BRPI0614351A2 - filtro, sistema e método para reduzir a interferência co-canal dentro de um receptor de comunicação - Google Patents

Abstract

FILTRO, SISTEMA E METODO PARA REDUZIR A INTERFERENCIA CO-CANAL DENTRO DE UM RECEPTOR DE COMUNICAçAO Um filtro para reduzir a interferência co-canal dentro de um receptor de comunicação pode incluir um circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal que filtra n partes do sinal que foram subdivididas de um sinal de comunicação ao estimar conjuntamente os pesos de filtro de espaço-tempo e respostas de impulso multi-canal (CIRs) com base em decomposições de QR e de autovalor. O filtro pode ainda incluir um circuito de filtro combinado multi-canal que recebe sinais multi-canal do circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal e tem uma resposta de filtro que é fornecida por uma estimação de resposta de impulso de canal do circuito de filtro de espaço-tempo.

Description

FILTRO, SISTEMA E MÉTODO PARA REDUZIR A INTERFERÊNCIA CO-CANAL DENTRO DE UM RECEPTOR DE COMUNICAÇÃO

CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção relaciona-se a sistemas decomunicação sem fio, como os sistemas de comunicaçãocelular e, mais particularmente, a filtro de sinais sem fiorecebidos para reduzir a interferência indesejada.

HISTÓRICO

Os filtros combinados de cancelamento de interferência(ICMF) e a demodulação conjunta (JDM) foram investigadospara satisfazer as exigências para um DARP - Desempenho deReceptor Avançado no Enlace Descendente que é normatizadopelo sistema de comunicação móvel de terceira geração e oProjeto de Parceria de Terceira Geração (3GPP). Algumasdessas propostas são apresentadas nos seguintes artigos edocumentos.

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O atual Sistema Global para a Comunicação Móvel (GSM)de sistemas celulares precisa encarar a interferência co-canal (CCI) no lado da estação móvel (MS), bem como encararos requisitos DARP. Algumas estruturas de canal único e depré-filtros foram utilizadas para auxiliar no cancelamentoda interferência e fornecer alguma estimação de resposta deimpulso de canal (CIR). Ademais, alguns sistemas utilizarama maximização do sinal-a-interferência para projetarconjuntamente um filtro de espaço-tempo de canal único e aestimação CIR para um canal único. Outros sistemasutilizaram uma minimização restringida do erro de médiaquadrada para projetar um filtro de espaço de canal único.

Outros sistemas utilizaram um filtro de espaço de canalúnico que é projetado por uma aproximação de classe-um daestimação de canal ML. As aplicações alvo para essessistemas foram a estação base onde está disponível umamalha de antena física que inclui uma pluralidade deantenas.

RESUMO

Falando genericamente, a presente revelação relaciona-se a um filtro para reduzir a interferência co-canal dentrode um receptor de comunicação. Mais particularmente, ofiltro poderá incluir um circuito de filtro de espaço-tempomulti-canal que filtra partes do sinal que foramsubdivididas de um sinal de comunicação ao estimarconjuntamente pesos de filtro de espaço-tempo e asrespostas de impulso multi-canal (CIRs) com base em umadecomposição de QR. O circuito de filtro combinado multi-canal recebe sinais multi-canal do circuito de filtro deespaço-tempo multi-canal e tem uma resposta de filtragemque é fornecida pela estimativa de resposta de impulso decanal do circuito de filtro de espaço-tempo. O filtropadrão pode ser operativo quando o nível de interferênciaestá abaixo de um limite predeterminado e pode ser formadocomo um filtro combinado e um circuito de correlaçãocruzada e mecanismo de comutação para comutar as partes dosinal dentro do filtro combinado e do circuito decorrelação cruzada.

Em um aspecto, o circuito de filtro de espaço-tempomulti-canal inclui uma pluralidade de circuitos demultiplicador e de retardo que recebem, cada um, n partesdo sinal. Os circuitos de multiplicador e de retardo sãooperativos com base nas pesos do filtro de espaço-tempo.Cada circuito multiplicador e de retardo compreende doiscircuitos de multiplicador e um circuito de retardo. Cadacircuito de multiplicador e de retardo é operativo a umretardo de um símbolo. 0 estimador de canal e de pesos defiltro ótimo conjunto é operativamente conectado aocircuito de filtro de espaço-tempo multi-canal e recebesímbolos de seqüência de treinamento (TS) e dados deincerteza de tempo e gera pesos de filtro de espaço-tempopara o circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal. Umcircuito somador soma os dados dos circuitos demultiplicador e de retardo para cada canal. Um circuitoequalizador é operativo com o circuito de filtro combinadomulti-canal.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Vários objetos, recursos e vantagens tornar-se-ãoaparentes da descrição detalhada seguinte, quandoconsiderada à luz dos desenhos acompanhantes, nos quais:

A Figura 1 é um diagrama de blocos de um Filtro Ótimode Espaço-Tempo Conjunto com base em um receptor capaz deDesempenho de Receptor Avançado no Enlace Descendente(DARP) de acordo com uma modalidade exemplar.

A Figura 2 é um diagrama de blocos mais detalhado doFiltro Ótimo de Espaço-Tempo Conjunto e de FiltrosCombinados Multi-canal mostrados na Figura 1 de acordo comuma modalidade exemplar.

A Figura 2A é um diagrama de blocos de um método deacordo com uma modalidade exemplar.

A Figura 3 é um gráfico que mostra o Filtro Ótimo deEspaço-Tempo Conjunto capaz de desempenho de receptor DARPpara vários casos de teste DARP.

A Figura 4 é um gráfico que mostra o desempenho doreceptor de Filtro Ótimo de Espaço-Tempo Conjunto de acordocom uma modalidade exemplar com ruído gaussiano brancoaditivo (AWGN) , comparado com e sem uma estratégia deautocomutação.

A Figura 5 é um gráfico que mostra o desempenho doreceptor do Filtro Ótimo de Espaço-Tempo Conjunto de acordocom uma modalidade exemplar com DTS-5, comparado com e sema autocomutação.

A Figura 6 é um gráfico que compara o desempenho deequalizadores Viterbi únicos e múltiplos de acordo com umamodalidade exemplar, utilizando um limitador SD de 8 bitsna simulação.

A Figura 7 é um gráfico que mostra o desempenho doreceptor de Filtro Ótimo de Espaço-Tempo Conjunto e um casode teste modificado de acordo com uma modalidade exemplar.

A Figura 8 é um diagrama de blocos esquemáticos de umdispositivo de comunicação sem fio modelo exemplar que podeser utilizado de acordo com uma modalidade exemplar. E

A Figura 9 é uma tabela que compara as três abordagenspara efetuar os cálculos da decomposição de Cholesky, dadecomposição QR, e da decomposição de valor singular (SVD)de acordo com a presente revelação.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS MODALIDADES PREFERIDAS

Várias modalidades não limitantes serão descritasagora mais inteiramente doravante com referência aosdesenhos acompanhantes, em que as modalidades preferidassão mostradas. No entanto, essas modalidades poderão serincorporadas em muitas formas diferentes e não devem serconsideradas como limitadas às modalidades aquiexplicitadas. Pelo contrário, essas modalidades sãofornecidas de modo que esta revelação será abrangente ecompleta, e levará inteiramente o escopo para aqueleshabilitados na tecnologia. Números iguais referem-se aelementos iguais no todo, e a anotação prima é utilizadapara indicar elementos similares em modalidadesalternativas.

De acordo com uma modalidade, a Interferência Co-Canal(CCI) no lado da estação móvel (MS) em um sistema decomunicação atual GSM - Sistema Global para a ComunicaçãoMóvel é apresentada, bem como o cumprimento de requisitosde uma norma de DARP - Desempenho de Receptor Avançado noEnlace Descendente pelo Projeto de Parceria de TerceiraGeração (3GPP).

A modalidade ilustrada na Figura 1 fornece um pré-filtro multi-canal que é operado para cancelar ainterferência e fornecer, adaptiva e otimamente, aestimação de resposta de impulso de canal (CIR) . 0 pré-filtro pode utilizar dois componentes principais em umexemplo não-limitativo: (1) um filtro ótimo de espaço-tempoconjunto (JSTOF) com base em múltipla entrada-múltiplasaída (MIMO) ; e (2) um filtro combinado multi-canal combase em múltipla entrada-única saída (MISO). Em uma estaçãomóvel típica que utiliza uma única antena disponível, umamalha de antena virtual pode ser configurada internamentepela combinação de sobre-amostragem e a separação daspartes reais e imaginárias que recebem amostras.

Em uma modalidade não-Iimitativa, um sinal da malha deantena virtual é alimentado para o JSTOF, onde os pesosótimos para o filtro de cancelamento de interferência combase em MIMO são estimados. Ao mesmo tempo, os CIRs multi-canal para o sinal desejado são estimados conjuntamente. Asaída do JSTOF permite que a interferência seja filtrada ealimentada para um filtro combinado multi-canal com base emMISO. A resposta de filtragem do filtro combinado éfornecida pela estimação de CIR do JSTOF.

A saída do filtro combinado multi-canal passa para umequalizador Viterbi que remove a interferência entresímbolos (ISI) e fornece decisões suaves para maiorprocessamento. Uma resposta de canal única necessária peloequalizador pode ser formada por uma combinação dos CIRstorcidos do FSTOP. Este pré-filtro também pode comutarautomaticamente para o filtro convencional ou padrão noreceptor convencional em qualquer caso dominante de AWGN ecomutar de volta para o receptor com base em JSTOF emqualquer caso dominante de interferência. Esta capacidadede autocomutação reduz a perda nos casos dominantes deAWGN.

Um exemplo do pré-filtro ou do filtro de cancelamentode interferência para o receptor com base em JSTOF e capazde DARP é mostrado em 10 na Figura 1, em que a taxa desobre-amostragem é de 2 e o número de antenas virtuais é de4 (M= 4) , como também é indicado por X1 (k) a X4 (k). Por todaesta descrição, o pré-filtro 10 pode ser referido como ofiltro de cancelamento de interferência ou o filtro JSTOF,e age como um pré-filtro no receptor enquadrado de DARP. 0receptor que incorpora este filtro 10 poderia ser descritocomo um receptor JSTOF como é mostrado pela linhaserrilhada em 11 na Figura 1.

A Figura 1 mostra exemplos dos vários blocos decircuito utilizados para o filtro 10. Um sinal de entrada érecebido dentro de um circuito de desrotação 12. 0 sinal desaída desrotacionado é subdividido, com uma parte passandodentro do filtro 14 de um receptor convencional que incluium comutador de 2:1 16, e uma saída dentro de um filtrocombinado 18 e um circuito de correlação cruzada 20 querecebe símbolos de seqüência de treinamento encurtada (TS).

O comutador de 2:1 16 é operado para permitir a comutaçãoentre o filtro 14 e o pré-filtro com base em JSTOF ecapacitado para DARP.

A outra parte do sinal de saída do circuito dedesrotação 12 é subdividida em amostras pares e amostrasímpares como parte da antena virtual 24 e subdivididanovamente em sinais reais e imaginários para formar ossinais de entrada respectivos Xl(k) a X4(k) dentro de umcircuito JSTOF 30, também referido como o circuito defiltro de espaço-tempo multi-canal. Os sinais de saída docircuito JSTOF são passados para dentro de um circuito defiltro combinado multi-canal 32, e seu sinal de saída épassado para dentro de um circuito de redimensionamento 34e então dentro de um circuito multiplexador 36 como dados(di). O circuito multiplexador 36 também recebe umaresposta de canal (Ci). Quando o filtro convencional 14 éconectado, o multiplexador 36 recebe os dados (d2) e aresposta de canal (c2) do circuito de filtro combinado 18 edo circuito de correlação cruzada 20. Os sinais sãopassados para dentro de um equalizador Viterbi como umasaída de decisão suave.

Maiores detalhes do filtro JSTOF e do filtro combinadomulti-canal são mostrados na Figura 2, onde o número deamostras retardadas no tempo utilizadas no circuito JSTOF éde 2 (n=2). As várias entradas Xl(k) a X4 (k) são recebidasdentro do JSTOF, que é mostrado em maior detalhe. Ocircuito JSTOF 30 inclui multiplicadores canalizados,também denominados misturadores 40, 42, unidades de retardo44 e somadores 46, que entram dentro de filtros combinadosmulti-canal 48 para cada um dos quatro canais ilustrados, esinais dos filtros combinados são passados para dentro deum somador 50. Um filtro ótimo conjunto pondera e ocircuito estimador de canal 52 recebe símbolos TS e sinaisde incerteza de tempo para produzir as pesos (W0pt)utilizadas para os misturadores 40, 42.

Assim é possível conforme descrito integrar uma funçãode pré-filtro dentro de um receptor GSM convencional aoacrescentar um ramo pré-filtro paralelo a um filtrocombinado convencional como é mostrado na Figura 1. Oequalizador Viterbi de software/hardware convencional 38pode ser utilizado sem modificação. Em um exemplo não-limitativo, um receptor capaz de DARP integrado foi testadocontra casos de teste DARP por simulações, que indica que oreceptor fornece 1,6 dB a 6,9 dB de margem sobre umdesempenho especificado em termos da taxa de erro de quadro(FER) para um dos canais de fala AMR.

A Figura 2A é um fluxograma que ilustra um método dealto nível associado ao sistema descrito em que as váriasetapas são mostradas como exemplos não-limitativos. Asvárias etapas iniciam com os números de referência de série100. O sinal de comunicação de entrada é desrotacionado(bloco 100) e passado para dentro da antena virtual. Osinal de comunicação é subdividido em amostras pares eímpares (Bloco 102), e cada amostra par e ímpar é entãosubdividida em partes de sinal real e imaginária (Bloco104). Os sinais de comunicação da antena virtual sãopassados dentro do circuito JSTOF, onde os sinais decomunicação são multiplicados e retardados (Bloco 106) edepois somados (Bloco 108), tudo como parte de um primeiroFiltro Ótimo de Espaço-Tempo Conjunto (JSTOF) de múltiplaentrada, múltipla saída (MIMO). Após a soma, os sinaissomados são passados para dentro do circuito de filtrocombinado, de entrada múltipla, saída única (MISO) (Bloco110) e depois somados (Bloco 112) e passados como um únicosinal de saída dentro do equalizador Viterbi (Bloco 114) emque uma decisão suave é feita (Bloco 116).

Em operação, o circuito de desrotação 12 é operado comsinais modulados GMSK e o recuo de freqüência que é partedaquele protocolo de sinalização. Antes de qualquerdesrotação, a constelação de sinais é dinâmica e após adesrotação a constelação de sinais torna-se estática, istoé, quaisquer símbolos são tipicamente concentrados em 0o eem 180°, com símbolos rotacionados para esses dois pontos.Assim, o sinal GMSK pode ser tratado como um típico sinalde chaveamento de deslocamento de fase binário (BPSK). Adesrotação na extremidade frontal é utilizada paraamostragens pares e ímpares, que é útil por causa da taxade sobre-amostragem. Por exemplo, em um receptorconvencional, isto é tipicamente à taxa de 1, isto é, umaamostra por símbolo.

A antena virtual 24 pode aumentar a taxa de amostragempara duas amostras por símbolo de maneira serial vindo dofiltro de banda base para formar dois canais separados oupar e ímpar. Antes desse processo, as amostras par/ímparsão então mais subdivididas em partes de sinal real eimaginário para formar os quatro canais independentes daantena virtual. Deve-se observar que em algumas modalidadesoutros números de antenas virtuais/canais poderão serutilizados (por exemplo, um ou mais), como será apreciadopor aqueles habilitados na tecnologia.

Como é melhor mostrado na Figura 2, estes sinais sãoentão passados dentro do multiplicador 40, 42 e noscircuitos de retardo de unidade 44, por exemplo, o retardode um símbolo, e assim o sinal é processado com umamultiplicação e um retardo, seguido de uma operação demultiplicação como é evidente pelos dois multiplicadores40, 42 e um circuito de retardo 44. Esta operação é seguidapor um somatório no somador 46, como é ilustrado. Estaparte do sistema é operada como um filtro bidimensionalmulti-canal. Uma dimensão ocorre por causa do retardo notempo e outra dimensão é introduzida da antena virtual,isto é, uma dimensão espacial conforme descrita e assim asduas dimensões formam um filtro de espaço-tempo.

É evidente que cada sinal de entrada é utilizado emconjunto com outros canais, e multiplicadores recebem pesosdo Estimador de canal e de Peso de Filtro Ótimo Conjunto52. Os pesos vindos do Estimador de Canal e de Peso deFiltro Ótimo Conjunto 52 são passados dentro dosmultiplicadores.

Os pesos também são uma matriz dimensional 8 χ 4 em umexemplo não-limitativo, isto é, 32 pesos. Quanto aossímbolos de seqüência de treinamento entrados no Estimadorde Canal e de Pesos do Filtro Ótimo Conjunto 52, hátipicamente em alguns exemplos não-limitativos sobre 2 6símbolos conhecidos e é sabido qual seqüência detreinamento o pacote contém. Uma busca de +/-3 ou seteposições em um exemplo não-limitativo pode ser utilizadapara encontrar o tempo. A resposta de impulso do filtrocombinado multi-canal (hopt) pode ser utilizada tal que osistema casa a resposta de canal e torna o sinal mais forteapós o filtro combinado.

Como é mostrado na Figura 1, o redimensionamento podeocorrer como uma conveniência de hardware ou de software,embora ele não seja necessário. Este circuito deredimensionamento 34 permite maior operação para umaentrada de 4 bits ou de 5 bits como um exemplo não-limitativo para o equalizador Viterbi 38. A faixa dinâmicado sinal pode ser reajustada tal que o sinal pode serenviado dentro de um circuito de 4 bits ou de 5 bits.

Como foi observado anteriormente, o multiplexador 36pode tomar os sinais d2 e C2 para os dados e resposta decanal do receptor de filtro convencional 14 ou os sinais die C1 para os dados e resposta de canal do receptor JSTOF 10para permitir uma troca entre os dois. 0 receptor JSTOFintroduzirá alguma perda se não houver nenhumainterferência, isto é, apenas ruido branco puro. Neste casoo receptor convencional 14 pode ser utilizado e funcionaráde modo adequado. Assim, os circuitos podem comutar devolta para o filtro convencional sem a perda introduzidapelo receptor JSTOF e seus circuitos. A comutação tem porbase a estimativa do SINR0ut menos SINRinp. Se a quantidadeestiver abaixo de um limite, o sistema determina que hápouca interferência e o cancelamento de interferência doreceptor JSTOF não é necessário. Assim, o filtro doreceptor convencional 14 é utilizado ao comutar 2:1 ocomutador 16.

O circuito é operado em sistemas de formação de feixee em outros sistemas. Este tipo de sistema também permiteque a proporção sinal-a-ruído seja melhorada e a taxa deerro de bits (BER) seja melhorada. Isto poderia causarimpacto em protocolos de nível superior e chamadastelefônicas e outras matérias de comunicação parautilização com esses circuitos.

A estrutura multi-canal do filtro com base no JSTOF éutilizada em uma modalidade, e o circuito JSTOF com base emMIMO 30 fornece estimações de canal e de peso de filtro deespaço-tempo que são diferentes das soluções da tecnologiaanterior. Este circuito fornece a capacidade de combater ainterferência de maneira eficiente tanto para asinterferências síncronas como assíncronas e produzem altodesempenho. Algumas simulações demonstraram que nenhuma dassoluções em algumas das técnicas da tecnologia anteriorfornecem o desempenho necessário contra os casos de testeDARP.

O circuito de filtro combinado multi-canal com base emMISO 32 é um recurso que melhora o desempenho geral da taxade erro e reduz a complexidade do equalizador ao evitarequalizadores Viterbi multi-canal. A comutação automáticaembutida entre os receptores com base no JSTOF e nosreceptores convencionais reduz a perda nos casos de AWGN.

Estruturas de receptor adequadas podem ser utilizadaspara satisfazer os requisitos DARP. Um filtro combinado decancelamento de interferência (ICMF) pode utilizar umexemplo da antena virtual conforme descrito e formar feixespara combater a interferência. O circuito é sensível aoserros de estimativa da resposta de impulso de canal (CIR)do sinal desejado. Uma demodulação conjunta (JD) mostrou umbom desempenho para os vários casos de teste. Além dadificuldade em combater os interferidores assíncronos,poderá haver alta complexidade computacional envolvida emencontrar o CIR de um interferidor.

Em uma modalidade, a antena virtual 24 é operada comfiltro de espaço-tempo adaptativo, permitindo que ocircuito de filtro ótimo espacial-temporal conjunto (JSTOF)30 seja utilizado. Uma diferença do ICMF é que os pesos dofiltro temporal-espacial utilizados para suprimir ainterferência e a estimativa CIR do sinal desejado sãoestimados conjuntamente e otimizado no JSTOF enquanto asduas são estimadas separadamente no ICMF. O circuito JSTOF30 pode ser um circuito de múltipla entrada-múltipla saída(MIMO) que tira proveito da natureza de deficiência declasse da matriz CIR desejada na montagem espaço-tempo.Simulações mostraram um desempenho satisfatório para osvários casos de teste DARP. A carga computacional éconsiderada aceitável dado que a fatorização de Cholesky deponto fixo e o EVD/SDV são viáveis.

Este método tem alguma simplicidade e baixacomplexidade computacional. Ele também é robusto pois osistema faz poucas suposições a respeito da fonte deinterferência. Além disso, o sistema pode continuar autilizar a estrutura equalizadora existente, pois a soluçãoestá integrada como uma etapa de pré-processamento nosdados de entrada. Isto permitiria que o sistema utilizasseos aceleradores de equalizador HW se estiverem disponíveis.

Para suportar a avaliação desta técnica, o simuladorde Taxa de Erro de Bloco (BLER) a nível de sistema foiampliado para suportar todos os modelos/cenários deinterferidores sendo utilizados pela Especificação DARP3GPP.

Agora segue uma descrição do desempenho de simulaçãopara os casos de teste DARP utilizando o circuito JSTOF.Deve ser compreendido que o processamento de espaço-tempopara a redução de interferência conjunta e a estimação decanal foi utilizada em uma estação base, onde uma malha deM antenas está disponível. Supondo que a resposta de canalequivalente para o único usuário desejado pode ser modelada em um filtro de Resposta de Impulso Finito (FIR) de L-derivações, uma amostra de foto do sinal de banda baserecebido pode ser expressa como

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em que χ (κ; e um vetor Mxl que representa a saída dasantenas, H é uma matriz MxL que contém a resposta de canalpara a malha de antenas, s (k) é um vetor Lxl para ossímbolos correspondentes transmitidos, e v(k) é um vetorMxl que inclui o AWGN e a interferência. A extensão espaço-tempo para a fórmula (1) pode ser obtida ao empilhar Nmodalidades retardadas no tempo de x(k) dentro de um vetorMNxl mais alto inconforme segue:

<formula>formula see original document page 16</formula>

em que H uma matriz MNx(L+N-l) é a modalidade Toeplitz debloco de H e -(Jfc>= [Skf Sk.,.....Sk.L.N+2]T. As amostras quecorrespondem à seqüência de treinamento podem sercoletadas,

<formula>formula see original document page 16</formula>

em que p = P- L- N + 2, Péo número de símbolos da

seqüência de treinamento, * é uma matriz MNxp, e §= Is (k)'s (k+1} , -r s ( k+p-1) ] é uma matriz de convolução (L+N-l)xp dos símbolos de treinamento. A otimização conjunta épara encontrar um vetor de peso MNxl não trivial w para umfiltro de espaço-tempo e um h vetor de estimação de canal(L+N-1) xl após o filtro tal que a interferência de saídaresidual do filtro é minimizada, isto é, para resolver oseguinte problema de otimização:

<formula>formula see original document page 17</formula>

Pode ser encontrado que o peso ótimo é:

<formula>formula see original document page 17</formula>

e a estimação de canal ótima hopt é o autovetorcorrespondente ao autovalor mínimo da matriz , em que

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<formula>formula see original document page 17</formula>

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Dado que o componente ruído mais interferência V nomodelo espaço-tempo da equação (3) não é mais branco masaproximadamente distribuído gaussianamente com a matriz decovariança desconhecida Rv, a estimativa ótima para o canalH é a estimativa de máxima probabilidade (ML) , que é aminimização da quantidade seguinte:

<formula>formula see original document page 33</formula>

Neste modelo espaço-tempo não-limitativo, o número decanais independentes é sempre menor que ou igual a M e énormalmente deficiente de classe, isto é, rank( H )=r<min(MN, L+N-l). O problema de ML deficiente declasse pode ser utilizado para a aproximação rank-1 dofiltro de espaço-tempo.

O circuito JSTOF em uma modalidade pode utilizar umaabordagem diferente para encontrar as soluções ótimasconjuntas para o peso do filtro e a estimativa de canal. Épossível encontrar a estimativa ML de .A estimati\H podeser decomposta como

<formula>formula see original document page 18</formula>

em que Hv (MNxM)i a estimativa da matriz de tempo de e

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H( {(L+N-l)xM) g uma estimativa da matriz tempo de H.Elaspodem ser obtidas por:

<formula>formula see original document page 18</formula>

em que r = RtriRiiif2 é a fatorização de Cholesky e Vdmconsiste dos M autovetores correspondentes aos Mautovalores superiores da matriz D,

<formula>formula see original document page 18</formula>

Em uma etapa seguinte, o peso ótimo para o filtro deespaço-tempo pode ser obtida por

<formula>formula see original document page 18</formula>

E a estimativa de canal ótima é

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É então possível aplicar o filtro de espaço-tempoótimo na equação (14) nas amostras da malha de antena 24.Claramente, as saídas do filtro 3 0 ainda têm M canais, e éum sistema MIMO. A estimativa de canal ótima na equação(15) pode ser utilizada para os filtros combinados demulti-canal 32. As saídas dos filtros combinados são entãocombinadas (somadas) e redimensionadas no circuito deredimensionamento 34 até o nível desejado modificado. Asaída final é um fluxo de amostras de canal único e podeser alimentado dentro do equalizador Viterbi 38. Observetambém que o número de derivações de canal após o JSTOF foimodificado para J+N-l comparado com L das derivações decanal modeladas antes do JSTOF.

Foi observado por simulações que o receptor JSTOFincorreu perda de mais de 1 dB nos casos de AWGN puroscomparado com o receptor convencional utilizando o filtroconvencional. Para reduzir a perda, foi desenvolvida umaestratégia de comutação automática entre o JSTOF e osreceptores convencionais. A comutação tem por base amedição da diferença da entrada e da saída de SINRs doJSTOF. Quando a diferença está abaixo de um limitepredefinido o receptor JSTOF é desligado e o receptorconvencional é ligado. 0 SINR de entrada pode serfacilmente calculado uma vez que a estimação de fj[ é feitana equação (10) :

<formula>formula see original document page 19</formula>

e o SINR de saída pode ser calculado das equações (14) e(15) :

<formula>formula see original document page 19</formula>

No lado da estação móvel, uma malha de antena virtualpode ser estabelecida pela combinação de sobre-amostragem ea separação das partes real e imaginárias como é mostradona Figura 1.

De acordo com várias modalidades, o filtro de espaço-tempo MIMO ótimo conjunto e a estimação de canalapresentados nas equações (14) e (15) aprimora o desempenhode supressão de interferência. Os filtros combinados multi-canal MISO 32, que têm por base a estimativa de canal naequação (15), melhorar o desempenho da taxa de erroenquanto reduzem a complexidade do equalizador Viterbi 38.A estratégia de comutação automática entre o receptor JSTOFe os receptores convencionais reduz a perda nos casos deAWGN puro.

O JSTOF definido pelas equações (6)-(17) pode serimplementado de diferentes maneiras em termos deestabilidade numérica e complexidade computacional. Asprincipais diferenças são na maneira em que o inverso damatriz de autocorrelação Rx é calculada e a maneira em queo canal Ô é estimado com classe reduzida.

Uma implementação assim é a inversão de Rx da matrizcom base na decomposição de Cholesky e a decomposição doautovalor da matriz D na equação (13) . Especificamente,como Rx é um definido positivo simétrico, a decomposição de

Cholesky existe:

Itl=L^. (18)

D pode ser re-escrito comoD = D1Dfr (19)

em que

D,í=L"/R[tL/. (20)

Deve-se observar que o inverso é efetivamente efetuadocom a raiz quadrada de Rx, e o cálculo explícito do inversopoderá ser evitado pela substituição-de-volta. Também, D énumericamente estável por causa de sua estrutura decancelamentos mútuos. Isto foi verificado por simulaçõesque mostraram o número de condição de D é raramente maiorque 300. Isto implica que a decomposição do autovalor em Dnão exigiria algoritmos indevidamente sofisticados paraaplicações típicas, como será apreciado por aqueleshabilitados na tecnologia. Na verdade, esta abordagempoderá ter potencialmente a menor complexidadecomputacional das abordagens aqui delineadas.

Uma preocupação numérica potencial é a decomposição deCholesky em Rx, pois seu número de condição poderá serrelativamente alto, e sua propriedade definitiva positivapoderá ser recuada até certo grau por erros dearredondamento. Simulações mostraram, contudo, que o númerode condição de Rx é inferior a IO7 mesmo em alguns cenáriosextremos como proporções portadora-a-interferência (C/I)muito altas e muito baixas.

De acordo com uma modalidade alternativa, adecomposição de QR no domínio da amostra poderá serutilizada para evitar o cálculo direto do inverso de Rx.Como o na equação 3 tem classe de coluna inteira, eletem a decomposição QR singular

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em que Q é uma matriz pxMN com colunas ortogonais e R é umamatriz triangular superior MNxMN de classe integral. Podeser observado que

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e o D na equação (13) pode ser escrito na forma da equação(19) com o Di redefinido por

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A estimativa de canal de classe reduzida poderá serefetuada com a decomposição do autovalor em D como naabordagem anterior, e a matriz de peso de filtro ótima de(14) pode ser reduzida para

<formula>formula see original document page 21</formula>

Esta abordagem é basicamente uma modalidadeequivalente da decomposição de Cholesky no domínio daamostra pois podemos mostrar que R=Ltx. Ela possuiestabilidade numérica melhorada à custa da maiorcomplexidade da decomposição QR (exigindo aproximadamenteduas vezes mais operações para uma matriz de um tamanhodado) e maior matriz de amostra (tendo aproximadamente trêsvezes mais linhas em um caso de exemplo em que M=4, N=2 eL=5) .

As duas abordagens descritas acima ainda exigem ocálculo da matriz triangular inversa, embora isto poderáser feito por substituições-de-volta. Passando agora paraainda outra abordagem alternativa, isto é, a abordagem dedecomposição de valor singular (SVD), a inversão de matrizpoderá ser evitada e a estabilidade numérica poderá serainda mais melhorada em algumas aplicações. Esta abordageminicia com o SVD na matriz amostra da equação (3):

<formula>formula see original document page 22</formula>

em que Ux é uma matriz pxMN com colunas ortogonais, Vx éuma matriz ortogonal MNxMN e Σχ é uma matriz diagonalMNxMN, ∑x=diag (O1, . . . ,Omn) , com os valores singulares em suadiagonal. Pode ser mostrado que

<formula>formula see original document page 22</formula> ·

0 D na equação (13) ainda tem a forma da equação (19)com D1 definido por:

<formula>formula see original document page 22</formula>

A estimativa de canal poderá ser obtida pelo SVD em Die a matriz de peso de filtro poderá ser escrita como

<formula>formula see original document page 22</formula>

em que Vdm contém os vetores singulares direitos M superiorde D1. O SVD nesta abordagem poderá exigir mais cálculos doque as decomposições de Cholesky e de QR utilizadas nasduas abordagens anteriores.Como uma comparação das três abordagens delineadasacima (isto é, Cholesky, QR, e SVD), a tabela na Figura 9lista os cálculos etapa por etapa para um exemplo em queM=4, N=2 e L=5. Para encontrar o melhor tempo da rajada, oJSTOF pesquisa um número de hipóteses de tempo e aquelacorrespondente à saída mínima residual é escolhida como omelhor tempo. A saída residual é definida por:

<formula>formula see original document page 23</formula>

0 processo de busca basicamente repete as operaçõeslistadas na tabela para cada hipótese, mas as matrizes deamostra de entrada das hipóteses de tempo consecutivasmudam ligeiramente ao apensar e apagar uma coluna. Osalgoritmos de atualização de baixa de dados sãopotencialmente aplicáveis a algumas das operações, e acarga computacional geral poderá ser potencialmentereduzida.

Que X(k) represente a matriz de amostra no instante detempo k. Ela poderá ser particionada da equação (3) para

<formula>formula see original document page 23</formula>

em que

<formula>formula see original document page 23</formula>

A matriz de amostra no tempo k+1 poderá ser expressa

como

<formula>formula see original document page 23</formula>

A matriz de auto-correlação no tempo k+1 tem a forma

<formula>formula see original document page 23</formula>

Esta é uma combinação de uma baixa de dados de classe-1 e de uma atualização de classe-1. Um algoritmo com baseem rotação hiperbólica para atualizar/baixar a dados dafatorização de Cholesky é explicitada em MatrizComputations por Golub et al., 3rd. Edition, 1996.

Outro algoritmo de atualização/baixa de dadosaplicável revelado no texto de Golub et al. é para adecomposição de QR, que tem por base a rotação de Givens.

Naturalmente, a abordagem dada que deve ser utilizada emuma aplicação particular dependerá de fatores como osrecursos de processamento disponíveis, a complexidadecomputacional, etc., como será apreciado por aqueleshabilitados na tecnologia. Outras abordagens também poderão

ser utilizadas, como também será apreciado por aqueleshabilitados na tecnologia.

0 desempenho do receptor com base em JSTOF foiavaliado por simulações de Matlab utilizando um motor desimulação BLER ampliado. Os parâmetros para o receptor com

base em JSTOF podem ser estabelecidos com diferentesaspectos. Exemplos de valores seguem:

1) A proporção de sobre-amostragem (OSR) de 2 pode serselecionada, que mapeia para o número de antenas virtual(M) de 4 neste exemplo não-limitativo, e a simulação mostraque reduzir o OSR para 1 causa significativas degradaçõesde desempenho;

2) Um número de amostras retardadas temporais (N) podeser selecionado como 2. No entanto, aumentar o número nemsempre melhora o desempenho.

3) Uma classe reduzida para a matriz de resposta decanal pode ser selecionada como M. Aumentar ou diminuir aclasse não necessariamente melhora o desempenho.

4) 0 limite de autocomutação pode ser de 4,75 dB.

5) Uma saída de decisão suave pode ser quantificada em-5 bits de largura. Aumentar a largura para 8 bits podemelhorar marginalmente o desempenho para DTS-5. A correçãode decisão suave pode ser ativada.

O canal de fala AMR, TCH-AFS12.2 pode ser utilizadopara avaliar o desempenho do JSTOF em termos de FER. Acondição de propagação TU50km/h=1950MHz pode ser supostapor todas as simulações. Uma simulação processou 1000experimentações (blocos) para cada caso.

0 FER do receptor, contra a proporção portadora-a-interferência (C/I) , são mostradas no gráfico da Figura 3.As margens contra o desempenho de referência especificadoestão listadas na tabela abaixo. _

<table>table see original document page 25</column></row><table>

0 desempenho do receptor sob AWGN puro e casos DTS-5com e sem a estratégia de autocomutação é mostrado nosgráficos da Figura 4 e da Figura 5, respectivamente. Aestratégia reduziu a perda em AWGN por cerca de 1 dB (emFER = 10%) e incorreu pouca perda para DTS-5.

0 receptor JSTOF pode incluir múltiplos equalizadoresViterbi, seguidos de um filtro de combinação multi-canal,que combina as decisões suaves após os equalizadores. Umresultado é mostrado e comparado com o original no gráficoda Figura 6.

0 desempenho pode ser avaliado com um caso de testemodificado DTS-5R, em que o retardo do interferidorassíncrono pode ser configurado. O desempenho em 0, 1A1 Me3A do comprimento de rajada é mostrado no gráfico da Figura-7. Os resultados indicam que o desempenho do receptor JSTOFdegrada "lentamente" com retardo grave do interferidor.

0 receptor descrito acima poderá ser vantajosamenteutilizado em dispositivos sem fio móveis (por exemplo,dispositivos celulares) bem como estações base celulares,por exemplo, Um exemplo de um dispositivo de comunicaçãosem fio móvel 1000 que poderá ser utilizado é aindadescrito no exemplo abaixo com referência à Figura 8. 0dispositivo 1000 inclui ilustrativamente uma armação 1200,um teclado 1400 e um dispositivo de saída 1600. Odispositivo de saída mostrado é uma tela 1600, que épreferivelmente um LCD gráfica integral. Outros tipos dedispositivos de saída poderão ser alternativamenteutilizados. O dispositivo de processamento 1800 estácontido dentro da armação 1200 e é acoplado entre o teclado-1400 e a tela 1600. O dispositivo de processamento 1800controla a operação da tela 1600, bem como a operação geraldo dispositivo móvel 1000, em resposta à atuação das teclasdo teclado 1400 pelo usuário.

A armação 1200 poderá ser alongada verticalmente, oupoderá assumir outros tamanhos e formatos (incluindoestruturas de armação de concha). 0 teclado poderá incluiruma tecla de seleção de modo, ou outro hardware ou softwarepara comutar entre entrada de texto e entrada de telefonia.

Além do dispositivo de processamento 1800, outraspartes do dispositivo móvel 1000 são mostradosesquematicamente na Figura 8. Elas incluem um subsistema decomunicação 1001; um subsistema de comunicação de curtoalcance 1020; o teclado 1400 e a tela 1600, juntamente comoutros dispositivos de entrada/saída 1060, 1080, 1100 e-1120; bem como dispositivos de memória 1160, 1180 e váriosoutros subsistemas de dispositivos 1201. 0 dispositivomóvel 1000 é preferivelmente um dispositivo de comunicaçãoRF bilateral tendo capacidade de comunicação de voz e dedados. Além disso, o dispositivo móvel 1000 tempreferivelmente a capacidade de comunicar-se com outrossistemas de computador através da Internet.

O software de sistema operacional executado pelodispositivo de processamento 1800 é preferivelmentearmazenado em um armazém persistente, como a memória flash1160, mas poderá ser armazenado em outros tipos dedispositivos de memória, como a memória de apenas leitura(ROM) ou elemento de armazenamento similar. Além disso, osoftware de sistema, aplicações de dispositivosespecificas, ou parte das mesmas, poderão ser carregadostemporariamente dentro de um armazém volátil, como amemória de acesso aleatório (RAM) 1180. Os sinais decomunicação recebidos pelo dispositivo móvel também poderãoser armazenados na RAM 1180.

O dispositivo de processamento 1800, além de suasfunções de sistema operacional, permite a execução dasaplicações de software 1300A-1300N no dispositivo 1000. Umconjunto predeterminado de aplicações que controlam asoperações básicas do dispositivo, como a comunicação dedados e de voz 1300A e 1300B, poderão ser instalados nodispositivo 1000 durante a fabricação. Além disso, umaaplicação de gerente de informação pessoal (PIM) poderá serinstalada durante a fabricação. 0 PIM é preferivelmentecapaz de organizar e gerenciar itens de dados, comocorrespondência eletrônica, eventos de calendário,correspondência de voz, compromissos, e itens de tarefas. Aaplicação PIM também é preferivelmente capaz de enviar ereceber itens de dados através de uma rede sem fio 1401.Preferivelmente, os itens de dados PIM são criteriosamenteintegrados, sincronizados e atualizados através da rede semfio 1401 com os itens de dados correspondentes do usuáriodo dispositivo armazenados ou associados a um sistema decomputador hospedeiro.

Funções de comunicação, incluindo a comunicação dedados e de voz, são efetuadas através do subsistema decomunicação 1001, e possivelmente através do subsistema decomunicação de curto alcance. 0 subsistema de comunicação-1001 inclui um receptor 1500, um transmissor 1520, e uma oumais antenas 1540 e 1560. Além disso, o subsistema decomunicação 1001 também inclui um módulo de processamento,como o processador de sinal digital (DSP) 1580, eosciladores locais (LOs) 1601. 0 projeto específico e aimplementação do subsistema de comunicação 1001 édependente da rede de comunicação em que se pretende que odispositivo móvel 1001 opere. Por exemplo, o dispositivomóvel 1000 poderá incluir um subsistema de comunicação 1001projetado para operar com as redes de comunicação de dadosmóveis Mobitex™, Dados TAC™ ou General Packet Radio Service(GPRS - Serviço de Rádio de Pacote Geral), e tambémprojetado para operar com qualquer uma de uma variedade deredes de comunicação de voz, como AMPS, TDMA, CDMA, WCDEMA,PCS, GSM, EDGE, etc. Outros tipos de redes de dados e devoz, tanto separadas como integradas, também poderão serutilizadas com o dispositivo móvel 1000. O dispositivomóvel 100 também poderá ser enquadrado com outras normas decomunicação como 3GSM, 3GPP, UMTS, etc.

Os requisitos de acesso à rede variam dependendo dotipo de sistema de comunicação. Por exemplo, nas redesMobitex e DadosTAC, os dispositivos móveis são registradosna rede utilizando um número de identificação pessoalsingular ou PIN associado a cada dispositivo. No entanto,nas redes GPRS, o acesso à rede é associado ao assinante ouusuário de um dispositivo. 0 dispositivo GPRS, portanto,requer um módulo de identidade do assinante, comumentereferido como uma placa SIM, para operar em uma rede GPRS.

Quando os necessários procedimentos de ativação ou deregistro na rede tiverem sido completados, o dispositivomóvel 1000 poderá enviar e receber sinais de comunicaçãopela rede de comunicação 14 01. Os sinais recebidos da redede comunicação 1401 pela antena 1540 são roteados para oreceptor 1500, que fornece a amplificação de sinal, aconversão descendente da freqüência, a filtragem, seleçãode canal, etc., e também poderá fornecer a conversãoanalógico-para-digital. A conversão analógico-para-digitaldo sinal recebido permite ao DSP 1580 efetuar funções decomunicação mais complexas como a demodulação e adecodificação. De maneira similar, os sinais a seremtransmitidos para a rede 1401 são processados (por exemplo,modulados e codificados) pelo DSP 1580 e são entãofornecidos ao transmissor 1520 para a conversão digital-para-analógico, conversão ascendente da freqüência,filtragem, amplificação e transmissão para a rede (ouredes) de comunicação 1401 através da antena 1560.

Além de processar sinais de comunicação, o DSP 1580fornece o controle do receptor 1500 e do transmissor 1520.Por exemplo, os ganhos aplicados aos sinais de comunicaçãono receptor 1500 e no transmissor 1520 poderão sercontrolados adaptivamente através de algoritmos de controlede ganho automático implementados no DSP 1580.

No modo de comunicação de dados, um sinal recebido,como uma mensagem de texto ou uma baixa de página da Web, éprocessado pelo subsistema de comunicação 1001 e é entradono dispositivo de processamento 1800. O sinal recebido éentão mais processado pelo dispositivo de processamento1800 para a saída para a tela 1600 ou, alternativamente,para algum outro dispositivo de I/O auxiliar 1060. 0usuário do dispositivo também poderá compor itens de dados,como mensagens de correio eletrônico, utilizando o teclado1400 e/ou algum outro dispositivo de 1/0 auxiliar 1060,como a almofada de toque, um comutador rocker, uma esferapara apontar, ou algum outro tipo de dispositivo deentrada. Os itens de dados compostos poderão então sertransmitidos pela rede de comunicação 14 01 através dosubsistema de comunicação 1001.

No modo de comunicação de voz, a operação geral dodispositivo é substancialmente similar ao modo decomunicação de dados, exceto que os sinais recebidos sãoemitidos para um alto falante 1100, e os sinais paratransmissão são gerados por um microfone 1120. Subsistemasde I/O de voz ou de áudio alternativos, como o subsistemade gravação de mensagem de voz, também poderão serimplementados no dispositivo 1000. Além disso, a tela 1600também poderá ser utilizada no modo de comunicação de voz,por exemplo, para exibir a identidade de uma parte quechama, a duração de uma chamada de voz, ou outra informaçãorelacionada à chamada de voz.

O subsistema de comunicação de curto alcance permite acomunicação entre o dispositivo móvel 1000 e outrossistemas ou dispositivos próximos, que não precisamnecessariamente ser dispositivos similares. Por exemplo, osubsistema de comunicação de curto alcance poderá incluirum dispositivo infra-vermelho e circuitos e componentesassociados, ou um módulo de comunicação Bluetooth™ parafornecer a comunicação com sistemas e dispositivos ativadosde modo similar.

Muitas modificações e outras modalidades da invençãovirão à mente de alguém habilitado na tecnologia tendo obenefício dos ensinamentos apresentados nas descriçõesanteriores e os desenhos associados. Portanto, écompreendido que a invenção não é para ser limitada àsmodalidades específicas reveladas, e pretende-se que asmodificações e modalidades sejam incluídas dentro do escopoda invenção.

Claims (23)

1. Filtro para reduzir a interferência co-canal dentrode um receptor de comunicação, o filtro caracterizado pelofato de compreender:um circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal quefiltra η partes do sinal que foi subdividido de um sinal decomunicação ao estimar conjuntamente as pesos do filtro deespaço-tempo e as respostas de impulso multi-canal (CIRs)com base nas decomposições de autovalor e de QR; eum circuito de filtro combinado de multi-canal querecebe sinais multi-canal do circuito de filtro de espaço-tempo de multi-canal e tem uma resposta de filtro que éfornecida por uma estimativa de resposta de impulso decanal do circuito de filtro de espaço-tempo.

2. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuito deantena virtual conectado ao referido circuito de filtro deespaço-tempo multi-canal que subdivide o sinal decomunicação em η partes de sinal real e imaginário, comamostragem par e ímpar.

3. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato do referido circuito de filtro deespaço-tempo multi-canal compreender pelo menos ummultiplicador para multiplicar cada parte de sinal por umrespectivo peso de filtro de espaço-tempo.

4. Filtro, de acordo com a reivindicação 3,caracterizado pelo fato do referido pelo menos ummultiplicador compreender um par deles conectado emparalelo; e em que o referido circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal ainda compreender um respectivo circuitode retardo para cada parte de sinal conectada a uma entradade um do referido par de multiplicadores.

5. Filtro, de acordo com a reivindicação 4,caracterizado pelo fato do sinal de comunicação compreenderuma pluralidade de símbolos, e os referidos multiplicadorese circuitos de retardo tendo, cada um deles, cerca de umretardo de um símbolo a ele associado.

6. Filtro, de acordo com a reivindicação 3,caracterizado pelo fato de ainda compreender um respectivocircuito somador, para cada canal, para somar saídas dosmultiplicadores.

7. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender pesos defiltro ótimos conjuntos e estimador de canal para recebersímbolos de seqüência de treinamento e dados de incertezade tempo e para gerar pesos de filtro de espaço-tempo parao referido circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal euma resposta de impulso multi-canal para o referidocircuito de filtro combinado multi-canal.

8. Filtro, de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuitoequalizador fluxo abaixo do referido circuito de filtrocombinado multi-canal.

9. Sistema de filtro para reduzir a interferência co-canal dentro de um receptor de comunicação caracterizadopelo fato de compreender:um filtro de espaço-tempo conjunto que compreende:um circuito de filtro de espaço-tempo multi-canalque filtra η partes de sinal que foram subdivididas de umsinal de comunicação ao estimar conjuntamente pesos defiltro de espaço-tempo e respostas de impulso multi-canal(CIRs) com base em decomposições de autovalor e de QR, eum circuito de filtro combinado multi-canal querecebe sinais multi-canal do circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal e tem uma resposta de filtro que éfornecida por uma estimativa de resposta de impulso decanal do circuito de filtro de espaço-tempo; eum filtro alternativo operativo quando um nível deinterferência estiver abaixo de um limite predeterminado eque compreende um filtro combinado, um circuito decorrelação cruzada, e um mecanismo comutador para comutaras η partes do sinal dentro do circuito de filtro combinadoe de correlação cruzada.

10. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuitode antena virtual conectado ao referido circuito de filtrode espaço-tempo multi-canal que subdivide o sinal decomunicação em η partes de sinal de amostragem par e ímpar,reais e imaginárias.

11. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato do referido circuito de filtrode espaço-tempo multi-canal compreender pelo menos ummultiplicador para multiplicar cada parte de sinal por umrespectivo peso de filtro de espaço-tempo.

12. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato do referido pelo menos ummultiplicador compreender um par deles conectados emparalelo; e em que o referido circuito de filtro de espaço-tempo multi-canal ainda compreender um respectivo circuitode retardo para cada parte de sinal conectada a uma entradade um do referido par de multiplicadores.

13. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-12, caracterizado pelo fato do sinal de comunicaçãocompreender uma pluralidade de símbolos, e os referidosmultiplicadores e circuitos de retardo tendo, cada um,cerca de um retardo de um símbolo a eles associado.

14. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-11, caracterizado pelo fato de ainda compreender umrespectivo circuito somador, para cada canal, para somar assaídas dos multiplicadores.

15. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato de ainda compreender umestimador de canal e de pesos de filtro ótimo conjunto parareceber símbolos de seqüência de treinamento e dados deincerteza de tempo e para gerar pesos de filtro de espaço-tempo para o referido circuito de filtro de espaço-tempomulti-canal e uma resposta de impulso multi-canal para oreferido circuito de filtro combinado multi-canal.

16. Sistema de filtro, de acordo com a reivindicação-9, caracterizado pelo fato de ainda compreender um circuitoequalizador fluxo abaixo do referido circuito de filtrocombinado multi-canal.

17. Método de reduzir a interferência co-canal dentrode um receptor de comunicação, caracterizado pelo fato decompreender:subdividir um sinal de comunicação em η partes de sinal;filtrar as η partes do sinal dentro de um circuito defiltro de espaço-tempo multi-canal e estimar conjuntamente aspesos de filtro de espaço-tempo e respostas de impulso de canalmulti-canal (CIRs) com base nas decomposições de QR e deautovalor; ereceber sinais multi-canal do circuito de filtro deespaço-tempo dentro de um circuito de filtro combinado multi-canal tendo uma resposta de filtro que é fornecida por umaestimativa de resposta de impulso de canal do circuito defiltro de espaço-tempo.

18. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de que subdividir compreendeamostrar o sinal de comunicação em amostras par e ímpar eseparar as amostras par e ímpar em partes de sinal reais eimaginárias.

19. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender somar assaídas do filtro combinado e redimensionar para o níveldesejado.

20. Método, de acordo com a reivindicação 19,caracterizado pelo fato de ainda compreender equalizar umúnico sinal de canal após redimensionar para o níveldesejado.

21. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender filtrar as ηpartes do sinal dentro de um filtro alternativo quando onível de interferência estiver abaixo de um limite.

22. Método, de acordo com a reivindicação 17,caracterizado pelo fato de ainda compreender multiplicarcada parte de sinal com base nos pesos do filtro de espaço-tempo.

23. Método, de acordo com a reivindicação 22,caracterizado pelo fato de ainda compreender somar aspartes do sinal para cada canal após a multiplicação.