespaço - tempo pode ser obtido por:

<formula>formula see original document page 19</formula>

e a estimativa de canal ótima é:

<formula>formula see original document page 19</formula>

Então, é possível aplicar o filtro de espaço - tempoótimo na equação (14) às amostras a partir do arranjo deantena 24. Claramente, as saídas do filtro 30 ainda têm Mcanais, e é um sistema MIMO. A estimativa de canal ótima naequação (15) pode ser usada para os filtros combinados decanal múltiplo 32. As saídas do filtro combinado então sãocombinadas (somadas) e reescalonadas no circuito dereescalonamento 34 para o nível desejado modificado. Asaída final é um fluxo de amostra de canal único e pode seralimentada para o equalizador de Viterbi 38. Note tambémque o número de derivações de canal após o JSTOF ter sidomudado para L+N-l comparando com L das derivações de canalmodeladas antes do JSTOF.

Foi observado pelas simulações que o receptor de JSTOFincorreu em mais do que 1 dB de perda nos casos de AWGNpuro, se comparado com o receptor convencional usando ofiltro convencional. Para redução da perda, uma estratégiade comutação automática entre o JSTOF e os receptoresconvencionais foi desenvolvida. A comutação é baseada namedição da diferença das SINRs de entrada e de saída doJSTOF. Quando a diferença está abaixo de um limitepredeterminado, o receptor de JSTOF é desligado e oreceptor convencional é ligado. A SINR de entrada pode serfacilmente computada, uma vez que a estimativa de H sejafeita na equação (10):<formula>formula see original document page 20</formula>

e a SINR de saída pode ser computada a partir das equações(14) e (15) :

<formula>formula see original document page 20</formula>

No lado de móvel, um arranjo de antena virtual podeser configurado pela combinação de sobreamostragem e pelaseparação das partes reais e imaginárias, conforme mostradona FIG. 1.

De acordo com várias modalidades, o filtro de espaço -tempo de MIMO ótimo conjunto e a estimativa de canalestabelecidos nas equações (14) e (15) melhoram aperformance de supressão de interferência. Os filtroscombinados de canal múltiplo de MISO 32, os quais sãobaseados na estimativa de canal na equação (15) melhoram aperformance de taxa de erro, enquanto reduzem acomplexidade do equalizador de Viterbi 38. Uma estratégiade comutação automática entre JSTOF e receptoresconvencionais reduz a perda em casos de AWGN puro.

0 JSTOF definido pelas equações (6) a (17) pode serimplementado de formas diferentes em termos de estabilidadenumérica e complexidade computacional. As principaisdiferenças são a forma pela qual a inversa da matriz deautocorrelação Rx é calculada e a forma pela qual o canalH é estimado com classificação reduzida.

Uma dessas implementações é uma inversão de matrizbaseada em decomposição de Cholesky de Rx e a decomposiçãode autovalor de matriz D na equação (13). Especificamente,uma vez que Rx é definida positiva simétrica, adecomposição de Cholesky existe:

<formula>formula see original document page 21</formula>

D pode ser reescrita como:

<formula>formula see original document page 21</formula>

onde:

<formula>formula see original document page 21</formula>

Deve ser notado que a inversa é realmente realizadacom a raiz quadrada de Rx, e a computação explícita dainversa pode ser evitada pela retrossubstituição. Também, Dé numericamente estável por causa de sua estrutura decancelamentos mútuos. Isto foi verificado pelas simulaçõesque mostraram que o número de condição de D raramente émaior do que 300. Isto implica que a decomposição deautovalor em D não requereria algoritmos indevidamentesofisticados para aplicações típicas, conforme seráapreciado por aqueles versados na técnica. De fato, estaabordagem pode ter potencialmente a menor complexidadecomputacional das abordagens destacadas aqui.

Uma preocupação numérica potencial é a decomposição deCholesky em Rx, já que seu número de condição pode serpotencialmente alto relativamente, e sua propriedadedefinida positiva pode ser deslocada até certo grau porerros de arredondamento por falta. As simulações mostraram,contudo, que o número de condição de Rx é menor do que IO7,mesmo em alguns cenários extremos, tais como proporçõesmuito altas e muito baixas de portadora para interferência(C/I).

De acordo com uma modalidade alternativa, adecomposição de QR no domínio de amostra pode ser usadapara se evitar o cálculo direto da inversa de Rx. Uraa vezque X na equação (3) tem uma classificação de colunacheia, ela tem a decomposição de QR única:

<formula>formula see original document page 19</formula>

onde Q é uma matriz pxMN com colunas ortogonais e R é umamatriz triangular superior MNxMN de classificação cheia.

Pode ser mostrado que:

<formula>formula see original document page 19</formula>

e a D na equação (13) pode ser escrita na forma da equação(19) com Di redefinida por:

<formula>formula see original document page 19</formula>

A estimativa de canal de classificação reduzida podeser realizada com a decomposição de autovalor em D, como naabordagem prévia, e a matriz de peso de filtro ótimo de(14) pode ser reduzida como:

<formula>formula see original document page 19</formula>

Esta abordagem é basicamente uma versão equivalente dedecomposição de Cholesky no domínio de amostra, uma vez quese pode mostrar que R= L*. Ela tem estabilidade numéricamelhorada às custas da maior complexidade de decomposiçãode QR (requerendo aproximadamente duas vezes as operaçõespara uma matriz de um dado tamanho) e maior matriz deamostragem (tendo aproximadamente 3 vezes as linhas em umcaso de exemplo em que M= 4, N=2eL=5).

As duas abordagens descritas acima ainda requerem acomputação da inversa da matriz triangular, embora istopossa ser feito por retrossubstituições. Voltando-nos aindapara uma outra abordagem alternativa, isto é, a abordagemde decomposição de valor singular (SVD), a inversão dematriz pode ser evitada e a estabilidade numérica pode seradicionalmente melhorada em algumas aplicações. Estaabordagem começa com a SVD na matriz de amostra na equação(3) :

<formula>formula see original document page 23</formula>

onde Ux é a matriz pxMN com colunas ortogonais, Vx é umamatriz ortogonal MNxMN e Σχ é uma matriz diagonal MNxMNl Σχdiag(ai, ..., σ^) com os valores singulares em suadiagonal. Pode ser mostrado que

<formula>formula see original document page 23</formula>

A D na equação (13) ainda tem a forma da equação (19)com Di definida por:

<formula>formula see original document page 23</formula>

A estimativa de canal pode ser obtida pela SVD em Di ea matriz de peso de filtro pode ser escrita como:

<formula>formula see original document page 23</formula>

onde Vdm contém os M vetores singulares direitos de topo deD1. A SVD nesta abordagem pode requerer mais computações doque as decomposições de Cholesky e QR usadas nas duasabordagens prévias.

Como uma comparação das três abordagens destacadasacima (isto é, Cholesky, QR e SVD) , a tabela na FIG. 9lista as computações etapa a etapa para um exemplo em que M= 4, N=2eL=5. Para se encontrar o melhor sincronismoda rajada, o JSTOF busca várias hipóteses de sincronismo eaquela correspondente ao residual de saída mínimo éescolhida como o melhor sincronismo. 0 residual de saída édefinido como:

<formula>formula see original document page 23</formula>

O processo de busca basicamente repete as operaçõeslistadas na tabela para cada hipótese, mas as matrizes deamostra de entrada a partir das hipóteses de sincronismoconsecutivas mudam ligeiramente ao se apensar e apagar umacoluna. Os algoritmos de atualização e de desatualizaçãosão potencialmente aplicáveis a algumas das operações, e acarga de computação geral pode ser potencialmente reduzida.

Deixe X(k) representar a matriz de amostra no instantede tempo k. Ela pode ser dividida a partir da equação (3) em:

<formula>formula see original document page 24</formula>

onde:

<formula>formula see original document page 24</formula>

A matriz de amostra no tempo k+1 pode ser expressa como:

<formula>formula see original document page 24</formula>

A matriz de autocorrelação no tempo k+1 tem a forma:

<formula>formula see original document page 24</formula>

Isto é uma combinação de uma desatualização declassificação -Ie uma atualização de classificação - 1.

Um algoritmo baseado em rotação hiperbólico paraatualização/desatualização da fatoração de Cholesky éestabelecido em Matrix Computations de Golub et al., 3rdedition, 1996.

Um outro algoritmo de atualização/desatualizaçãoaplicável mostrado no texto de Golub et al. e paradecomposição de QR, o qual é baseado na rotação de Givens.

Obviamente, a dada abordagem que deve ser usada em umaaplicação em particular dependerá de fatores tais comorecursos de processamento disponíveis, complexidadecomputacional, etc., conforme será apreciado por aquelesversados na técnica. Outras abordagens também podem serusadas, conforme também será apreciado por aqueles versadosna técnica.

A performance do receptor baseado em JSTOF foiavaliada por simulações de Matlab usando-se um agente desimulação de BLER estendida. Os parâmetros para o receptorbaseado em JSTOF podem ser regulados com aspectosdiferentes. Os exemplos de valores se seguem:

1) A relação de sobreamostragem (OSR) de 2 pode serselecionada, a qual mapeia para o número de antenasvirtuais (M) de 4 neste exemplo não limitativo, e umasimulação mostra que uma redução da OSR para 1 causadegradações significativas de performance;

2) Várias amostras atrasadas temporais (N) podem serselecionadas como 2. Aumentar o número, contudo, nemsempre melhora a performance;

3) Uma classificação reduzida para a matriz deresposta de canal pode ser selecionada como M.Aumentar ou diminuir a classificação nãonecessariamente melhora a performance.

4) Um limite de autocomutação pode ser de 4,75 dB.

5) Uma saída de decisão flexível pode ser quantificadaem 5 bits de largura. Aumentar a largura para 8 bitspode melhorar a performance de forma marginal paraDTS-5. Uma correção de decisão flexível pode serhabilitada.

O canal de fala de AMR, TCH-AFS12.2, pode ser usadopara avaliação da performance do JSTOF em termos de FER. Acondição de propagação TU50km/h-1950MHz pode ser assumidapor todas as simulações. Uma simulação rodou 1000tentativas (blocos) para cada caso.

As FERs do receptor em relação à relação de portadorapara interferência (C/l) são mostradas no gráfico da FIG.

3. As margens em relação à performance de referênciaespecificada são listadas na tabela abaixo.

<table>table see original document page 26</column></row><table>

A performance do receptor sob AWGN puro e casos deDTS-5 com e sem a estratégia de autocomutação é mostradanos gráficos da FIG. 4 e da FIG. 5, respectivamente. Aestratégia reduziu a perda em SWGN em aproximadamente 1 dB(a FER = 10%) e incorreu em pouca perda para DTS-5.

0 receptor de JSTOF pode incluir múltiplosequalizadores de Viterbi, seguidos por um filtro decombinação de canal múltiplo, o qual combina as decisõesflexíveis após os equalizadores. Um resultado é mostrado ecomparado com o original no gráfico da FIG. 6.

A performance pode ser avaliada com um caso de testemodificado DTS-5R, onde o atraso do agente de interferênciaassíncrono pode ser configurado. A performance em 0, 1/4,1/2 e 3/4 do comprimento da rajada é mostrada no gráfico daFIG. 7. Os resultados indicam que a performance do receptorde JSTOF se degrada "lentamente" com atraso severo doagente de interferência.

0 receptor descrito acima pode ser usadovantajosamente em dispositivos sem fio móveis (por exemplo,dispositivos celulares), bem como em estações basescelulares, por exemplo. Um exemplo de um dispositivo decomunicações sem fio móvel 1000 que pode ser usado éadicionalmente descrito no exemplo abaixo com referência àFIG. 8. O dispositivo 1000 inclui de forma ilustrativa umalojamento 1200, um teclado 1400 e um dispositivo de saída1600. O dispositivo de saída mostrado é um visor 1600, oqual preferencialmente é um LCD gráfico pleno. Outros tiposde dispositivos de saída podem ser utilizadosalternativamente. Um dispositivo de processamento 1800 estácontido no alojamento 1200 e é acoplado entre o teclado1400 e o visor 1600. O dispositivo de processamento 1800controla a operação do visor 1600, bem como a operaçãogeral do dispositivo móvel 1000, em resposta à atuação deteclas no teclado 1400 pelo usuário.

O alojamento 12 00 pode ser alongado verticalmente, oupode assumir outros tamanhos e formatos (incluindoestruturas de alojamento de concha de molusco). O tecladopode incluir uma tecla de seleção de modo ou um outrohardware ou software para comutação entre entrada de textoe entrada de telefonia.

Além do dispositivo de processamento 1800, outraspartes do dispositivo móvel 1000 são mostradasesquematicamente na FIG. 8. Estas incluem um subsistema decomunicações 1001; um subsistema de comunicações de faixacurta 1020; o teclado 1400 e o visor 1600, juntamente comoutros dispositivos de entrada / saída 1060, 1080, 1100 e1120; bem como dispositivos de memória 1160, 1180 e váriosoutros subsistemas de dispositivo 1201. 0 dispositivo móvel1000 preferencialmente é um dispositivo de comunicações deRF de duas vias que tem capacidades de comunicações de voze de dados. Além disso, o dispositivo móvel 1000preferencialmente tem a capacidade de se comunicar comoutros sistemas de computador através da Internet.

O software de sistema operacional executado pelodispositivo de processamento 1800 preferencialmente éarmazenado em uma em persistente, tal como a memória flash1160, mas pode ser armazenado em outros tipos dedispositivos de memória, tal como uma memória apenas deleitura (ROM) ou um elemento de armazenamento similar. Alémdisso, um software de sistema, aplicativos de dispositivoespecíficos, ou partes dos mesmos podem ser carregadostemporariamente em um armazenamento volátil, tal como umamemória de acesso randômico (RAM) 1180. Os sinais decomunicações recebidos pelo dispositivo móvel também sãoarmazenados na RAM 1180.

O dispositivo de processamento 1800, além de suasfunções de sistema operacional, permite a execução deaplicativos de software 1300A-1300N no dispositivo 1000. Umconjunto predeterminado de aplicativos que controlam asoperações básicas de dispositivo, tais como comunicações dedados e de voz 1300A e 1300B, pode ser instalado nodispositivo 1000 durante a fabricação. Além disso, umaplicativo de gerenciador de informação pessoal (PIM) podeser instalado durante a fabricação. O PIM preferencialmenteé capaz de organizar e gerenciar itens de dados, tais comoe-mail, eventos de calendário, correios de voz,compromissos e itens de tarefa. O aplicativo de PIM tambémé capaz, preferencialmente, de enviar e receber itens dedados através de uma rede sem fio 1401. Preferencialmente,os itens de dados de PIM são integrados sem emendas,sincronizados e atualizados através da rede sem fio 14 01com os itens de dados correspondentes de usuário dedispositivo armazenados ou associados a um sistema decomputador principal.

As funções de comunicação, incluindo comunicações dedados e de voz, são realizadas através do subsistema decomunicações 1001 de faixa curta. 0 subsistema decomunicações 1001 inclui um receptor 1500, um transmissor1520 e uma ou mais antenas 1540 e 1560. Além disso, osubsistema de comunicações 1001 também inclui um módulo deprocessamento, tal como um processador de sinal digital(DSP) 1580, e osciladores locais (LOs) 1601. 0 projetoespecífico e a implementação do subsistema de comunicações1001 são dependentes da rede de comunicações na qual sepretende que o dispositivo móvel 1000 opere. Por exemplo,um dispositivo móvel 1000 pode incluir um subsistema decomunicações 1001 projetado para operar com as redes decomunicações de dados móveis Mobitex™, Data TAC™ ou deServiço de Rádio de Pacote Geral (GPRS), e também projetadopara operar com qualquer uma de uma variedade de redes decomunicações de voz, tais como AMPS, TDMA, CDMA, WCDMA,PCS, GSM, EDGE, etc.. Outros tipos de redes de dados e devoz, separadas e integradas, também podem ser utilizadoscom o dispositivo móvel 1000. O dispositivo móvel 1000também pode ser em conformidade com outros padrões decomunicações, tais como 3GSM, 3GPP, UMTS, etc..

As exigências de acesso de rede variam, dependendo dotipo de sistema de comunicação. Por exemplo, nas redesMobitex e DataTAC, dispositivos móveis são registrados narede usando-se um número de identificação pessoal único ouPIN associado a cada dispositivo. Em redes de GPRS,contudo, o acesso de rede está associado a um assinante ouusuário de um dispositivo. Um dispositivo de GPRS,portanto, requer um módulo de identidade de assinante,comumente referido como cartão SIM, de modo a operar em umarede de GPRS.

Quando os procedimentos de registro de rede ou deativação requeridos tiverem sido completados, o dispositivomóvel 1000 pode enviar e receber sinais de comunicaçõespela rede sem fio 1401. Os sinais recebidos a partir darede sem fio 1401 pela antena 154 0 são roteados para oreceptor 1500, o qual provê uma amplificação de sinal, umaconversão para baixo de freqüência, filtração, seleção decanal, etc., e também pode prover uma conversão deanalógico para digital. A conversão de analógico paradigital do sinal recebido permite que o DSP 1580 realizefunções de comunicações mais complexas, tais comodemodulação e decodificação. De uma maneira similar, ossinais a serem transmitidos para a rede 1401 sãoprocessados (por exemplo, modulados e codificados) pelo DSP1580 e então são providos para o transmissor 1520 para umaconversão de digital para analógico, uma conversão paracima de freqüência, filtração, amplificação e transmissãopara a rede de comunicação 1401 (ou redes) através daantena 1560.

Além do processamento de sinais de comunicações, o DSP1580 provê controle do receptor 1500 e do transmissor 1520.Por exemplo, os ganhos aplicados aos sinais de comunicaçõesno receptor 1500 e no transmissor 1520 podem sercontrolados de forma adaptativa através de algoritmos decontrole de ganho automático implementados no DSP 1580.

Em um modo de comunicações de dados, um sinalrecebido, tal como uma mensagem de texto ou umatransferência (via download) de página da web, é processadopelo subsistema de comunicações 1001 e é introduzido nodispositivo de processamento 1800. 0 sinal recebido então éadicionalmente processado pelo dispositivo de processamento1800 para uma saída para o visor 1600, ou,alternativamente, para algum outro dispositivo de I/Oauxiliar 1060. Um usuário de dispositivo também pode comporitens de dados, tais como mensagens de e-mail, usando oteclado 1400 e/ou algum outro dispositivo de I/O auxiliar1060, tal como um touchpad, um comutador de rodar, uma rodade movimento com o dedo, ou algum outro tipo de dispositivode entrada. Os itens de dados compostos então podem sertransferidos pela rede de comunicações 1401 através dosubsistema de comunicações 1001.

Em um modo de comunicações de voz, a operação geral dodispositivo é substancialmente similar à do modo decomunicações de dados, exceto pelo fato de os sinaisrecebidos serem extraídos para um alto-falante 1100, e ossinais para transmissão serem gerados por um microfone1120. Subsistemas alternativos de 1/0 de voz ou áudio, talcomo um subsistema de gravação de mensagem de voz, tambémpodem ser implementados no dispositivo 1000. Além disso, ovisor 1600 também pode ser utilizado em um modo decomunicações de voz, por exemplo, para exibição daidentidade de uma parte chamando, da duração de uma chamadade voz ou de uma outra informação relacionada a uma chamadade voz.

O subsistema de comunicações de faixa curta permiteuma comunicação entre o dispositivo móvel 1000 e outrossistemas ou dispositivos próximos, os quais não precisamser necessariamente dispositivos similares. Por exemplo, osubsistema de comunicações de faixa curta pode incluir umdispositivo de infravermelho e circuitos e comunicaçõesassociados, ou um módulo de comunicações por Bluetooth™para a provisão de comunicação com sistemas e dispositivoshabilitados de forma similar.

Muitas modificações e outras modalidades da invençãovirão à mente de alguém versado na técnica tendo obeneficio dos ensinamentos apresentados nas descriçõesprecedentes e nos desenhos associados. Portanto, éentendido que a invenção não é para ser limitada àsmodalidades específicas mostradas, e que se pretende quemodificações e modalidades sejam incluídas no escopo dainvenção.

Claims (23)

1. Filtro para redução de interferência de co-canal emum receptor de comunicações, o filtro caracterizado pelofato de compreender:um circuito de filtro de espaço - tempo de canalmúltiplo que filtra η partes de sinal que foram divididas apartir de um sinal de comunicações pela estimativa conjuntade pesos de filtro de espaço - tempo e respostas de impulsode canal múltiplo (CIRs) , com base em uma decomposição devalor singular (SVD); eum circuito de filtro combinado de canal múltiplo querecebe sinais de canal múltiplo a partir do circuito defiltro de espaço - tempo de canal múltiplo e tem umaresposta de filtro que é provida por uma estimativa deresposta de impulso de canal a partir do circuito de filtrode espaço - tempo.

2. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuito deantena virtual conectado ao referido circuito de filtro deespaço - tempo de canal múltiplo que divide o sinal decomunicações em η partes de sinal reais e imagináriasamostradas pares e impares.

3. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato do referido circuito de filtro deespaço - tempo de canal múltiplo compreender pelo menos ummultiplicador para multiplicação de cada parte de sinal porum respectivo peso de filtro de espaço - tempo.

4. Filtro, de acordo com a reivindicação 3,caracterizado pelo fato de pelo menos um multiplicadorcompreender um par dos mesmos conectados em paralelo; epelo fato do referido circuito de filtro de espaço - tempode canal múltiplo ainda compreender um respectivo circuitode atraso para cada parte de sinal conectada a uma entradade um do referido par de multiplicadores.

5. Filtro, de acordo com a reivindicação 4,caracterizado pelo fato do sinal de comunicaçõescompreender uma pluralidade de símbolos; e os referidosmultiplicadores e circuitos de atraso ter em torno de umatraso de um símbolo associado a ele.

6. Filtro, de acordo com a reivindicação 3,caracterizado pelo fato de ainda compreender um respectivocircuito somador para cada canal, para a soma das saídasdos multiplicadores.

7. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender um estimadorde pesos de filtro ótimo conjunto e de canal pararecebimento de símbolos de seqüência de treinamento e dadosde incerteza de sincronismo e para a geração de pesos defiltro de espaço - tempo para o referido circuito de filtrode espaço - tempo de canal múltiplo e uma resposta deimpulso de canal múltiplo para o referido circuito defiltro combinado de canal múltiplo.

8. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuito deequalizador a jusante do referido circuito de filtrocombinado de canal múltiplo.

9. Sistema de filtro para redução de interferência deco-canal em um receptor de comunicações, o sistema defiltro caracterizado pelo fato de compreender:um filtro de espaço - tempo conjunto que compreende:um circuito de filtro de espaço - tempo de canalmúltiplo que filtra η partes de sinal que foram divididasem um sinal de comunicações pela estimativa conjunta depesos de filtro de espaço - tempo e respostas de impulso decanal múltiplo (CIRs), com base em uma decomposição devalor singular (SVD), eum circuito de filtro combinado de canal múltiploque recebe sinais de canal múltiplo a partir do circuito defiltro de espaço - tempo de canal múltiplo e tem umaresposta de filtro que é provida por uma estimativa deresposta de impulso de canal a partir do circuito de filtrode espaço - tempo, eum filtro alternativo operativo quando um nível deinterferência está abaixo de um limite predeterminado ecompreendendo um filtro combinado, um circuito decorrelação cruzada e um mecanismo de comutador paracomutação das η partes de sinal no filtro combinado e nocircuito de correlação cruzada.

10. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuitode antena virtual conectado ao referido circuito de filtrode espaço - tempo de canal múltiplo que divide o sinal decomunicações em η partes de sinal reais e imagináriasamostradas pares e ímpares.

11. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato do referido circuito de filtrode espaço - tempo de canal múltiplo compreender pelo menosum multiplicador para multiplicação de cada parte de sinalpor um respectivo peso de filtro de espaço - tempo.

12. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-11, caracterizado pelo fato de pelo menos um multiplicadorcompreender um par dos mesmos conectados em paralelo; epelo fato do referido circuito de filtro de espaço - tempode canal múltiplo ainda compreender um respectivo circuitode atraso para cada parte de sinal conectada a uma entradade um do referido par de multiplicadores.

13. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-12, caracterizado pelo fato do sinal de comunicaçõescompreender uma pluralidade de símbolos; e os referidosmultiplicadores e circuitos de atraso ter em torno de umatraso de um símbolo associado a ele.

14. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-11, caracterizado pelo fato de ainda compreender umrespectivo circuito somador para cada canal para soma dassaídas dos multiplicadores.

15. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato de ainda compreender umestimador de pesos de filtro ótimo conjunto e de canal pararecebimento de símbolos de seqüência de treinamento e dadosde incerteza de sincronismo e para a geração de pesos defiltro de espaço - tempo para o referido circuito de filtrode espaço - tempo de canal múltiplo e uma resposta deimpulso de canal múltiplo para o referido circuito defiltro combinado de canal múltiplo.

16. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuitode equalizador a jusante do referido circuito de filtrocombinado de canal múltiplo.

17. Método de redução de interferência de co-canal emum receptor de comunicações caracterizado pelo fato decompreender:a divisão de um sinal de comunicações recebido em ηpartes de sinal;a filtração das η partes de sinal dentro do circuitode filtro de espaço - tempo de canal múltiplo e aestimativa conjunta dos pesos de filtro de espaço - tempo edas respostas de impulso de canal de canal múltiplo (CIRs),com base em uma decomposição de valor singular (SVD); eo recebimento de sinais de canal múltiplo a partir docircuito de filtro de espaço - tempo dentro do circuito defiltro combinado de canal múltiplo tendo uma resposta defiltro que é provida por uma estimativa de resposta deimpulso de canal a partir do circuito de filtro de espaço -tempo.

18. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato da divisão compreender a amostragemdo sinal de comunicações em amostras pares e ímpares e aseparação das amostras pares e ímpares em partes de sinalreais e imaginárias.

19. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender a soma dassaídas do filtro combinado e o reescalonamento para umnível desejado.

20. Método, de acordo com a reivindicação 19,caracterizado pelo fato de ainda compreender a equalizaçãode um sinal de canal único após um reescalonamento para umnível desejado.

21. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender a filtraçãodas η partes de sinal dentro de um filtro alternativo,quando um nível de interferência estiver abaixo de umlimite.

22. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender amultiplicação de cada parte de sinal com base em pesos defiltro de espaço - tempo.

23. Método, de acordo com a reivindicação 22,caracterizado pelo fato de ainda compreender a soma daspartes de sinal para cada canal, após uma multiplicação.