BR112015009790B1

BR112015009790B1 - Dispositivo de transmissão de rf, e, circuito integrado

Info

Publication number: BR112015009790B1
Application number: BR112015009790-1A
Authority: BR
Inventors: Janne Olavi Peltonen
Original assignee: Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ)
Priority date: 2012-10-30
Filing date: 2013-10-29
Publication date: 2022-10-04
Also published as: US20140120849A1; CN107196717A; US9100114B2; US20150065063A1; EP2915268B1; BR112015009790A2; WO2014067952A1; IN2015DN03079A; EP2915268A1; US8897734B2; CN107196717B; CN104871459A; CN104871459B

Abstract

MEDIDOR DE RELAÇÃO DE ONDA ESTACIONÁRIA PARA SINTONIZADOR DE ANTENA INTEGRADA. A presente invenção refere-se a um conjunto de circuitos integrado em um chip de silício que mede aspetos de um sinal de RF em uma linha de transmissão, de modo a fornecer dados que são usados, em última análise, por um circuito sintonizador de antena para casar substancialmente a impedância da antena com a da linha de transmissão fornecendo a frequência RF a ser transmitida.

Description

Campo da Invenção

[001] A presente invenção refere-se a um medidor de relação de onda estacionária (SWR) e conjunto de circuitos relacionado que podem ser adaptados incorporação em um circuito integrado. Em particular, as modalidades da presente invenção referem-se a conjunto de circuitos de transmissão em um dispositivo móvel, à estação base ou outro dispositivo de transmissão RF, onde o conjunto de circuitos de transmissão inclui um circuito de medição da relação de onda estacionária adaptado para fornecer dados ou informações que podem ser usados para ajustar a impedância vista pela antena de transmissão de modo a melhorar o casamento de impedância da antena com a linha de transmissão RF e assim maximizar a potência de saída do circuito de transmissão RF para vários canais de frequência de transmissão RF.

Fundamentos da Invenção

[002] Tipicamente, o desempenho de uma antena de celular está longe do ideal. Uma parcela significativa da potência de saída do transmissor é geralmente refletida de volta a partir da antena devido à pobre casamento de impedâncias da antena. Quando uma única frequência de transmissão é transmitida via uma antena, frequentemente a antena e a linha de transmissão para a antena têm suas impedâncias casadas para maximizar a potência de transmissão de saída, eliminando a potência refletida de volta a partir da antena. Quando um transmissor é projetado para transmitir através de uma pluralidade de canais de frequência, um sintonizador de antena pode ser usado para aprimorar o casamento da antena. De modo a usar um circuito sintonizador de antena, várias técnicas foram usadas para tentar determinar um casamento de impedâncias apropriado necessário para casar a impedância da antena com a da linha de transmissão.

[003] Uma solução tradicional para determinar um ajuste de impedância para uma linha de transmissão que ajuda a maximizar a potência de saída do transmissor a partir da antena minimizando a potência refletida de volta a partir da antena, é medir a relação de onda estacionária (SWR) na linha de transmissão entre a saída do amplificador de potência do transceptor e da antena. Essencialmente, a SWR é uma medição da potência direta e refletida vista na linha de transmissão entre o amplificador de potência e a antena. O valor de SWR pode ser calculado a partir de uma medição da potência direta e refletida na linha de transmissão.

[004] Com relação à Figura 1, é mostrada uma solução técnica anterior para ajudar no cálculo de uma SWR em uma linha de transmissão. Um transceptor RF 10 emite um sinal a ser transmitido, que é introduzido em um amplificador de potência 12. O amplificador de potência 12 amplifica o sinal de transmissão e o fornece à linha de transmissão 14, que fornece, em última análise, o sinal de transmissão à antena 16 para transmissão. Na linha de transmissão 14, um acoplador direcional 18 é tradicionalmente usado para acoplar com o sinal de RF na linha de transmissão 14, de modo a fornecer uma potência de saída refletida 20 e uma potência de saída direta 22. Os sinais ou medições de potência de saída refletida 20 e de potência de saída direta 22 fornecem uma indicação de quanta potência está indo direto para a antena e quanto está sendo refletida de volta. O casamento de impedâncias (correspondência de antena) entre a antena 16 e a saída do amplificador de potência 12 não é considerada ideal se houver retorno da potência refletida a partir da antena 16 na linha de transmissão 14. De modo a ajudar no casamento de impedância da antena com a impedância de saída do amplificador de potência e a impedância da linha de transmissão, o sinal de potência de saída refletida 20 e o sinal de potência direta 22 podem ser usados por outros circuitos (não mostrados especificamente) para fornecer um sinal de controle do sintonizador 24 para um sintonizador de antena 26. O sintonizador de antena pode ser usado para ajustar ou alterar a impedância vista pela antena 16 e a saída do amplificador de potência 12, de modo que haja um casamento íntimo das impedâncias e assim a correspondência de antena. Quando ocorre a correspondência da antena, uma quantidade maximizada de potência fornecida pelo amplificador de potência 12 será transmitida via a antena 16 com uma quantidade mínima de potência de refletida de volta a partir da antena 16.

[005] Uma desvantagem de um acoplador direcional da técnica anterior é que ele é um dispositivo relativamente grande e não pode ser incorporado em um circuito integrado. Um acoplador direcional é então mais dispendioso do que um circuito integrado no qual ele precisa ser fabricado e montado em uma placa de circuito impresso. Assim, o acoplador direcional 18 ocupa um espaço adicional dentro, por exemplo, de um telefone móvel, onde o espaço limitado está disponível. Em adição, um acoplador direcional é dispendioso de implementar porque exige etapas de fabrico adicionais e conexões de componentes externos para e a partir de vários componentes associados a um dispositivo transceptor.

[006] A Patente U.S. No. 4.380.767 descreve um circuito SWR 44 que usa um transformador 26 para acoplar com a linha de transmissão levando à antena, de modo a fornecer uma potência de saída refletida e uma potência de saída direta. O transformador 26, tal como um acoplador direcional, é um componente discreto que é consideravelmente grande e não pode ser integrado em um chip de silício.

[007] O que é necessário é um dispositivo que possa ser integrado em um chip de silício e pode medir a potência direta e a potência refletida de uma antena, de modo a fornecer dados que possam ser usados, em último caso, por um circuito sintonizador de antena para ajudar no casamento da impedância da antena com a do amplificador de potência na frequência RF a ser transmitida.

Sumário da Invenção

[008] As modalidades da invenção fornecem um conjunto de circuitos integrado em um chip de silício que mede aspetos de um sinal de RF em uma linha de transmissão de modo a fornecer dados que são usados, em última análise, por um circuito sintonizador de antena para casar substancialmente a impedância da antena com a impedância da linha de transmissão, fornecendo a frequência RF a ser transmitida.

[009] Uma modalidade da invenção fornece um circuito receptor RF compreendendo um circuito integrado que incorpora um circuito de medição da relação de onda estacionária (SWR) ou similarmente a um circuito de medição de casamento de impedância. O circuito de medição de SWR compreende uma linha de transmissão artificial que compreende uma pluralidade de indutores conectados em série com uma pluralidade de nós de modo que haja um nó localizado em cada lado de cada indutor. Um primeiro atenuador variável é conectado a um primeiro nó da pluralidade de nós. O primeiro atenuador variável é adaptado para receber instruções de atenuação e para atenuar uma primeira tensão a partir do primeiro nó por uma primeira quantidade escalonada de modo a fornecer uma primeira tensão atenuada. Um primeiro circuito detector é conectado para receber a primeira tensão atenuada. O primeiro detector de tensão é igual a zero volt ou igual a uma tensão relativa à primeira tensão atenuada. O primeiro detector é adaptado para fornecer uma primeira tensão detectada. Um segundo atenuador variável é conectado a um segundo nó da pluralidade de nós. O segundo atenuador variável é adaptado para receber as instruções de atenuação e para atenuar uma segunda tensão do segundo nó por uma segunda quantidade escalonada, de modo a fornecer uma segunda tensão atenuada. Um segundo circuito detector é conectado para receber a segunda tensão atenuada e é também adaptado para fornecer uma segunda tensão detectada. A segunda tensão detectada é ou zero ou igual a uma tensão relativa à segunda tensão atenuada. Ademais, a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada são adaptadas para ajudar a determinar uma relação de onda estacionária e a fase de um sinal de RF na linha de transmissão artificial. Alternativamente, a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada são adaptadas para ajudar a determinar uma configuração de controle de sintonizador ou sinal configurado para ajustar um circuito de controle de sintonizador para casar substancialmente uma impedância. Adicionalmente, um circuito controlador é configurado para fornecer as instruções de atenuação, para receber a primeira e a segunda tensão detectadas e para calcular a configuração de controle de sintonizador a partir do mesmo.

[0010] Em modalidades adicionais, a linha de transmissão artificial compreende uma pluralidade de blocos de atraso LC conectados em série com a pluralidade de nós, de tal forma que haja um nó da pluralidade de nós localizados em qualquer lado de cada bloco de atraso LC.

[0011] Em várias modalidades, o circuito de medição de SWR compreende ainda um comutador multiplexador (MUX) que é conectado para receber a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada. O comutador MUX é conectado ainda para fornecer a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada a um controlador.

[0012] Em modalidades adicionais, o comutador MUX é conectado para fornecer a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada ao controlador via um circuito conversor analógico-digital.

[0013] Em outras modalidades, o circuito integrado compreende ainda um circuito sintonizador de antena conectado para ajustar uma impedância da linha de transmissão RF de acordo com a configuração de controle do sintonizador.

[0014] Em outras modalidades adicionais, o comprimento elétrico da linha de transmissão artificial é maior do que metade do comprimento de onda de um sinal de RF que é destinado a ser transmitido pelo conjunto de circuitos transceptor RF e está na linha de transmissão artificial.

[0015] Em modalidades adicionais, o circuito integrado compreende um amplificador de potência (PA) que é adaptado para receber e amplificar a potência de um sinal de RF. O sinal de RF amplificado é fornecido a uma entrada RF do circuito de medição de SWR.

[0016] Em modalidades adicionais, o transceptor RF é adaptado para a integração em um dispositivo de comunicação sem fio, estação base, equipamento de usuário (UE), ou suas derivações.

[0017] É fornecido também um método exemplificado de medir uma relação de onda estacionária e uma fase de um sinal de RF entre um transmissor e uma antena de um dispositivo de comunicação sem fio. O método exemplificado compreende fornecer um sinal de transmissão RF a uma entrada RF de uma linha de transmissão artificial que compreende uma pluralidade de blocos de atraso LC conectados em série com uma pluralidade de nós, de modo que um nó esteja localizado em qualquer lado de cada atraso LC. O método compreende ainda configurar um primeiro atenuador variável, conectado a um primeiro nó da pluralidade de nós, para atenuar uma primeira tensão de nó por uma primeira quantidade escalonada e fornecer uma primeira tensão atenuada. O método também inclui detectar a primeira tensão atenuada por um primeiro detector e fornecer uma primeira saída do detector, onde a primeira saída do detector é igual a zero ou igual a uma tensão relativa à primeira tensão atenuada. O método configura ainda um segundo atenuador variável, conectado a um segundo nó da pluralidade de nós, para atenuar uma segunda tensão do nó por uma segunda quantidade escalonada e para fornecer uma segunda tensão atenuada. O método detecta ainda a segunda tensão atenuada usando um segundo detector e fornece uma segunda saída do detector, onde a segunda saída do detector é igual a zero ou igual a uma tensão relativa à segunda tensão atenuada. O método compreende ainda receber, por um controlador, representações da primeira saída do detector e representações da segunda saída do detector. O método também inclui calcular uma relação de onda estacionária (SWR) e fase para o sinal de RF usando as representações da primeira saída do detector e as representações da segunda saída do detector.

[0018] Em métodos adicionais, as representações da primeira saída do detector e da segunda saída do detector são representações digitais.

[0019] Os métodos adicionais compreendem ainda fornecer dados do sintonizador de antena, com base na relação de onda estacionária e na fase do sinal de RF, para um sintonizador de antena; e ajustar a impedância da linha de transmissão pelo acoplador de antena, de modo a minimizar a SWR e o deslocamento de fase do sinal de RF entre o transceptor e a antena.

[0020] Os métodos adicionais compreendem ainda converter a primeira saída do detector e da segunda saída do detector em sinais digitais, através de um circuito conversor analógico-digital, de tal forma que os sinais digitais sejam as representações da primeira saída do detector e da segunda saída do detector.

[0021] Métodos adicionais compreendem ainda controlar a primeira quantidade escalonada e a segunda quantidade escalonada através do controlador.

[0022] Em ainda outras modalidades da invenção, um circuito integrado, que é fornecido, compreende uma pluralidade de blocos de circuitos de atraso LC conectados em série, onde os blocos de circuitos de atraso LC formam uma linha de transmissão artificial adaptada para transportar um sinal de RF. O sinal de RF é destinado para a transmissão por uma antena. Há uma pluralidade de nós localizados de tal forma que um nó diferente esteja localizado em qualquer lado de cada bloco de circuito de atraso LC. Cada um dos nós está em uma localização para detectar uma tensão na linha de transmissão artificial. Adicionalmente, vários atenuadores variáveis estão conectados de tal forma que um atenuador variável diferente é conectado a um nó diferente da pluralidade de nós. Cada atenuador é adaptado ou configurado para atenuar uma tensão detectada em diferentes localizações de nó e para fornecer uma saída de tensão atenuada. Ao menos um detector é fornecido e é adaptado ou configurado para receber ao menos uma saída de tensão atenuada e detectar um nível de tensão atenuada. Ao menos um detector é adaptado ou configurado ainda para fornecer uma saída de tensão detectada. Adicionalmente, um comutador multiplexador é conectado para receber as saídas de tensão detectadas a partir de ao menos um detector e é também adaptado ou configurado para fornecer uma saída de tensão detectada multiplexada.

[0023] Em outras modalidades, um conversor analógico-digital é adaptado para receber e converter a saída de tensão detectada multiplexada em dados digitais que representam tensões nos diferentes nós da pluralidade de nós.

[0024] Em modalidades adicionais, um circuito amplificador de potência é adaptado para receber um sinal e fornecer o sinal de RF para a entrada da linha de transmissão artificial.

[0025] Em modalidades ainda adicionais, um circuito sintonizador de antena é conectado a uma saída da linha de transmissão artificial e adaptado para receber um sinal de ajuste de impedância com base na saída de tensão detectada multiplexada.

[0026] Em ainda outras modalidades, a pluralidade de blocos de circuitos de atraso LC compreendem uma pluralidade de bobinas indutoras substancialmente planas formadas em duas camadas de silício e adaptadas para ter um fluxo de corrente na mesma direção geral em lados flanqueantes de bobinas indutoras adjacentes.

[0027] Em modalidades adicionais, cada um dos atenuadores variáveis é adaptado para ligar e desligar e mudar a atenuação de uma forma gradual, de acordo com um sinal de controle de atenuação. Ademais, ao menos um detector é também adaptado para ligar e desligar, de acordo com um sinal de controle de detector.

Breve Descrição dos Desenhos

[0028] Os objetivos e vantagens das modalidades desta invenção se tornarão mais evidentes e serão apreciados de forma mais fácil a partir da seguinte descrição das modalidades exemplificadas da invenção, tomada em conjunto com os desenhos em anexo, nos quais:

[0029] A Figura 1 é um diagrama de circuito de uma técnica anterior para determinar uma SWR em uma linha de transmissão.

[0030] A Figura 2 é um diagrama de blocos elétrico de um circuito de transmissão exemplificado como parte de um transceptor RF.

[0031] A Figura 3 é um circuito de linha de atraso.

[0032] A Figura 4 é um diagrama de blocos de uma unidade de medição de SWR exemplificada.

[0033] A Figura 5 é um gráfico que descreve as tensões nos vários nós de uma linha de transmissão artificial exemplificada.

[0034] A Figura 6 é um diagrama de circuito simplificado de uma parte de uma unidade de medição da relação de onda estacionária exemplificada.

[0035] A Figura 7 é um esquema de circuito integrado de uma parte indutora exemplificada de uma linha de transmissão artificial.

Descrição Detalhada da Invenção

[0036] Com relação agora aos desenhos, onde números de referência similares são usados aqui para designar elementos similares por toda a descrição, são ilustradas e descritas várias vistas e modalidades de conjunto de circuitos de transmissão de radiofrequência exemplificados que incluem arquitetura do circuito de medição de SWR exemplificada. Outras modalidades possíveis também são descritas. As figuras não estão necessariamente em escala e em alguns casos, os desenhos foram exagerados e/ou simplificados em lugares somente para fins ilustrativos. Um versado na técnica apreciará as muitas possíveis aplicações e variações com base nos seguintes exemplos de possíveis modalidades.

[0037] Com relação à Figura 2, é fornecido um diagrama de blocos elétrico de um circuito transceptor exemplificado 200. Um transceptor de dispositivo equipamento de usuário ou estação base 200, incorporando um circuito de transmissão exemplificado 201 pode ser adaptado para conexão a uma antena 202, onde um sinal de transmissão RF seria transmitido. O circuito de transmissão 201 pode ser adaptado para a integração em uma variedade de dispositivos de comunicações móveis ou equipamentos de usuário (UE). Ademais, as modalidades de um circuito de transmissão exemplificado 201 podem ser incorporadas em uma estação base ou outro dispositivo transmissor de RF. Um circuito de transmissão exemplificado 201 tem um circuito transmissor de RF 204 que gera um sinal de transmissão que é amplificado por um amplificador de potência (PA) 206. O sinal de transmissão amplificado ou sinal PA é fornecido para uma unidade de medição de SWR exemplificada 208. A unidade de medição de SWR 208 determina a qualidade do casamento da antena entre o PA 206 (isto é, a linha de transmissão) e a antena 202. Os valores de SWR 210, medidos pela unidade de medição de SWR 208, são fornecidos a um circuito conversor analógico-digital (ADC) 212, onde os valores de SWR 210 são convertidos em informação digital, e tais valores de SWR digitalizados são fornecidos a um controlador 214. O controlador 214 é adaptado para executar a manipulação de dados e cálculos de acordo com um algoritmo programado, para fornecer um sinal de controle do sintonizador para um circuito sintonizador da antena 218. Assim, o sinal de controle do sintonizador é adaptado para alterar as propriedades do circuito sintonizador de antena 218, de modo a casar substancialmente a impedância da antena 202 com a impedância de saída do PA 216 para dentro de um parâmetro de casamento da antena pré-determinado. Os resultados ajudarão a maximizar a potência de transmissão do circuito de transmissão 201 e minimizar a quantidade de potência refletida de volta a partir da antena 202.

[0038] Em algumas modalidades, um circuito de transmissão exemplificado 201 é composto de um ou mais circuitos integrados. Por exemplo, o transceptor RF 204 e o PA 206 podem ser combinados como um único circuito integrado, enquanto uma unidade de medição de SWR exemplificada 208 e o circuito sintonizador de antena 218 podem ser combinados como outro circuito integrado. Em outras modalidades, o PA 206 pode estar no mesmo circuito integrado que a unidade de medição de SWR 208 e o sintonizador de antena 218. As linhas pontilhadas na Figura 2 indicam que o AP 206 pode ser integrado ou com o circuito transceptor RF 204 ou com a unidade de medição de SWR 208 e o sintonizador de antena 218. Adicionalmente, é concebível que em algumas modalidades, a unidade de medição de SWR 208 e o sintonizador de antena 218 sejam incorporados em chips de silício separados ou que todos os elementos do circuito de transmissão 201 sejam integrados em um único circuito integrado.

[0039] Um circuito de linha de atraso é representado na Figura 3. Essa linha de atraso é feita de uma pluralidade de indutores (L1-L7) conectados em série, onde cada indutor (L1-L7) tem um capacitor (C1-C8) conectado a um nó (n1 - n8) em cada lado de cada indutor (L1-L7). O SWR de um sinal de RF pode ser medido usando os elementos da linha de atraso capacitor e indutor quando eles são construídos para simular uma linha de transmissão. O circuito de linha de atraso de Figura 3 é conhecido como um modelo de elementos agrupados de uma linha de transmissão. Exclusivo às modalidades da invenção, quando um número adequado de elementos de atraso é usado, medições de tensão podem ser feitas, por exemplo, nos nós n1-n8. Usando essas medições nos nós n1-n8, a SWR do sinal de transmissão de RF pode ser calculada. Adicionalmente, em modalidades da invenção, os indutores L1-L7, bem como os condensadores C1-C8, podem ser construídos de silício em um circuito integrado. O circuito de linha de atraso de Figura 3 pode também ser chamado de uma linha de atraso LC artificial. Se um transmissor de RF e PA são conectados para fornecer um sinal de transmissão ao lado de entrada da linha de atraso artificial e uma antena é conectada ao lado da saída da linha de atraso, então idealmente, os pares LC pode ser selecionados para tornar as tensões nos nós n1-n8 iguais a 0 volt ou próximas de 0 volt (ou plano), de tal forma que a SWR de um sinal de RF nessa linha de transmissão seja igual a 1:1, o que indicaria que não há sinal refletido de volta a partir da antena e que existe um casamento de antena. A impedância (Z0) e o atraso de tempo (Td) para essa linha de transmissão artificial na Figura 3 podem ser calculados a partir do conjunto de circuitos em escada LC.

[0040]

[0041] A Figura 4 representa um diagrama de blocos de uma unidade de medição de SWR exemplificada que, em algumas modalidades, pode ser usada como a unidade de medição de SWR 208 na Figura 2. Nesta modalidade, um amplificador de potência 402 é incorporado no circuito integrado da unidade de medição de SWR 400.

[0042] Entende-se que um PA 402 pode ou não ser incorporado em várias modalidades de uma unidade de medição de SWR exemplificada 400. A saída do PA 402 fornecerá um sinal amplificado que vem, por exemplo, de um transceptor RF 204 (ver Figura 2).

[0043] Uma unidade de medição de SWR exemplificada 400 compreende ainda uma linha de atraso artificial 404. A linha de atraso artificial 404 tem uma pluralidade de componentes de atraso LC (nesta modalidade LC1-LC7). As modalidades da invenção podem ter de 2 a N componentes do atraso LC incorporados nelas. Ademais, a linha de transmissão artificial 404 também inclui uma pluralidade de nós n1n8, onde as medições de tensão ao longo da linha de transmissão artificial 404 podem ocorrer. Os nós n1-n8 estão localizados em ambos os lados de cada componente de atraso LC LC1-LC7. Em algumas modalidades onde uma antena de 50 é eletricamente conectada à saída RF 406 da linha de transmissão artificial, a linha de transmissão artificial 404 parecerá que tem uma impedância de 50 em sua saída bem como em sua entrada. Cada sub- bloco de atraso LC1-LC7 cria um pequeno atraso de sinal no sinal de RF amplificado viajando para baixo na linha de transmissão artificial 404. A soma total de todos os atrasos de transmissão de cada subbloco de atraso individual LC1-LC7 é calculada e dimensionada de modo que o atraso total ou o atraso elétrico da linha de transmissão artificial 404 será sempre maior do que metade de um comprimento de onda da frequência de transmissão ou da frequência de interesse.

[0044] Cada nó n1-n8 é conectado a uma entrada de um atenuador variável VA1-VA8, respetivamente. Cada VA (VA1-VA8) fornece uma saída que, por sua vez, é uma entrada para uma pluralidade de circuitos detectores D1-D8, respetivamente. A saída de cada circuito detector D1-D8 é fornecida como uma entrada para um multiplexador (comutador MUX) 410. Em algumas modalidades, o comutador MUX 410 é um comutador analógico ou RF MUX. Em outras modalidades, o comutador MUX 410 pode ser um comutador MUX digital.

[0045] Cada um dos nós n1-n8 está onde a Vpp (tensão pico a pico) é medida ao longo da linha de transmissão 404. Quando a Vpp medida em cada nó n1-n8 é substancialmente a mesma (ou seja, plana), então em um caso ideal, há pouca ou nenhuma potência refletida a partir da saída RF na antena. Quando a antena é incompatível com, por exemplo, a impedância de 50 , da linha de transmissão (ou em comparação), haverá uma reflexão a partir da antena de volta através da linha de transmissão artificial 404. A potência refletida a partir da antena adicionará com a potência direta na linha de transmissão artificial. A adição das ondas de frequência da potência de transmissão direta com as ondas de frequência refletidas a partir da antena se mostrará como uma variação de tensões (Vpp) na pluralidade de nós n1n8.

[0046] Os componentes indutor e capacitor exemplificados (os componentes LC) em cada um dos blocos de atraso LC LC1-LC7 são integrados em um circuito IC ou de silício. As modalidades exemplificadas não usam componentes discretos para os indutores ou os capacitores nos blocos de atraso LC. Ter os componentes LC incorporados em silício leva muito pouco espaço e é relativamente não dispendioso para incorporar com outros componentes em silício, por exemplo, dentro de transceptores instalados ou incorporados em dispositivos móveis, estações base, dispositivos portáteis ou outro equipamento similar ou derivações dos mesmos.

[0047] Quando a Vpp em cada nó N1-N8 não é substancialmente a mesma (isto é, plana), então as tensões Vpp máxima e mínima que podem ser lidas nos nós intermediários n1-n8 fornecem uma indicação da quantidade de potência refletida que está vindo de uma antena incompatível, que está relacionada diretamente à relação de onda estacionária (SWR) que está presente na linha de transmissão de sinal de RF amplificado. Em adição a estar relacionada diretamente à SWR, a forma de onda criada na linha de transmissão de sinal de RF amplificada fornece uma indicação da fase do sinal de RF refletido. A informação de fase refletida fornece uma indicação de se a impedância incompatível é resistiva, indutiva e/ou capacitiva. A fase do sinal SWR em uma linha de transmissão artificial 404 é determinada através da medição em quais nó(s) n1-n8 a tensão Vpp mínima e máxima está ocorrendo, bem como se a tensão Vpp mínima e máxima permanece ainda ou está se movendo ou rolando para cima e para baixo da linha de atraso artificial 404.

[0048] Na saída do PA 402, há geralmente uma quantidade significativa de potência associada ao sinal de RF amplificado 403, que será transmitida pela antena. Para medir a Vpp em cada nó n1-n8, um atenuador variável (VA) pode ser usado para atenuar o sinal para baixo para um nível dentro da faixa de medição de um detector de circuito integrado D1-D8. Em uma modalidade exemplificada, a configuração do nível de atenuação de cada atenuador variável pode ser ajustado individualmente ou alterado de acordo com o nível de potência de saída do PA 402. Em algumas modalidades, a potência de saída do PA 402 pode ser controlada de forma ajustável por um controlador (não mostrado especificamente). Cada VA (VA1-VA8) tem uma entrada de configuração do nível de atenuação que é adaptada para receber um sinal de configuração de atenuação, que é usado pelo circuito dentro de cada VA para configurar o nível de atenuação de modo a deixar cair a tensão Vpp do sinal de RF por uma quantidade escalonada determinada para um nível que esteja em uma faixa adequada do circuito detector conectado eletricamente a ela. Em essência, cada VA VA1-VA8 pode ser usada para aumentar a faixa dinâmica da capacidade de medição de tensão dos detectores da unidade de medição de SWR 400.

[0049] Do ponto de vista prático, a potência associada à saída do PA 402 é elevada e as VAs (VA1-VA8) são usadas para proteger o conjunto de circuitos detector. Em princípio, as VAs não são necessárias se o(s) circuito(s) detector(es) (por exemplo, D1-D8) pode(em) suportar o nível de potência de entrada.

[0050] Para simplificar a explicação, descreve-se uma medição da tensão Vpp no nó n1 via o atenuador variável VA1 e o detector D1. Dever-se- ia entender que as medições de tensão VPP similares são executadas por conjunto de circuitos funcional similar nos nós n2-n8 ou, entretanto, muitos nós são usados para medir a Vpp em uma modalidade exemplificada. No nó n1, o atenuador variável VA1 atenua o sinal de RF de potência muito alta visto no nó n1 para um nível que está dentro da faixa de tensão operacional ou mensurável do detector D1. Em algumas modalidades onde a potência de saída máxima do PA é conhecida e não muda, então a quantidade de atenuação exigida pelo atenuador variável V1 para o detector D1 medir o sinal dentro da faixa operacional do detector D1 pode ser determinada facilmente mesmo para uma quantidade significativa da potência refletida de volta a partir de uma antena. Ao contrário, nas modalidades onde o PA 402 pode amplificar o sinal de RF em várias quantidades diferentes de amplificação e a quantidade de potência de saída a partir do PA não é conhecida especificamente, por exemplo, por um controlador 412 do que o atenuador variável VA1 será configurado inicialmente em um valor de atenuação mais alto de modo a proteger seu circuito detector D1 associado. Então, o controlador 412, em um processo gradual, diminui a configuração de atenuação no atenuador variável VA1 até que detector D1 forneça uma saída indicando que ele está detectando um valor de tensão dentro de sua faixa dinâmica. Igualmente, esse processo é executado por todos os atenuadores variáveis VA1VA8 e os detectores D1-D8 na Figura 4. Visto que as modalidades incluem um atenuador variável, ao invés de um atenuador fixo, na medição de SWR 400, a faixa dinâmica, por exemplo, de um detector de 10 db pode ser estendida, por exemplo, para aproximadamente 40 dB meramente usando e controlando a quantidade de atenuação fornecida por cada um atenuador variável.

[0051] Em algumas modalidades, um detector tendo, por exemplo, uma faixa fixa entre aproximadamente 10 db e aproximadamente 50 dB, pode ser incorporado em uma unidade de medição de SWR 400, mas entende-se que um circuito detector tendo somente 10 db de faixa é muito mais fácil de projetar e menos dispendioso de implementar em silício. Por exemplo, um circuito detector de 10 db projetado em silício pode ser tão simples quanto compreender um diodo ou um detector retificador. A faixa dinâmica de um detector de 10 db pode ser estendida para aproximadamente 40 db ou 50 db, quando um atenuador variável exemplificado é usado para atenuar um sinal antes de o sinal ser recebido e detectado por um detector. Em outras modalidades, um detector pode ser projetado em silício tendo uma maior faixa de detecção, por exemplo, até aproximadamente 50 dB. Em tal circunstância, talvez um amplificador logarítmico, que é um pouco mais complexo de implementar em silício do que um detector de diodo básico, pode ser usado como a base para o circuito detector. Quando tal detector baseado em logarítmico exemplificado é usado em uma modalidade da invenção em conjunto com um atenuador variável, então a faixa dinâmica de um detector pode ser aumentada para 70 a aproximadamente 100 db.

[0052] Um controlador digital 412 é conectado aos atenuadores variáveis para fornecer uma entrada de sinal de configuração de nível ou controle de atenuador individual 414 para cada um dos atenuadores VA1-8. O sinal de controle atenuador pode configurar a quantidade de atenuação em cada amplificador variável e configurar se o amplificador variável deveria estar ligado ou não. O controlador 412 é conectado ainda a cada um dos detectores D1-D8, de modo a fornecer uma sensibilidade e/ou sinal de ligar/desligar a cada um dos detectores D1-D8. Adicionalmente, o controlador fornece um sinal de controle de MUX ao comutador MUX 410, que será discutido abaixo.

[0053] Quando uma unidade de medição de SWR exemplificada 400 está operando e detectando as tensões Vpp na pluralidade de nós n1-n8, os atenuadores de tensão V1-V8 são configurados inicialmente em atenuação máxima. Enquanto os atenuadores são configurados em atenuação máxima, os detectores D1-D8 podem detectar uma tensão a partir da respectiva saída de atenuador variável ou, talvez, o detector de atraso detectará somente zero volt. Cada detector D1-D8 detecta uma tensão detectada a partir da tensão de saída de seu atenuador variável V1-V8 associado. Enquanto isso, o comutador MUX 410 é configurado para receber as saídas dos detectores D1-D8 à medida que cada detector detecta a tensão detectada que é emitida a partir de seu atenuador variável V1-V8 associado. O comutador MUX 410, na direção do controlador 412, fornece a saída de tensão detectada a partir de cada um dos detectores D1-D8 para um conversor A-D (ADC) 418, que, por sua vez, fornece as representações digitais das tensões detectadas como uma saída para o controlador 412. O controlador 412 pode então determinar se cada um dos detectores D1-D8 emitiu uma tensão que é maior do que zero. Se a tensão detectada emitida por um detector for zero, então em uma próxima etapa, o controlador fornece um sinal ao atenuador variável associado ao detector para diminuir a atenuação por uma etapa ou uma quantidade predeterminada e, em seguida, o detector associado é novamente lido através do comutador MUX 410 e do ADC 418 pelo controlador 412. Esse processo gradual continua até que o controlador 412 determine que cada atenuador variável VA1-VA8 está operando em uma configuração de atenuação de modo que os detectores D1D8 estejam operando dentro da faixa dinâmica para detectar as tensões Vpp nos nós n1-n8, de tal forma que a SWR e a fase do sinal de transmissão RF possam ser determinadas.

[0054] Quando, via o processo gradual, cada detector está operando dentro de uma faixa onde há algum espaço para a tensão flutuar e ainda permanecer dentro da faixa de medição de operação do detector sem a necessidade de ajustar o atenuador variável, então o controlador 412, via o comutador MUX 410 e o ADC 418, lê o valor de saída de cada um dos detectores D1-D8 e determina a tensão do nó para cada nó n1-n8 com base nas configurações do atenuador variável em conjunto com as leituras do detector. Em outras modalidades, um controlador 412 pode alimentar os valores de configuração do atenuador variável V1-V8 e do detector D1-D8 juntamente com as saídas de detector que foram convertidas via o ADC 418 em um formato digital para outro controlador (não mostrado especificamente), para calcular a potência refletida, a relação de onda estacionária e a fase. Em algumas modalidades, o controlador 412 executa a energia refletida, a relação de onda padrão, fase e cálculos de casamento de impedância. Ainda em outras modalidades, não há necessidade de determinar a SWR na linha de transmissão. Em vez disso, visto que o objetivo final para o sintonizador de antena 218 é tornas as tensões do nó substancialmente “planas”, o controlador 412 ou outro controlador pode economizar energia de processamento calculando meramente um ajuste de impedância apropriado que tornará as tensões na pluralidade de N nós substancialmente planas. Qualquer que seja o controlador (controlador 412 ou outro controlador de um microprocessador) ele faz cálculos, o controlador então envia um sinal de sintonizador de antena para o bloco de sintonizador de antena de modo a ajustar a impedância da linha de transmissão, de tal forma que a antena tenha a sua impedância casada com a da linha de transmissão de RF a partir da saída do PA 402.

[0055] De modo a fornecer algum detalhe adicional, é fornecido um processo exemplificado para uma unidade de medição de SWR exemplificada como segue. Primeiro, a unidade de medição de SWR pode passar através de um processo para determinar o quanto atenuar o sinal de RF de saída por um atenuador variável conectado a cada nó de detecção na linha de transmissão artificial em ordem para um detector associado que será capaz de detectar as tensões máxima e mínima Vpp em cada um da pluralidade de nós. A partir dos dois pontos de dados a partir de cada nó n1-n8 (uma tensão máxima e mínima Vpp), um cálculo e/ou estimativa da relação de onda estacionária (SWR) é feito para o sinal de RF na linha de transmissão artificial. Há várias formas bem conhecidas de calcular a SWR a partir de dados de tensão de nó medidos e tais técnicas conhecidas, que podem ser executadas por um controlador, não serão discutidas aqui. Depois de ter estimado a SWR e as suas magnitudes de tensão Vpp máxima e mínima na SMR, então a fase da SWR pode ser determinada através da determinação em quais nós ocorrem as tensões máxima e mínima. Novamente, esse cálculo é bem conhecido e pode ser executado por um controlador, tal como o controlador 412, e não será discutido aqui. Depois de calcular ou estimar a SWR e a informação de fase (ou em outras modalidades, um cálculo de casamento de impedância), a interface do sinal de RF transmitido e a reflexão podem ser determinados facilmente na saída RF ou parcialmente no nó n8 da unidade de medição de SWR. Com essa informação, um controlador, tal como o controlador 412, pode fornecer informação a um circuito sintonizador de antena, que é adaptado para responder ao sinal sintonizador de antena, e ajustar a impedância vista por uma antena conectada eletricamente à saída RF 406 ou à saída do sintonizador de antena, de modo que o sintonizador de impedância da antena case intimamente com a impedância da linha de transmissão de RF, e a potência refletida a partir da antena seja minimizada.

[0056] Com relação novamente à Figura 2, os valores de SWR 210 fornecidos por uma unidade de medição de SWR exemplificada 208 para um controlador 214 via um conversor A-D 212 podem possibilitar que o controlador 214 forneça dados ou informação ao sintonizador de antena para ajustar sua impedância e/ou outros valores de modo que a impedância da antena para a frequência de transmissão particular seja intimamente casada com a linha de transmissão ou saída do PA 206 tal que a potência refletida a partir da antena 202 seja substancialmente minimizada. Ao minimizar a interferência ou potência refletida na linha de transmissão, a potência de saída do transceptor e do amplificador de potência via a antena é maximizada. Quando a impedância vista pela antena é casada com a linha de transmissão de saída de sinal de RF para a frequência particular sendo transmitida, então a capacidade para um dispositivo de comunicação transmitir uma potência de saída substancialmente estacionária independente da frequência de transmissão pode ser alcançada sem ter que aumentar a saída de um amplificador de potência para compensar a potência refletida por uma antena que não tem a impedância casada para a frequência de transmissão particular.

[0057] A Figura 5 é um gráfico que representa as tensões medidas em vários nós em uma linha de transmissão artificial exemplificada. Aqui, a carga ou a impedância da antena foi igual a 50 s e a fonte de radiofrequência estava fornecendo uma frequência de transmissão de 2 GHz com 1 Vpp. O gráfico mostra as tensões do nó medidas em cada um dos 8 nós n1-n8 de uma linha de transmissão exemplificada. Idealmente, se uma antena ou carga que está conectada na saída RF de uma unidade de medição de SWR exemplificada é casada com o transceptor de radiofrequência e circuitos de amplificador de potência, então a linha de tensão será reta e praticamente plana no nível de tensão 1Vpp. Aqui, a linha 500 mostra uma leitura de SWR dos nós n1-n8 de uma linha de transmissão relativamente bem casada, onde Vpp está muito próxima de uma relação 1:1 (ou seja, a Vpp em cada nó é substancialmente plana). A linha do gráfico 500 tem alguma variação a partir da linha plana “ideal” devido ao número de elementos de atraso LC1-LC7 sendo um número relativamente pequeno, neste caso, 7. Quanto maior o número de elementos LC e o número de nós intermediários (n), que pode fornecer medições de tensões ao longo da linha de transmissão artificial, mais próxima uma modalidade exemplificada pode fornecer os dados que podem se casar mais intimamente com a situação “ideal”.

[0058] As modalidades podem ter somente 2 elementos de atraso LC na linha de transmissão artificial. Dois elementos de atraso LC podem fornecer 3 nós onde as medições de tensão podem ser obtidas para ajudar a calcular ou estimar a SWR e a fase do sinal de transmissão na linha de transmissão artificial. Alternativamente, numerosos blocos de circuitos de atraso podem ser incorporados em uma linha de transmissão artificial exemplificada que fornecerá muitos mais nós para medir as tensões da linha de transmissão a partir deles, como representado na Figura 4.

[0059] Adicionalmente, o número de circuitos detectores pode ser diferente do número de circuitos de atraso. Por exemplo, pode haver menos circuitos detectores do que nós. Um circuito detector pode ser conectado em mais de um nó via, por exemplo, um comutador analógico (não mostrado especificamente na Figura 4). O comutador analógico pode ser posicionado de modo a conectar a saída de mais de um atenuador variável à entrada de um detector, onde os atenuadores variáveis, o comutador analógico e o detector estão todos sob o controle de um circuito controlador. Esta modalidade exemplificada é vantajosa na medida em que as tensões de mais nós podem ser medidas usando menos detectores, o que diminuirá a capacitância total e o tamanho total do circuito integrado dentro do silício. Por exemplo, em algumas modalidades, uma unidade de medição de SWR exemplificada pode operar com somente um ou poucos detectores que são, cada um comutado para detectar a tensão para uma pluralidade de nós individuais ou saídas de atenuador em uma ordem prescrita sob o controle de um microcontrolador.

[0060] Em ainda outras modalidades, a linha de transmissão artificial pode ter mais nós do que há circuitos detectores, mas os circuitos detectores são conectados para monitorar, por exemplo, todos os outros ou cada três ou dois nós adjacentes e então salta um nó da linha de transmissão artificial. A razão para ter uma pluralidade de linhas de atraso que criam mais nós do que aqueles que terão suas tensões medidas pode ser feita de modo a simular melhor a linha de sinal ou de transmissão usando os blocos de linha de atraso LC.

[0061] Novamente, com relação à Figura 5, onde a frequência de entrada RF de 2 GHz com 1V pico a pico, durante cada uma das linhas de sinal 502, 504, 506, e 508 representa uma SWR tendo uma relação de 3:1. A SWR pode ser calculada ou estimada em uma variedade de formas conhecidas, usando as tensões conhecidas medidas na linha de transmissão artificial, onde a linha de transmissão artificial exemplificada representa ao menos metade do comprimento de onda das frequências de entrada RF. Ademais, ao medir as tensões mínima e máxima medidas nos nós, a fase da onda estacionária pode também ser determinada. Aqui, o sinal 502 está 0° fora de fase, o sinal 504 está 45° fora de fase, o sinal 506 está 90° fora de fase e o sinal 508 está 135° fora de fase. Ao conhecer a SWR e a fase, então a carga ou impedância de antena não casada pode ser determinada. Aqui, por exemplo, a impedância não casada da antena para o sinal 502 é 16,67 s; a impedância de carga não casada para o sinal 504 é de 30 s e 3,2 nH; a carga ou impedância de antena não casada para o sinal de 506 é de 150 s; e a impedância da antena ou carga para o sinal não casada para o sinal 508 é de 30 s e 2,0 pF. Em essência, as modalidades usam as medições de tensão nos nós n1-n8 para fornecer a informação para um controlador de modo que um sinal de controle de sintonizador possa ser fornecido para um sintonizador de antena de tal forma que as tensões medidas nos nós n1-n8 sejam substancialmente similares ou planas.

[0062] Com relação novamente às Figuras 2 e 4, pode-se ver que a modalidade pode operar detectando as tensões nos nós em uma linha de transmissão artificial, de tal forma que a tensão de cada nó seja atenuada por um atenuador variável controlável e então fornecida para um detector que fornece uma tensão de saída indicativa da tensão do nó medida para um comutador MUX, que pela direção a partir de um controlador, fornece as tensões do nó detectadas medidas por uma pluralidade de detectores de uma forma organizada através de um conversor AD e de volta para o controlador. O controlador, que usa as medições de tensão digital codificadas recebidas a partir dos detectores, pode calcular a SWR do sinal de transmissão na linha de transmissão artificial, bem como a fase da onda estacionária (isto é, podese calcular a impedância exigida para se casar a linha de transmissão com a antena para produzir uma medição Vpp substancialmente uniforme ou plana nos nós). A partir dessa informação, o controlador pode calcular uma impedância necessária para que uma antena ou carga na extremidade da linha de transmissão case com a impedância da linha de transmissão, de modo que a relação de onda estacionária esteja mais próxima de 1:1 (ver Figura 5, sinal 500) e a potência refletida ou carga a partir da antena é minimizada. Em algumas modalidades, pode ser usado um cálculo matemático de ajuste para permitir que o controlador ajuste os pontos de dados de tensão no nó individual a uma curva, de modo a ajudar a resolver a SWR e a fase do sinal de transmissão, de tal forma a calcular como ajustar o sintonizador de antena para casar com a impedância da antena.

[0063] Com relação agora à Figura 6, uma possível implementação de um atenuador variável e circuito detector é descrita como estando conectada a um nó n1. Para simplificar, uma visão ampliada de um atenuador variável V1 602 e do detector D1 603 é mostrada. Em um desenho de circuito completo, pode haver circuitos similares associados com cada nó n1-n8. Ademais, para propósitos de entendimento e de simplificação da figura, o barramento de entrada de controle de atenuador 604 é mostrado somente para ser capaz de controlar o atenuador com cinco configurações de atenuação. O atenuador variável 602 é conectado a um nó n1 para detectar a tensão. Inicialmente, o atenuador variável é configurado como uma atenuação máxima, onde os transistores T2, T3, T4 e T5 são todos desligados de acordo com um sinal de controle de atenuação 604 a partir de um microcontrolador. O valor do resistor R1 é relativamente grande, de modo que o sinal de RF de alta tensão detectado no nó n1 é atenuado o suficiente para que o circuito detector 603 possa amostrar a tensão sem danificar a porta do transistor T1. O transistor T1 é polarizado de modo que, quando nenhum sinal de RF for detectado na base do transistor T1, o capacitor C1 descarregará 0 volt. Assim, a saída 606 do detector 604 para um MUX irá para 0. Por outro lado, quando há um sinal de RF tensão não 0 detectado na base do transistor T1, então T1 carregará o capacitor C1 em direção a VDD, de tal forma que o circuito funcione como um tipo de detector de pico e possa ser projetado para fornecer ou uma tensão de saída que é representativa da tensão detectada no nó n1 para o MUX ou fornecer uma tensão igual a 1 ou 0 para o MUX, para indicar se o detector está ou não detectando uma tensão. Se o detector não está detectando qualquer tensão a partir do nó n1, então o sinal de controle de atenuação 604 a partir do controlador ligará o transistor T2, que então colocará a resistência R3 em paralelo com o resistor R2, diminuindo assim a resistência total do atenuador variável em uma etapa para uma quantidade predeterminada de resistência e atenuação. Novamente, o sinal de RF é detectado na base do transistor T1 no circuito detector 604 e uma saída é fornecida para o MUX, que é alimentado por sua vez através do conversor A-D e para o controlador, de tal forma que possa ser determinado se o circuito detector 604 começou ou não a detectar uma tensão no nó n1. Esse processo continua diminuindo a atenuação do circuito atenuador variável 602 de uma forma de etapa a etapa. O controlador, via o sinal de controle de atenuação 604, liga os transistores adicionais (por exemplo, transistores T3, T4, T5, etc.) até que seja determinado que o detector 604 está detectando uma tensão dentro da faixa operacional do circuito detector 603. Esse processo ocorre para os nós n2-n8 de forma substancialmente simultânea (ou sequencial) e repetidamente até que cada atenuador variável e circuito detector (VAD1-VAD8) tenham sido configurados, de modo que o atenuador variável atenue a tensão do sinal de RF vista em seu respectivo nó diminuída até os detectores de pico dentro dos respectivos circuitos detectores de pico liguem seu respectivo transistor T1, de tal forma que a tensão de pico no respectivo nó comece a ser armazenada no respectivo capacitor C1 dentro do respectivo circuito detector de pico. Neste ponto, os detectores estão operando dentro da sua faixa de tensão operacional e podem ser usados para encontrar e medir as localizações mínima e máxima da tensão do sinal de RF de cada nó n1-n8. O comutador MUX (ver Figura 4) é também controlado pelo controlador para amostrar as saídas do circuito detector de modo a que o controlador possa usar a informação de tensão mínima e máxima a partir de cada nó, juntamente com as configurações de atenuação dos atenuadores variáveis para calcular a SWR e a fase do sinal de RF na linha de transmissão (isto é, para calcular uma impedância para configurar o sintonizador de antena de modo que a impedância da antena case com a impedância da linha de transmissão). O controlador pode então fornecer dados ou instruções para um circuito sintonizador de antena (ver Figura 2) para permitir o ajuste da impedância na linha de transmissão, de modo que a impedância da antena case intimamente com a da linha de transmissão resultante em reflexões de potência minimizadas a partir da antena de volta para a linha de transmissão e uma potência de saída de transmissão maximizada a partir da antena na frequência de transmissão selecionada. Uma vantagem de um projeto exemplificado é que o conjunto de circuitos atenuador variável e o conjunto de circuitos detector são facilmente replicados em um circuito IC de silício.

[0064] Os circuitos integrados compreendendo modalidades da invenção são facilmente incorporados em dispositivos móveis, dispositivos de comunicação sem fios, estações base eletrônicas e outras derivações dessas, de modo a ajudar a maximizar a potência de saída transmitida de uma antena através da determinação da relação de onda estacionária e da fase do sinal de RF na linha de transmissão, de modo a calcular um ajuste para a impedância da linha de transmissão e casar a impedância da antena.

[0065] Com relação agora à Figura 7, uma parte IC de múltiplas camadas exemplificada de indutores L1-L10 para uso em uma linha de atraso LC exemplificada ou linha de transmissão artificial é mostrada. Via esse esquema de trilha de múltiplas camadas para um IC, várias bobinas ou indutores são criados. Os nós n1-n11 são indicados para a conexão aos respectivos atenuadores de tensão e circuitos detectores VAD1-VAD11.

[0066] Uma linha de atraso indutora exemplificada pode ser produzida em silício usando duas camadas de trilha. Uma camada inferior 702 e uma camada superior 704. As trilhas produzem indutores adjacentes que espiralam em direções alternadas (isto é, no sentido horário, sentido anti- horário, etc.) entre cada indutor exemplificado adjacente é uma conexão para um dos n nós, que são igualmente espaçados ao longo da linha de atraso exemplificada. Em algumas modalidades, cada nó é conectado a um atenuador e circuito detector, mas em outras modalidades, todos os nós, cada terceiro ou uma sequência de nós adjacentes conectados e separados por um ou mais nós adjacentes conectados a um atenuador podem ser criados em silício. Idealmente, essa linha de atraso baseada em indutor exemplificada é usada para simular a linha de transmissão real entre a saída de transceptores RF da saída do amplificador de potência e da antena, de modo a ajudar as modalidades a determinar a SWR e a fase da reflexão do sinal de transmissão entre o transceptor e a antena. Esta construção da bobina exemplificada 700 será chamada de um indutor ou bobina sem fim. Um indutor sem fim pode produzir uma indutância entre 4nH a aproximadamente 7,5 nH. Cada uma das bobinas sem fim individuais L1-L10 tem a sua própria indutância, mas a proximidade de cada bobina com a bobina adjacente aumenta cada indutância individual da bobina. As correntes fluindo em cada parte de indutor que é adjacente a um próximo indutor fluem na mesma direção ou em direção similar. Em outras palavras, a corrente fluindo no indutor L1, onde o indutor L1 encosta-se ao indutor L2, estão fluindo na mesma direção das correntes em L2, como indicado pela seta 706. Quando as correntes de dois indutores adjacentes estão fluindo na mesma direção onde os indutores estão encostados, a capacitância é aumentada fazendo com que cada uma das bobinas indutivas tenha menos perdas.

[0067] Em outras modalidades de uma bobina sem fim, a construção da bobina pode ser disposta para fornecer uma construção mais arredondada usando as limitações de linha reta da fabricação de circuitos IC. Assim, as bobinas indutivas sem fim resultantes podem ser octogonais, hexagonais ou de formas que são derivações dessas.

[0068] Os versados na técnica apreciarão que, tendo o benefício desta descrição, esse dispositivo de medição da relação de onda estacionária fornece uma pluralidade de benefícios, incluindo a possibilidade de medir a potência direta e a potência refletida de volta a partir de uma antena, dentro de um dispositivo de silício. Dever-se-ia entender que os desenhos e a descrição detalhada fornecida aqui serão considerados de uma maneira ilustrativa, ao invés de restritiva, e não se destinam a ser limitantes às formas particulares e exemplos descritos. Ao contrário, estão incluídas quaisquer outras modificações, alterações, rearranjos, substituições, alternativas, escolhas de projeto, e modalidades aparentes àqueles versados na técnica, sem abandonar o espírito e o escopo da presente invenção, como definido pelas seguintes reivindicações. Assim, pretende-se que as seguintes reivindicações sejam interpretadas para englobar todas tais modificações, alterações, substituições, rearranjos, alternativas, opções de projeto, e modalidades adicionais.

Claims

1. Dispositivo de transmissão de RF (201), caracterizado pelo fato de que compreende: um circuito integrado compreendendo um circuito de medição de casamento de impedância (208, 400), o circuito de medição de casamento de impedância (208, 400) compreendendo: uma linha de transmissão artificial (404) que compreende uma pluralidade de nós, de tal forma que cada nó seja separado por uma impedância predeterminada; primeiro conjunto de circuitos detector (603) configurado para receber uma primeira tensão a partir de um primeiro nó da pluralidade de nós, o primeiro conjunto de circuitos detector configurado para fornecer uma primeira tensão detectada sendo ou uma tensão predeterminada indicativa da primeira tensão não detectada ou uma tensão relativa à primeira tensão; segundo conjunto de circuitos detector configurado para receber uma segunda tensão a partir de um segundo nó da pluralidade de nós, o segundo conjunto de circuitos detector configurado para fornecer uma segunda tensão detectada sendo ou uma tensão predeterminada indicativa da segunda tensão não detectada ou uma tensão relativa à segunda tensão, onde a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada são usadas pelo conjunto de circuitos de transmissão de RF para determinar uma configuração de controle de sintonizador que casa com uma impedância; e um controlador (214, 412) configurado para receber a primeira e a segunda tensão detectada e para calcular a configuração de controle de sintonizador.

2. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o primeiro conjunto de circuitos detector (603) compreende primeiro conjunto de circuitos atenuador variável (602) configurado para atenuar a primeira tensão de acordo com instruções de atenuação, e onde o segundo conjunto de circuitos detector compreende segundo conjunto de circuitos atenuador variável configurado para atenuar a segunda tensão de acordo com as instruções de atenuação.

3. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o controlador (214, 412) é adicionalmente configurado para fornecer as instruções de atenuação.

4. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que cada impedância predeterminada compreende um elemento indutivo e um elemento capacitivo.

5. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o circuito de medição de casamento de impedância (208, 400) compreende adicionalmente um comutador multiplexador (MUX) (410) conectado para receber a primeira tensão detectada e a segunda tensão detectada, o comutador MUX (410) sendo adicionalmente conectado para fornecer, de acordo com um sinal de controle de MUX, a primeira tensão detectada ou a segunda tensão detectada ao controlador.

6. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que o comutador MUX (410) é conectado para fornecer a primeira tensão detectada ou a segunda tensão detectada ao controlador via um circuito conversor analógico-para-digital.

7. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a linha de transmissão artificial (404) é configurada para ter um comprimento elétrico que é maior ou igual a ^ de um comprimento de onda de um sinal RF na linha de transmissão artificial (404).

8. Dispositivo de transmissão de RF, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o conjunto de circuitos de transmissão de RF é integrado em um dispositivo de comunicação sem fio ou um dispositivo de estação base.

9. Circuito integrado, caracterizado pelo fato de que compreende: conjunto de circuitos de medição de relação de onda estacionária (SWR) compreendendo: uma linha de transmissão artificial (404) compreendendo uma pluralidade de nós onde cada nó é separado por uma impedância predeterminada; um primeiro circuito detector e atenuador variável (VAD) (603) conectado a um primeiro nó da pluralidade de nós, o primeiro circuito VAD (603) sendo configurado para detectar uma primeira tensão no primeiro nó e fornecer uma primeira tensão de saída que é representativa da primeira tensão; um segundo circuito VAD conectado a um segundo nó da pluralidade de nós, o segundo circuito VAD sendo configurado para detectar uma segunda tensão no segundo nó e para fornecer uma segunda tensão de saída que é representativa da segunda tensão; e um comutador multiplexador (410) conectado para receber a primeira tensão de saída e a segunda tensão de saída e configurado para fornecer uma tensão de saída multiplexada.

10. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o primeiro circuito VAD (603) é adicionalmente configurado para fornecer um primeiro nível de tensão predeterminado como a primeira tensão de saída para indicar que o primeiro VAD não está detectando a primeira tensão no primeiro nó; e onde o segundo circuito VAD é adicionalmente configurado para fornecer um segundo nível de tensão predeterminado como a segunda tensão de saída para indicar que o segundo VAD não está detectando a segunda tensão no segundo nó.

11. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que a primeira tensão predeterminada é uma tensão lógica 0 e a segunda tensão predeterminada é uma tensão lógica 0.

12. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a impedância predeterminada entre cada um da pluralidade de nós compreende um elemento indutivo e um elemento capacitivo.

13. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a impedância predeterminada entre cada um da pluralidade de nós compreende um elemento indutivo, cada elemento indutivo compreende uma primeira camada de silício (702) e uma segunda camada de silício (704) no circuito integrado onde a primeira e a segunda camada (702, 704) são configuradas com trilhas elétricas organizadas e conectadas para fornecer uma bobina indutiva.

14. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um amplificador de potência (206) configurado para amplificar uma entrada de sinal RF e para emitir um sinal de transmissão amplificado para uma primeira extremidade da linha de transmissão artificial (404).

15. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o circuito integrado é integrado em um dispositivo de comunicação sem fio ou dispositivo de estação base.

16. Circuito integrado, caracterizado pelo fato de que compreende: uma linha de transmissão artificial (404), a linha de transmissão artificial compreendendo: uma pluralidade de elementos indutores conectados em série, onde cada um da pluralidade de elementos indutores compreende: uma primeira camada de trilhas elétricas (702) em silício do circuito integrado; uma segunda camada de trilhas elétricas (704) no silício do circuito integrado, onde a primeira camada e a segunda camada de trilhas elétricas (702, 704) são configuradas para produzir elementos indutores adjacentes que cada um espirala em uma forma de espiral retangular; e uma pluralidade de localizações de nós, onde cada uma das localizações de nós é posicionada em partes de trilhas elétricas diferentes entre cada elemento indutor.

17. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que compreende ainda: um primeiro circuito detector (603) conectado a uma primeira localização de nó da pluralidade de localizações de nós, o primeiro circuito detector configurado para fornecer uma primeira tensão de saída de detecção; e um segundo circuito detector conectado a uma segunda localização de nó da pluralidade de localizações de nós, o segundo circuito detector configurado para fornecer uma segunda tensão de saída de detecção.

18. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente uma pluralidade de elementos capacitivos, onde cada um da pluralidade de elementos capacitivos é conectado entre uma localização de nó diferente e um terra de sinal.

19. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que as trilhas elétricas de cada elemento indutor adjacente espiralam em sentidos horário e anti-horário alternados.

20. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que a linha de transmissão artificial (404) é configurada para ter um comprimento elétrico que é maior ou igual a ^ de um comprimento de onda de um sinal de RF a ser localizado na linha de transmissão artificial (404).

21. Circuito integrado, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que a linha de transmissão artificial (404) compreende adicionalmente uma pluralidade de elementos capacitivos onde cada um da pluralidade de elementos capacitivos é conectado entre uma localização de nó diferente e um terra de sinal do circuito integrado.