BR112014002542A2

BR112014002542A2 - amplificador de potência de alta eficiência

Info

Publication number: BR112014002542A2
Application number: BR112014002542-8A
Authority: BR
Inventors: Henrik Sjölanda; Jonas Lindstrand; Carl Bryant
Original assignee: Ericsson Modems Sa
Priority date: 2011-08-03
Filing date: 2012-07-17
Publication date: 2020-10-27
Also published as: EP2740213B1; CN103748785A; CN103748785B; EP2854288A3; US8554162B2; US20130033321A1; EP2854288B1; BR112014002542B1; WO2013017407A1; EP2854288A2; EP2740213A1

Abstract

amplificador de potência de alta eficiência. trata-se de um circuito amplificador de potência (100) que compreende uma unidade de transistor submetida ao acoplamento cruzado (110) que compreende um par de transistores cascode submetido ao acoplamento cruzado (112), uma unidade de transistor de comutação (120) que compreende um par de transistores de comutação submetido ao acoplamento cruzado (122), e um gerador de corrente rf (130), um gerador de corrente rf (130) gera uma corrente de injeção rf diferencial, enquanto a unidade de transistor de comutação (120) amplifica a corrente de injeção para gerar uma corrente de injeção amplificada no nó de banda larga do circuito amplificador (100) e a unidade de transistor cascode (110) amplifica adicionalmente a corrente de injeção para gerar o sinal amplificado desejado na saída do circuito amplificador (100). a amplitude de sinal de saída geralmente depende da corrente de injeção diferencial e da tensão de fornecimento v00 aplicadas ao circuito amplificador de potência (100).

Description

' 1/16 “AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA DE ALTA EFICIÊNCIA”

[0001] A invenção descrita aqui refere-se geralmente a amplificadores, e mais particularmente refere-se a amplificadores de potência de dispositivos de comunicação sem fio.

ANTECEDENTES

[0002] A tecnologia sem fio atual tende a aumentar inúmeros padrões sem fio e as bandas de frequência de rádio (RF) para suportar a comunicação sem fio resultaram no desenvolvimento de sistemas celulares de múltiplos padrões, múltiplas bandas. Esses esforços produziram receptores de banda larga e sintetizadores de frequência com desempenho satisfatório. Entretanto, amplificadores de potência que possuem o desempenho desejado, por exemplo, Eficiência de Potência Adicionada (PAE), potência de saída, etc., através das múltiplas bandas de frequência continuam sendo um desafio para esses sistemas celulares.

[0003] Embora vários grupos tenham tentado resolver esse problema, os resultados geralmente não proporcionam eficiência suficiente através de uma banda de frequência larga, indesejavelmente exigem múltiplos estágios de amplificador, não fornecem operação de banda larga, etc. Por exemplo, "A Polyphase Multipath Technique for Software-Defined Radio Transmitters" por R. Shrestha, E.A.M. Klumperink, E. Mensink, G.J.M. Wienk, and B. Nauta (IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 41, no. 12, pp. 2681-2692, 2006) fornece uma solução de banda larga, porém a potência de saída é insuficiente e a eficiência através da banda larga é baixa em relação a amplificadores de banda única. "A 1.9 GHz 1 W CMOS Class E Power Amplifier for Wireless Communications" junto à K.C. Tsai and P.R. Gray (ESSC/RC, pp. 76-79, 1998), referido aqui como solução Tsai, e "A 29 dBm 70.7% PAE Injection-Locked CMOS Power Amplifier for PWM Digitized Polar Transmitter" por J. Paek and S. Hong (Microwave and Wireless Components Letters, vol. 20, no. 11, pp. 637-639, 2010), referido aqui como a solução Paek, fornecem soluções alternativas utilizando amplificadores de potência de travamento por injeção. Essas soluções, entretanto, exigem múltiplos estágios de amplificador e não mostraram operação de frequência de banda larga. Outra solução, "A 65 nm CMOS 30 dBm

. 2/16 Class-E RF Power Amplifier with 60% Power Added Efficiency" por M. Apostolidou, M.P. van der Heijden, D.M.W. Leenaerts, J. Sonsky, A. Heringa, and |. Volokhine (Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, pp. 141-144, 2008), referida aqui como a solução Apostolidou, fornece uma solução de banda larga com PAE aprimorada e potência de saída, porém exige múltiplos estágios de amplificador, isso indesejavelmente aumenta a área de chip e o consumo de potência do amplificador.

[0004] Assim, ainda há a necessidade de um amplificador de potência aperfeiçoado útil em cenários RF de banda larga.

SUMÁRIO

[0005] O circuito amplificador de potência descrito aqui utiliza uma topologia cascode derivada de acoplamento cruzado juntamente com uma técnica de aplicar uma corrente de injeção RF em um nó de banda larga para fornecer um amplificador de potência de único estágio com PAE aprimorada, potência de saída, e ganho sobre uma banda de frequência de rádio larga. Será avaliado que embora o amplificador de potência descrito aqui possa ser usado para operações de banda larga, o amplificador de potência também fornece alta eficiência, potência de saída, e ganho para aplicações de banda de frequência mais estreita.

[0006] O circuito amplificador de potência compreende um gerador de corrente, um par de transistores de comutação de acoplamento cruzado, um par de transistores de transistores cascode de acoplamento cruzado, e primeiro e segundo capacitores de derivação. O gerador de corrente é configurado para gerar uma corrente de injeção diferencial de frequência de rádio em uma saída de gerador de corrente diferencial baseada em um sinal de entrada. O sinal de entrada pode compreender qualquer um entre um sinal de tensão de entrada analógico na frequência de rádio, ou um sinal de entrada de banda de base, por exemplo, um sinal de entrada de banda de base analógico ou digital. Os transistores de comutação incluem um nó de fonte, um nó de porta, e um nó de dreno, e são submetidos a acoplamento cruzado de modo que o nó de dreno de um transistor de comutação se acople ao nó de porta do outro transistor de comutação. Ademais, os nós de dreno dos transistores de comutação são acoplados à saída de gerador de

' 3/16 corrente diferencial para receber a corrente de injeção diferencial. Os transistores cascode incluem um nó de origem, um nó de porta, e um nó de dreno, e são submetidos a acoplamento cruzado de modo que o nó de dreno de um transistor cascode se acople ao nó de porta nó de porta do outro transistor cascode. Os transistores cascode submetidos a acoplamento cruzado são configurados para gerar um sinal de saída amplificado sinal de saída amplificado diferencial nos nós de dreno dos transistores cascode com base em uma tensão de fornecimento operacionalmente acoplado ao nó de dreno dos transistores cascode e à corrente de injeção diferencial aplicada ao nó de origem dos transistores cascode . Os primeiro e segundo capacitores de derivação se acoplam aos respectivos nós de porta dos transistores cascode. Em uma modalidade, os capacitores de derivação possuem uma capacitância selecionada para controlar a amplitude de um sinal de porta nos nós de porta dos transistores cascode substancialmente igual à amplitude de um sinal de origem nos nós de origem correspondentes dos transistores de cascata . Como usado aqui, substancialmente igual pode significar igual, porém mais provavelmente significa que a amplitude dos sinais de porta nos nós de porta dos transistores cascode possui algum desvio, por exemplo, se desvia dentro de uma determinada faixa em torno da amplitude dos sinais de origem nos nós de origem correspondentes dos transistores cascode . A faixa de desvio deve ser, por exemplo, 10%. Em outras modalidades, a faixa de desvio deve ser 5% em alguns casos, 2% em outros casos, 20% em outros casos, 50% em outros casos, ou qualquer outro valor entre esses, dependendo dos valores de componentes específicos ou condições de operação do circuito. De preferência, essa faixa de desvio está além da faixa dinâmica total do circuito amplificador. Entretanto, pode haver intervalos onde a faixa de desvio é maior. O comprimento total desses intervalos constitui preferivelmente não mais que 20% de toda a faixa dinâmica, porém em alguns casos, um comprimento de intervalo total, por exemplo, de 10% ou 5% ou 2% deve ser exigido.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

[0007] A Figura 1 mostra um circuito amplificador de potência de acordo com

. 4/16 uma modalidade exemplificativa.

[0008] A Figura 2 mostra diagramas de sinal dos sinais em pontos selecionados do circuito amplificador de potência da Figura 1.

[0009] A Figura3 mostra um diagrama de circuito de um gerador de corrente RF de acordo com uma modalidade exemplificativa.

[0010] A Figura 4 mostra um diagrama de circuito for um gerador de corrente RF de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0011] A Figura 5 mostra um diagrama de circuito de um gerador de corrente RF de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0012] —AFigura6 mostra um diagrama de circuito de um gerador de corrente RF de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0013] A Figura7 mostra um diagrama de circuito de uma rede de adaptação de acordo com uma modalidade exemplificativa.

[0014] A Figura8 mostra um diagrama de circuito de uma rede de adaptação de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0015] A Figura 9 mostra um diagrama de circuito de uma rede de adaptação de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0016] A Figura 10 mostra um diagrama de circuito de uma rede de adaptação de acordo com outra modalidade exemplificativa.

[0017] AsFiguras 11A e 11B respectivamente mostram a tensão de fornecimento e polarização cascode vs. potência de entrada do circuito amplificador que compreende os componentes das Figuras 1,3, e7.

[0018] A Figura 12 mostra a potência de saída, ganho de potência, e PAE vs. potência de entrada do circuito amplificador que compreende os componentes das Figuras 1,3, e7.

[0019] As Figuras 13A e 13B mostram respectivamente a potência de saída e PAE vs. frequência do circuito amplificador que compreende os componentes das Figuras 1,3,e7.

[0020] As Figuras 14A e 14B mostram respectivamente o erro de ganho e erro de fase vs. potência de entrada do circuito amplificador que compreende os

. 5/16 componentes das Figuras 1,3, e 7.

[0021] As Figuras 15A e 15B mostram respectivamente o erro de ganho e erro de fase vs. potência de saída do circuito amplificador que compreende os componentes das Figuras 1,4, e7.

[0022] As Figuras 16A e 16B mostram respectivamente a potência de saída e PAE vs. frequência do circuito amplificador que compreende os componentes das Figuras 1,4,e8.

[0023] A Figura 17 mostra uma aplicação de transmissor exemplificativa do amplificador de potência descrito aqui.

DESCRIÇÃO DETALHADA

[0024] O amplificador de potência descrito aqui compreende um amplificador de um único estágio que utiliza uma topologia cascode derivada de acoplamento cruzado juntamente com uma técnica de aplicar uma corrente de injeção RF a um nó de banda larga para fornecer um amplificador de potência de estágio único. Em uma modalidade, o amplificador de potência exibe um pico de 64% PAE, 29 dBm de potência de saída, e um ganho de 20.5 dB sobre uma banda de frequência de rádio de 2 GHz. A Figura 1 mostra uma modalidade exemplificativa de um circuito amplificador de potência 100 configurado para obter esses resultados. O circuito amplificador 100 compreende uma unidade de transistor cascode de acoplamento cruzado 110 que compreende um par de transistores cascode de acoplamento cruzado 112, uma unidade de transistor de comutação de acoplamento cruzado 120 que compreende um par de transistores de comutação de acoplamento cruzado 122, e um gerador de corrente RF 130. De modo geral, o gerador de corrente RF 130 gera uma corrente de injeção RF diferencial baseada em um sinal de entrada diferencial. A unidade de transistor de comutação 120 amplifica a corrente de injeção para gerar uma corrente de injeção amplificada no nó de banda larga do circuito amplificador, isto é, os nós de origem dos transistores cascode 112. A unidade de transistor cascode 110 amplifica adicionalmente a corrente de injeção para gerar o sinal amplificado desejado na saída 220 do circuito amplificador 100, por exemplo, nos nós de dreno dos transistores cascode 112. A amplitude do sinal de saída

: 6/16 geralmente depende da corrente de injeção diferencial e da tensão de fornecimento Voo aplicada ao circuito amplificador de potência 100. Como mostrado na Figura 1, uma rede de adaptação 200 pode ser acoplada à saída 220 do circuito amplificador 100 para adaptar a impedância do circuito amplificador 100 àquela de um elemento externo, por exemplo, uma antena (não mostrada). Embora não exigido, será avaliado que a tensão de fornecimento VOO pode ser aplicada ao circuito amplificador de potência 100 através da rede de adaptação 200, como mostrado na Figura 1. Será avaliado que os transistores usados para implementar o circuito amplificador de potência 100 podem compreender qualquer outro tipo de transistor, inclusive, porém sem caráter limitativo, tecnologia de transistores NMOS, CMOS, BiCMOS, HBT, e III-V (inclusive Bipolar e FET).

[0025] A operação aprimorada do circuito amplificador 100 conta com as configurações de acoplamento cruzado das unidades de transistor 110, 120 e dos capacitores de derivação 114 da unidade de transistor cascode 110. Como mostrado na Figura 2 e explicado em mais detalhes aqui, essa configuração faz com que um sinal B no nó de origem de um transistor cascode 112 possua a mesma amplitude, porém esteja fora de fase, que um sinal A no nó de porta do mesmo transistor cascode 112 e um sinal C em um nó de dreno do transistor de comutação oposto

122. Para explicar ainda mais os detalhes do circuito amplificador de potência 100, a seguinte descrição considera cada gerador de corrente RF 130, unidade de transistor de comutação 120, e unidade de transistor cascode 110 separadamente.

[0026] O gerador de corrente RF 130 gera uma corrente de injeção diferencial IRF ,IRF com base em um sinal de entrada diferencial Dr, D . As Figuras 3-6 mostram várias modalidades de geradores de corrente RF exemplificativos 130. Será avaliado, entretanto, que os geradores de corrente diferentes daqueles mostrados aqui também podem ser usados.

[0027] O gerador de corrente RF 130 mostrado na Figura 3 compreende um par de transistores de injeção 132 configurados para gerar a corrente de injeção diferencial RF nos nós de dreno a partir de um sinal de entrada que compreende um sinal de tensão diferencial RF analógico aplicado aos nós de porta. Nessa

' 7/16 modalidade, os transistores de injeção 132 são configurados para operar como conversores de tensão para corrente. Para fornecer a corrente de injeção diferencial RF ao restante do circuito amplificador 100, o nó de dreno de cada transistor de injeção 132 se acopla ao nó de dreno do transistor de comutação correspondente 122 e ao nó de origem do transistor cascode correspondente 112.

[0028] Uma modalidade alternativa do gerador de corrente RF 130 pode compreender um misturador configurado para gerar a corrente de injeção diferencial RF a partir de um sinal oscilador local RF e um sinal de entrada que compreende um sinal de entrada diferencial de banda de base. Nessa modalidade, a conversão ascendente em RF ocorre dentro do circuito amplificador 100, isso elimina a necessidade de qualquer conversão ascendente fora do circuito amplificador 100. Será avaliado que a implementação da conversão ascendente dentro do circuito amplificador 100 fornece um resultado mais linear, em relação à conversão ascendente e amplificação de potência. Ademais, esses misturadores eliminam vantajosamente a necessidade de separar os drivers RF e outros conjuntos de circuitos RF, que geralmente possuem altas exigências de faixa dinâmica.

[0029] Por exemplo, a Figura 4 mostra um gerador de corrente RF 130 que compreende um misturador de transcondutância configurado para gerar a corrente de injeção diferencial RF nas saídas de gerador de corrente RF a partir de um sinal oscilador local RF (LO) e um sinal de entrada que compreende uma corrente de entrada diferencial de banda de base (BB). O gerador de corrente RF 130 da Figura 4 compreende um primeiro par de transistores de banda de base 134, um segundo par de transistores de banda de base 135, e um par de transistores de oscilador local 136, por exemplo, transistores NMOS 136. O nó de dreno de um dos transistores de oscilador local 136 se acopla aos nós de origem de transistores correspondentes dos primeiro e segundo pares de transistores de banda de base 134, 135, e o nó de dreno do outro transistor de oscilador local 136 se acopla aos nós de origem do outro entre os primeiro e segundo pares de transistores de banda de base 134, 135, como mostrado na Figura 4. Os drenos do primeiro par de transistores de banda de base 134 também são submetidos ao acoplamento cruzado

. 8/16 com os drenos do segundo par de transistores de banda de base 135. O sinal de corrente de entrada positivo DI = BB, é aplicado ao nó de porta de cada primeiro par de transistores de banda de base 134 e o sinal de corrente de entrada negativo D = BB é aplicado ao nó de porta de cada segundo par de transistores de banda de base 135. Os sinais de oscilador local positivos e negativos são aplicados aos nós de porta de respectivos transistores do par de transistores de oscilador local

136. Como resultado, o sinal de entrada de banda de base diferencial é convertido de maneira ascendente na frequência LO para gerar a corrente de injeção diferencial RF IRF, , 'RF- nos nós de dreno dos transistores de banda de base 134, 135.

[0030] Em outro exemplos de misturador, o gerador de corrente RF 130 compreende um misturador de Quadratura diferencial que compreende uma unidade de mistura em fase 138 e uma unidade de mistura de fase em quadratura 140, como mostrado na Figura 5. Nessa modalidade, o sinal de entrada compreende um sinal de entrada de banda de base que possui uma porção em fase diferencial BB, BB, e uma porção de fase em Quadratura diferencial BBQ+, BBo , onde as saídas diferenciais de cada unidade de mistura 138, 140 são submetidas ao acoplamento cruzado para combinar as porções de saída em fase e fase em Quadratura para fornecer IRE+ em uma saída e /RF na outra saída. A unidade de mistura em fase 138 mistura a porção em fase diferencial BB, BB, com o sinal oscilador local em fase diferencial para gerar a corrente em fase diferencial RF IRF i+, IRF r- . A unidade de mistura de fase em quadratura 140 mistura a porção de fase em Quadratura diferencial BBo, , BBQ com o sinal oscilador local de fase em Quadratura diferencial para gerar a corrente de fase em Quadratura diferencial RF /aF Q+, /RF o0- . As saídas diferenciais de cada unidade de mistura 138, 140 são submetidas ao acoplamento cruzado para combinar as porções em fase e de fase em Quadratura positivas de saída, IRF r+ e IRF Qy , para fornecer IRF+ em uma saída, e para combinar as porções em fase e de fase em Quadratura negativas de saída, /RF - e IRF Q para fornecer IRF- na outra saída.

[0031] — Ainda em outro exemplo de misturador mostrado na Figura 6, o gerador de corrente RF 130 compreende um conversor/misturador digital-analógico. Nessa

' 9/16 modalidade, o sinal de entrada compreende um sinal de entrada de banda de base digital, e o gerador de corrente RF 130 converte de maneira ascendente os bits do sinal de entrada de banda de base digital com base no sinal de oscilador local RF para gerar a corrente de injeção diferencial RF IRF-, IRE- + Um conversor digital- analógico RF exemplificativo é descrito em "A fully Digital Multimode Polar Transmitter Employing 17b RF DAC in 3G Mode" by Boos et al., e publicado em ISSCC 2011, Session 21, Cellular 21.7 (978-1-61284-302-5/11), que está aqui incorporado a título de referência. Esse conversor digital-analógico RF exemplificativo emprega 10 um termômetro e 4 bits codificados binários com uma alta sobreamostragem, utilizando um relógio de faixa GHz, e fornecer uma resolução DAC total 17b em modo 3G, e 19b em modo EDGE. Será avaliado que outros conversores digital para analógico RF também podem ser usados.

[0032] Novamente com referência à Figura 1, a unidade de transistor cascode 110 e a unidade de transistor de comutação 120 são descritas. A unidade de transistor cascode 110 compreende um par de transistores cascode 112 submetido ao acoplamento cruzado entre os nós de dreno e um par de capacitores de derivação Cthp 114 nos nós de porta. Os capacitores de derivação 114 são aplicados aos nós de porta para realizar a divisão de tensão com a capacitância de nó de porta (inerente no nó de porta) para reduzir a oscilação de tensão de porta. Para essa finalidade, os capacitores de derivação 114 possuem uma capacitância (adaptada) selecionada para controlar o sinal dos nós de dreno submetidos ao acoplamento cruzado aplicado aos nós de porta, de modo que a amplitude do sinal de nó de porta se iguale substancialmente à amplitude do sinal no nó de origem correspondente, ou se difira da amplitude do sinal de origem no nó de origem correspondente em não mais que 50%. Essa divisão de tensão protege os transistores cascode 112 de sobretensão de óxido, reduz a carga capacitiva da rede de adaptação 200, e permite que a quantidade desejada de ganho em malha seja fornecida para auto-oscilação. O acoplamento cruzado entre os transistores cascode 112 alterna a fase dos sinais aplicados aos nós de porta, por exemplo, em 180º. Como resultado, as amplitudes nos nós de porta e origem podem ser

' 10/16 substancialmente iguais, porém os sinais nesses nós estão fora de fase. Isso resulta apenas na metade das cargas devido às capacitâncias parasíticas Cpar,s que são dissipadas para a terra, por exemplo, a terra de sinal de terra, como comparado com uma estrutura de cascata clássica. Ademais, essa configuração reduz a oscilação de sinal e a impedância dos nós de origem dos transistores cascode 112, isso alivia as exigências de esforço de tensão e potência de saída dos transistores de comutação

122. Adicionalmente, o uso de uma estrutura de transistor cascode derivado submetido a acoplamento cruzado, como mostrado na Figura 1, garante que a oscilação no nó de porta dos transistores de cascata 112 rastreia a saída nos nós de dreno ao longo de toda a largura de banda.

[0033] A unidade de transistor de comutação 120 compreende um par de transistores de comutação 122 submetido a acoplamento cruzado entre os nós de dreno e porta. A saída de corrente diferencial pelos nós de dreno dos transistores de comutação submetidos a acoplamento cruzado 122 aumenta a corrente de injeção IRr , isso resulta em uma faixa de bloqueio maior em um nó de banda larga do circuito amplificador de potência 100, isto é, os nós de origem dos transistores cascode 112. Ademais, quando os transistores de comutação 122 estiverem ligados (por exemplo, quando a potência de saída exceder algum limite) a maior parte da corrente de injeção é conduzida através dos transistores cascode 112. Quando a potência de saída for baixa (por exemplo, abaixo do limite) os transistores de comutação 122 são desligados. Quando o gerador de corrente RF 130 compreender os transistores de injeção 132 da Figura 3, a configuração de acoplamento cruzado dos transistores de comutação permite que o tamanho dos transistores de injeção 132 seja reduzido desde que os transistores de injeção 132 permaneçam grandes o suficiente para que os transistores de comutação 122 mantenham um modo de operação de comutação.

[0034] A impedância de banda larga no nó dos transistores cascode 112 combinada com as propriedades de comutação dos transistores de comutação 122 (e em alguns casos, os transistores de injeção 132) proporciona sinais de corrente de onda quadrada e de tensão com bordas inclinadas nos nós de origem dos

* 11/16 transistores cascode 112. Devido ao fato de a tensão e a corrente não serem simultaneamente altas exceto durante a injeção pelo gerador de corrente 130, as perdas resultantes devido à unidade de transistor de comutação 120 e ao gerador de corrente 130 são dominadas pela saída de corrente de injeção pelo gerador de corrente RF 130.

[0035] Como mostrado na Figura 1, o circuito amplificador de potência 100 pode ser acoplado a uma rede de adaptação 200 configurada para adaptar a impedância de saída do circuito amplificador 100 àquela de uma carga externa (não mostrada). As Figuras 7-10 mostram redes de adaptação exemplificativas 200. Será avaliado que a presente invenção não se limita às redes de adaptação mostradas 200.

[0036] A Figura 7 mostra uma rede de adaptação exemplificativa 200 que compreende a carga, representada por RL , Cp , e Lp, e os componentes reativos representados por Ls, LD, and Cs.

[0037] Ls e Cs são conectados como um circuito de ressonância em série com a carga externa, isso resulta em uma reatância negativa (capacitiva) para baixas frequências e uma reatância positiva (indutiva) para altas frequências. Lo compreende uma fonte de corrente. Em baixas frequências Lo é curto, enquanto em altas frequências, Coa,d (no circuito amplificador 100) é curto. Assim, os componentes reativos Lo e Coar d ajustam o limite da largura de banda ao longo do qual o amplificador de potência pode ser eficiente utilizando a rede de adaptação 200 da Figura 7.

[0038] Em algumas modalidades, pode ser desejado fornecer uma impedância geralmente constante aos nós de dreno dos transistores cascode através de uma ampla faixa de frequências. Como usado aqui, geralmente constante poderia significar realmente constante, porém é mais provável que a impedância tenha alguma variação, com, por exemplo, não mais que 5% de variação sobre a faixa de frequência de banda larga exigida ou desejada. Em outros casos, uma variação de 1% pode ser exigida, enquanto ainda em outros casos 2%, 10%, 20%, ou algo entre essas é aceitável. A variação aceitável deve ser afetada pelos componentes, valores específicos, ou condições de operação do circuito. De preferência, a variação

' 12/16 limitada se aplica sobre toda a faixa de frequência de banda larga exigida ou desejada. Entretanto, pode haver intervalos de frequência onde uma variação maior é aceitável. O comprimento total desses intervalos constitui preferivelmente não mais que 20% da faixa de frequência de banda larga exigida ou desejada. Em alguns casos, entretanto, um comprimento de intervalo total relativo à faixa de frequência de banda larga de 10%, 5%, 2%, 1%, ou algo entre essas pode ser exigido. A Figura 8 mostra uma rede de adaptação de ordem maior alternativa 200 configurada para fornecer uma impedância geralmente constante. Nessa modalidade, a rede de adaptação 200 compreende uma carga representada por Rs, e os componentes reativos representados por Cs, Ls, Lot, LD2, e Co. Na rede de adaptação 200 da Figura 8, uma primeira unidade de reatância compreende LD1 e LO2, que são acoplados em série entre o sinal de terra, que pode, por exemplo, corresponder à tensão de fornecimento VDD, e cada nó de dreno da unidade de transistor cascode

110. Uma segunda unidade de reatância compreende Cs e Ls serialmente acoplados entre um resistor de carga RL e cada nó de dreno da unidade de transistor cascode 110. Uma terceira unidade de reatância compreende pelo menos um capacitor Co acoplado a um nó entre RL e Cs, e no outro nó entre os indutores LO1 e LO2 da primeira unidade de reatância. Os indutores da primeira unidade de reatância geram uma primeira reatância positiva alta em baixas frequências, isso mantém as perdas baixas, mesmo para baixas frequências, onde um único indutor é considerado como curto, e uma segunda reatância positiva em altas frequências. À segunda unidade de reatância gera uma reatância negativa em baixas frequências e a terceira reatância positiva alta em altas frequências. À medida que a frequência de operação aumenta, Cpar,d (no circuito amplificador 100) é curto, isso resulta em um consumo de potência aumentado. Ao reduzir a reatância entre os nós de dreno dos transistores cascode 112, por exemplo, utilizando o(s) capacitor(es) Co da terceira unidade de reatância, tal curto em frequências maiores, o efeito de CPa, d diminui (esse é efetivamente cancelado). Essas propriedades de reatância produzem impedâncias maiores nos drenos dos transistores cascode 112, e, portanto, aumentam a largura de banda e a eficiência em relação à frequência.

. 13/16

[0039] As Figuras 9 e 10 mostram outras redes de adaptação 200 que compreendem um transformador 230. Na Figura 9, o transformador 230 é configurado como um balun, onde um lado do transformador é diferencialmente conectado ao circuito amplificador de potência 100 e o outro lado se conecta à carga RL com uma terminação simples. Na Figura 10, um lado do transformador é diferencialmente conectado ao circuito amplificador de potência 100 enquanto o outro lado se conecta diferencialmente à carga RL. O desempenho das redes de adaptação 200 nas Figuras 9 e 10 é geralmente o mesmo, e é geralmente comparável com aquele das redes de adaptação 200 das Figuras 7 e 8. Ademais, devido ao fato de a rede de adaptação 200 da Figura 10 não ser um balun, um balun adicional poderia ser necessário antes da antena para essa modalidade.

[0040] As Figuras 11-16 mostram vários resultados de simulação de modalidades exemplificativas do amplificador de potência descrito aqui. Por exemplo, as Figuras 11-14 mostram os resultados de parâmetro e desempenho de uma configuração de amplificador de potência que compreende o circuito amplificador de potência 100 da Figura 1, o gerador de corrente RF 130 da Figura 3, e a rede de adaptação 200 da Figura 7. As Figuras 11A e 11B mostram respectivamente a tensão de fornecimento (Voo) e a tensão de polarização cascode (8) em relação à potência de entrada. Para níveis de potência de saída menores (modo de operação linear), a tensão de fornecimento foi mantida constante em 0,48 V. À medida que a potência de entrada aumenta, a tensão de fornecimento aumenta para permitir mais altura para o sinal de saída. Como mostrado na Figura 11A, a tensão de fornecimento é 3,0 na potência de entrada pico. A Figura 11B mostra que a tensão de polarização cascode possui características similares à tensão de fornecimento, exceto que os valores se originam de 0,865 V para o modo de operação linear a uma polarização máxima de 1,9 V.

[0041] A Figura 12 mostra a potência de saída, ganho, e resultados de PAE como uma função da potência de entrada em 2 GHz. Como mostrado na Figura 12, a potência de saída rastreia a potência de entrada linearmente, isso também é demonstrado pela resposta de ganho estável. Os picos de PAE em 64%. Quando a

" 14/16 potência de entrada for retrocedida em 16 dB, a PAE reduz para 37%. Considerando-se a faixa de potência, a Figura 12 demonstra que o amplificador de potência opera além de uma faixa de 80 dB, isso satisfaz as exigências de WCDMA.

[0042] As Figuras 13A e 13B mostram a resposta de frequência da potência de saída e PAE para potências de entrada diferentes. Em uma potência de saída de pico, a Figura 13A demonstra que a largura de banda de -3 dB do circuito amplificador de potência 100 é 1,2 GHz (entre 14 e 2,6 GHz). A Figura 13A demonstra ainda que a largura de banda aumenta para potências de entrada inferiores. Ademais, a Figura 13B demonstra que a PAE na potência de saída de pico está acima de 50% entre 1,6 GHz e 2,6 GHz. Quando a potência de saída for retrocedida em 18 dB, a PAE está em um valor constante de 20% em frequências de banda, e é aplicada rapidamente fora da largura de banda.

[0043] Por fim, as Figuras 14A e 14B mostram a linearidade do erro de ganho e erro de fase, essa foi medida de maneira estática através da faixa de potência de saída range WCDMA de aproximadamente 80 dB. Como mostrado na Figura 14A, o circuito amplificador de potência 100 possui um erro de ganho de 0,2 dB ao longo de toda a faixa e um ganho linear durante as operações de classe AB. Para a conversão AM-PM (Figura 14B), isso representa o quanto a fase muda quando a amplitude muda, o erro de fase total é 17º ao longo de toda a faixa de potência de saída. O erro total (AM-AM e AM-PM) no amplificador de potência está dentro de uma faixa de valores pré-alteráveis.

[0044] As Figuras 15A e 15B mostram resultados de desempenho de linearidade do amplificador de potência que compreende o circuito amplificador de potência 100 da Figura 1, o gerador de corrente RF 130 da Figura 4, e a rede de adaptação 200 da Figura 7. A Figura 15A demonstra que o erro de ganho se degrada ligeiramente quando o amplificador de transcondutância substitui a modalidade de transistor de injeção do gerador de corrente RF 130, porém o erro de fase total aumenta para quase 1º (Figura 15B). Novamente, o erro total (AM-AM e AM-PM) no amplificador de potência está dentro de valores pré-alteráveis.

[0045] As Figuras 16A e 16B mostram a resposta de frequência da potência de

' 15/16 saída e a PAE do amplificador de potência que compreende o circuito amplificador de potência 100 da Figura 1, o gerador de corrente RF 130 da Figura 4, e a rede de adaptação 200 da Figura 8. Em uma potência de saída de pico, a Figura 16A demonstra que a largura de banda de-3 dB do circuito amplificador de potência 100 é 2,0 GHz (entre 0,6 e 3,6 GHz). A Figura 16A demonstra ainda que a largura de banda permanece igual ou aumenta para potências de entrada inferiores. Ademais, a Figura 16B demonstra que a PAE na potência de saída de pico está acima de 50% entre 0,6 GHz e 3,4 GHz. Quando a potência de saída for retrocedida em 18 dB, a PAE está em um valor constante de aproximadamente 20% para frequências entre 0,7 e 2,5 GHz.

[0046] O circuito amplificador de potência descrito aqui compreende um amplificador de potência de modo comutado RF (SMPA). Em um SMPA RF, a comutação tipicamente domina as perdas, por exemplo, de dissipação de energia devido às capacitâncias de carga e descarga entre o fornecimento e a terra. Utilizando-se um circuito ajustado, por exemplo, um oscilador LC, a energia reativa pode se alternar entre os capacitores e indutores na rede de adaptação 200, em vez de serem dissipados nas resistências de comutação a cada ciclo RF. Algumas perdas permanecem, entretanto, devido a perdas de indutores e capacitores, e devido às correntes e tensões não zero nos transistores cascode 112 e nos transistores de comutação 122. Para reduzir essas perdas, a capacitância pode ser reduzida, resultando em uma baixa Q quando conectado à carga de saída resistiva, e uma largura de banda larga. Por exemplo, ao integrar as capacitâncias cascode na rede de adaptação 200, como mostrado nas Figuras 1 e 7 ou 8, as perdas podem ser reduzidas.

[0047] O circuito amplificador de potência 100 descrito aqui pode ser implementado no processo STMicroelectronics 685 nm CMOS com oito camadas de metal e capacitores MIM. Em uma modalidade exemplificativa, os transistores cascode 112 podem ser implementados utilizando dispositivos I/O de óxido espesso 2,5 V. Em um layout exemplificativo, todos os transistores são representados em um layout centroide comum para reduzir a incompatibilidade. Devido ao fato de a área

' 16/16 de cada transistor individual também ser grande, a incompatibilidade resultante é pequena. Em uma implementação, o chip resultante possui uma área de chip de 0,52x0,48 mmz, inclusive pads.

[0048] Será avaliado que o circuito amplificador de potência 100 descrito aqui também fornece uma solução de amplificador de estágio único utilizando 65 nm CMOS para obter, em uma modalidade, uma largura de banda de 2 GHz, 29 dBm de potência de saída, 20,5 dB de ganho, e 64% de PAE. Esses resultados de desempenho são tão satisfatórios quanto algumas soluções de múltiplos estágios anteriores, e geralmente são melhores do que a maioria das soluções de amplificador anteriores.

[0049] Embora não exigido, o amplificador de potência 100 e a rede de adaptação 200 descritos aqui podem ser usados em um sistema de Eliminação e Restauração de Envoltório Híbrido (H-EER), como mostrado na Figura 17, onde o amplificador opera como um Amplificador de Potência em Modo Misto (MMPA). Nesse exemplo, MMPA se refere à operação do amplificador como um Amplificador de Potência de Modo Comutado auto-oscilante (SMPA) para altos níveis de potência de saída, e como um amplificador de potência de classe linear AB para baixos níveis de potência de saída, por exemplo, quando o amplificador de potência não for o consumidor de potência principal.

[0050] Isso aumenta a faixa de potência do sistema, superando um dos principais problemas de SMPAs, que é sua faixa de potência insatisfatória. Esses aprimoramentos são importantes para a operação WCDMA, que possui uma faixa de controle de potência de 80 dB.

[0051] A presente invenção pode ser, naturalmente, realizada de outras maneiras diferentes daquelas especificamente apresentadas aqui sem que se abandone as características essenciais da invenção. As presentes modalidades devem ser consideradas em todos os aspectos como ilustrativas e não restritivas, e todas as mudanças que estão dentro do significado e faixa de equivalência das reivindicações em anexo pretendem ser abrangidas nessas.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Circuito amplificador de potência, caracterizado pelo fato de que compreende: um gerador de corrente configurado para gerar uma corrente de injeção diferencial de frequência de rádio em saídas de gerador de corrente diferencial baseadas em um sinal de entrada; um par de transistores de comutação submetido ao acoplamento cruzado, cada um incluindo um nó de origem, um nó de porta, e um nó de dreno, o dito par de transistores de comutação submetido ao acoplamento cruzado de modo que o nó de dreno de cada um dos transistores de comutação se acople ao nó de porta do outro transistor de comutação, em que os nós de dreno são acoplados às saídas de gerador de corrente diferencial; um par de transistores cascode submetido ao acoplamento cruzado, cada um incluindo um nó de origem, um nó de porta, e um nó de dreno, o dito par de transistores cascode submetido ao acoplamento cruzado de modo que o nó de dreno de cada um dos transistores cascode se acople ao nó de porta do outro transistor cascode através de primeiro e segundo capacitores de derivação correspondentes, em que os nós de origem dos transistores cascode se acoplam aos nós de dreno correspondentes dos transistores de comutação e às saídas de gerador de corrente diferencial, e em que o dito par de transistores cascode submetido ao acoplamento cruzado é configurado para gerar um sinal de saída amplificado diferencial nos nós de dreno dos transistores cascode com base em uma tensão de fornecimento operacionalmente acoplada ao nó de dreno dos transistores cascode e à corrente de injeção diferencial.

2. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o sinal de entrada compreende um sinal de tensão de entrada de frequência de rádio diferencial analógico e o gerador de corrente compreende um par de transistores de injeção, cada um compreendendo um nó de origem, um nó de porta, e um nó de dreno, em que o nó de dreno de cada transistor de injeção se acopla ao nó de dreno de um dos transistores de comutação correspondentes e ao

- 2/6 nó de origem de um dos transistores cascode correspondentes, e em que os nós de origem de cada transistor de injeção se acoplam ao nó de origem de um dos transistores de comutação correspondentes, os ditos transistores de injeção configurados para converter o sinal de tensão de entrada diferencial aplicado aos nós de porta dos transistores de injeção à saída de corrente de injeção diferencial nos nós de dreno dos transistores de injeção.

3. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o sinal de entrada compreende um sinal de entrada diferencial de banda de base e o gerador de corrente compreende um misturador configurado para gerar a corrente de injeção diferencial com base no sinal de entrada diferencial de banda de base.

4. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o misturador compreende um misturador em Quadratura e o sinal de entrada compreende um sinal de entrada diferencial em fase de banda de base e um sinal de entrada diferencial em fase de Quadratura de banda de base, o dito misturador em Quadratura é configurado para gerar a corrente de injeção diferencial com base em um sinal oscilador local de frequência de rádio em fase de Quadratura, um sinal oscilador local de frequência de rádio em fase, e os sinais de entrada diferenciais em fase de banda de base e fase de Quadratura.

5. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o sinal de entrada compreende um sinal de entrada diferencial de banda de base analógico e o misturador compreende um misturador de transcondutância que inclui um par de primeiros transistores de banda de base, um par de segundos transistores de banda de base, e um par de transistores de oscilador local, em que o dito misturador de transcondutância é configurado para gerar o sinal de injeção diferencial com base no sinal de entrada diferencial de banda de base e um sinal oscilador local de frequência de rádio diferencial.

6. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que os nós de dreno dos transistores de oscilador local se acoplam aos nós de origem correspondentes dos primeiros transistores de banda de base e os

' 3/6 nós de origem correspondentes dos segundos transistores de banda de base, o sinal oscilador local diferencial é aplicado aos nós de porta dos transistores de oscilador local , o sinal de entrada diferencial é aplicado aos nós de porta dos primeiros transistores de banda de base, os nós de origem dos primeiros transistores de banda de base se acoplam aos nós de origem correspondentes dos segundos transistores de banda de base, os nós de dreno dos primeiros transistores de banda de base emitem a corrente de injeção diferencial, e os nós de dreno dos primeiros transistores de banda de base submetidos ao acoplamento cruzado com os nós de dreno dos segundos transistores de banda de base.

7. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o sinal de entrada compreende um sinal de entrada de banda de base digital e o misturador compreende um conversor digital-analógico de frequência de rádio configurado para gerar a corrente de injeção diferencial com base no sinal de entrada de banda de base digital e um sinal oscilador local de frequência de rádio.

8. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os transistores de comutação são configurados para amplificar a corrente de injeção diferencial de modo a aplicar uma corrente de injeção diferencial amplificada aos nós de origem dos transistores cascode.

9. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente uma unidade de adaptação configurada para adaptar uma carga do circuito amplificador a um circuito externo.

10. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a dita unidade de adaptação é adicionalmente configurada para fornecer uma impedância geralmente constante aos nós de dreno dos transistores cascode através de uma faixa de frequência de banda larga.

11. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a unidade de adaptação compreende: uma primeira unidade de reatância que compreende dois ou mais indutores serialmente acoplados entre um sinal de terra e o nó de dreno de um

: 4/6 transistor cascode e entre o sinal de terra e o nó de dreno do outro transistor cascode, sendo que a dita primeira unidade de reatância é configurada para gerar uma primeira reatância positiva em baixas frequências e uma segunda reatância positiva em altas frequências; uma segunda unidade de reatância que compreende pelo menos um capacitor de série e pelo menos um indutor de série series serialmente acoplados entre um resistor e o nó de dreno de cada transistor cascode, a dita segunda unidade de reatância é configurada para gerar uma reatância negativa em baixas frequências e uma terceira reatância positiva em altas frequências; e uma terceira unidade de reatância que compreende pelo menos um capacitor de controle acoplado a um nó entre o resistor e o capacitor de série da segunda unidade de reatância e no outro nó entre os indutores da primeira unidade de reatância, a dita terceira unidade de reatância é configurada para gerar um curto em altas frequências para reduzir uma capacitância parasítica nos nós de dreno dos transistores cascode em atlas frequências, em que as ditas primeira, segunda, e terceira unidades de reatância operam em conjunto para fornecer a impedância geralmente constante ao longo da faixa de frequência de banda larga.

12. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o sinal de terra corresponde à tensão de fornecimento.

13. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os transistores de cascata compreendem um dos transistores semicondutores de óxido de metal lateralmente difundidos e os transistores semicondutores de óxido de metal de dreno estendidos, e em que os transistores de comutação compreendem uma das tecnologias de transistor CMOS, BICMOS, HBT, e 1II-V (Bipolar e FET).

14. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os ditos primeiro e segundo capacitores de derivação possuem uma capacitância selecionada para controlar uma amplitude de um sinal de porta nos nós de porta dos transistores cascode para substancialmente igual a uma amplitude of a

' 5/6 sinal de origem nos nós de origem correspondentes dos transistores de cascata , ou para se diferirem da amplitude do sinal de origem no nó de origem correspondente em não mais que 50%.

15. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o circuito amplificador compreende um circuito amplificador de potência CMOS de banda larga.

16. Unidade de adaptação configurada para adaptar uma carga de um circuito amplificador a um circuito externo, caracterizada pelo fato de que a dita unidade de adaptação compreende: uma primeira unidade de reatância que compreende dois ou mais indutores serialmente acoplados entre um sinal de terra e uma primeira saída do circuito amplificador e entre o sinal de terra e uma segunda saída do circuito amplificador, a dita primeira unidade de reatância é configurada para gerar uma primeira reatância positiva em baixas frequências e uma segunda reatância positiva em altas frequências; uma segunda unidade de reatância compreende pelo menos um capacitor de série e pelo menos um indutor de série serialmente acoplados entre um resistor e as primeira e segunda saídas do amplificador, a dita segunda unidade de reatância é configurada para gerar uma reatância negativa em baixas frequências e uma terceira reatância positiva em altas frequências; e uma terceira unidade de reatância que compreende pelo menos um capacitor de controle acoplado a um nó entre o resistor e o capacitor de série da segunda unidade de reatância e no outro nó entre os indutores da primeira unidade de reatância, a dita terceira unidade de reatância é configurada para gerar um curto em altas frequências para reduzir uma capacitância parasítica nas primeira e segunda saídas do amplificador em altas frequências, em que as ditas primeira, segunda, e terceira unidades de reatância operam em conjunto para fornecer a impedância geralmente constante ao longo da faixa de frequência de banda larga.

17. Circuito amplificador, de acordo com a reivindicação 16 caracterizado

' 6/6 pelo fato de que o sinal de terra corresponde à tensão de fornecimento.