Appareil de traitement de signaux en pyramide hiérarchique
en temps réel.
La présente invention concerne un appareil
de traitement de signaux destiné à analyser et/ou à synthétiser des signaux. Plus particulièrement, l'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilise une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquence d'une composante d'informations (ayant une ou pluseiurs dimensions) d'un signal temporel donné dont la plus haute fréquence considérée
<EMI ID=1.1>
temps réel retardé le signal temporel à partir de son spectre de fréquence analysé. Bien que l'invention ne soit pas limitée à cette application, elle convient particulièrement pour le traitement d'images en temps réel retardé de fréquences spatiales bidimensionnelles d'images de télévision définies par un signal vidéo temporel.
De nombreux travaux ont été accomplis pour produire un modèle du fonctionnement du système visuel humain. Il est apparu que le système visuel humain semble calculer une décomposition spatiale-fréquence primitive d'images lumineuses, par cloisonnement des informations
de fréquences spatiales en un certain nombre de bandes
de fréquences spatiales et contigUes se chevauchant. Chaque bande a à peu près une largeur d'une octave et
la fréquence centrale de chaque bande diffère de ses voisines d'un facteur d'environ deux. Des recherches
ont suggéré qu'il y a à peu près sept bandes ou "canaux" couvrant la plage des fréquences spatiales de 0,5 à
60 cycles/degrés du système visuel humain. L'importance de cette découverte est que des informations de fréquences spatiales séparées d'un facteur supérieur à deux
d'autres informations de fréquences spatiales peuvent être traitées indépendamment par le système visuel humain.
Il a été en outre trouvé que le traitement des fréquences spatiales apparaissant dans le système visuel humain est localisé dans l'espace. Ainsi, les signaux dans chaque canal de fréquence spatiale sont calculés dans des petites sous-régions de l'image.
Ces sous-régions se chevauchent entre elles et ont
à peu près une largeur de deux cycles à une fréquence particulière.
Si une image de réseau sinusoïdal est utilisée comme configuration d'essai, il apparaît que
la fonction contraste/seuil-sensibilité pour l'image de réseau sinusoïdal, déroule rapidement quand la fréquence spatiale de cette image augmente. Autrement dit, des fréquences spatiales élevées nécessitent un contraste élevé pour être vues (environ 20% à 30 cycles/degrés) mais des fréquences spatiales plus basses nécessitent un contraste relativement bas pour être vues (environ 0,2%
à 3 cycles/degrés).
Il s'est avéré que la capacité du système visuel humain de détecter un changement dans le contraste d'une image de réseau sinusoïdale qui est au-dessus du seuil est également meilleure aux fréquences spatiales inférieures qu'aux fréquences spatiales supérieures.
Plus particulièrement, chez un sujet.humain moyen,
pour discriminer correctement un changement de contraste de 75% du temps, il faut à peu près un changement de contraste de 12% pour un réseau sinusoïdal à trois cycles/degrés, mais un changement de contraste de 30% pour un réseau à 30 cycles/degrés.
Le Dr. Peter J. Burt, qui est averti des propriétés mentionnées ci-dessus du système visuel
humain a développé un algorithme (appelé ci-après "pyramide de Burt") qu'il a appliqué au moyen d'un calculateur en temps non réel pour analyser les fréquences spatiales bi-dimensionnelles d'une image en plusieurs bandes de fréquences spatiales séparées. Chaque bande
de fréquences spatiales (autre que la bande des fréquences spatiales la plus basse) a de préférence une largeur d'une octave. Ainsi, si la fréquence spatiale
la plus élevée considérée de l'image n'est pas supérieure <EMI ID=2.1>
3f0/8, etc..).
Il y a lieu.. maintenant de se référer à la liste suivante d'articles autorisés par le Dr. Burt
qui décrit en détail différents aspects de la pyramide Burt :
"Segmentation and Estimation of Image Region Properties Through Coopérative Hierarchial Computation", par
Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Systems,
Man and Cybernetics, Vol. SMC-11, N[deg.] 12, 802-809, Décembre
1981.
"The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" par
Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Communications, Vol, COM-31, N[deg.] 4, 532-540, avril 1983.
"Fast Algorithms for Estimating Local Image Properties" par Peter J. Burt, Computer Vision, Graphics, and Image Processing 21, 368-382 (1983).
"Tree and Pyramid Structures for Coding Hexagonally Sampled Binary Images" par Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 14, 271-280 (1980).
"Pyramid-based Extraction of Local Image Features with Applications to Motion and Texture Analysis" par
Peter J. Burt, SPIE Vol 360, 114-124.
"Fast Filter Transforms for Image Processing" par
Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 16
20-51 (1981).
"A Multiresolution Spline with Applications to Image MosaIcs", par Peter J. Burt et coll. Image Processing Laboratory Electrical, Computer, and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, June 1983. "The Pyramid as a Structure for Efficient Computation"
par Peter J. Burt, Image Processing Laboratory,
Electrical and Systems Engineering Department,
Rennselaer Polytechnic Institute, juillet 1982.
L'algorithme de la pyramide de Burt
utilise des techniques particulières d'échantillonnage
pour analyser une image originale de résolutions relativement élevées en une hiérarchie de N (où N est un
nombre entier) images composantes séparées (dans lesquelles chaque image composante est une image de Laplace constituée d'une octave différente des fréquences spatiales
de l'image originale) plus une image rémanante de Gauss
(qui est constituée par toutes les fréquences spatiales
de l'image originale au-dessous de l'image de Laplace
de composantes de plus basse octave). Le terme "pyramide" tel qu'il est utilisé ici concerne la réduction successive de la largeur de bande de fréquences spatiales et
de densité des échantillons de chacune des images composantes de la hiérarchie en allant de l'image composante de l'octave la plus élevée vers l'image composante de l'octave
la plus basse.
Un premier avantage de l'algorithme de la pyramide de Burt est qu'il permet que l'image originale
de haute résolution soit synthétisée à partir des images composantes et de l'image restante sans introduction des fréquences spatiales parasites dues à des erreurs. Un
second avantage de l'algorithme de la Pyramide de Burt
est que la largeur de bande des fréquences spatiales
d'une octave dans chaque hiérarchie des images composantes répond aux propriétés du système visuel humain mentionné ci-dessus. Cela permet de traiter sélectivement ou de modifier sélectivement les fréquences spatiales de
certaines individuelles des images composantes de la hiérarchie de manières indépendantes et différentes
(c'est-à-dire sans traitement du signal d'une quelconque image composante affectant nettement une autre image composante) afin d'améliorer ou de produire certains
autres effets désirés dans l'image stynthétisée dérivée
des images composantes traitées. Un exemple d'un tel
effet désiré est la technique de séparation à résolutions multiples décrite en détail dans l'article "A Multi-resolution Spline with Applications to Image Mosaics" mentionné ci-dessus.
Jusqu'à présent, l'algorithme de la Pyramide de Burt a été appliquée en temps non réel au moyen d'un calcul numérique à usage universel. Le niveau de chaque échantillon d'élément d'image d'une image originale
est représenté par un nombre à plusieurs bits (par exemple 8 bits) mémorisé à une position d'adresse individuelle d'une mémoire de calculateur. Par exemple, une image originale bidimensionnelle de résolution relativement élevée comprenant 29(512) échantillons d'éléments d'images dans chacune de ces deux dimensions nécessite une mémoire deogrande capacité de 218(262.144) positions d'adresses pour mémoriser respectivement chacun des nombres à plusieurs bits représentant les niveaux des échantillons d'éléments d'images respectifs constituant l'image initiale.
L'image originale mémorisée dans la mémoire peut être traitée par un calculateur numérique selon l'algorithme de la Pyramide de Burt. Ce traitement implique l'exécution itérative de phases telles que la convolution des échantillons d'éléments d'images avec une fonction de pondération de noyaux prédéterminée, une conversion décimale des échantillons, une expansion des échantillons par interpolation et une soustraction des échantillons. La valeur de la fonction de noyaux (dans une ou plusieurs dimensions) est relativement réduite
(en ce qui concerne le nombre des éléments d'images)
comparativement à chaque dimension de l'image entière.
La sous-région ou la fenêtre des éléments d'images
(de dimensions égales à la fonction de noyau et disposées symétriquement autour de chaque élément d'image) est multipliée par la fonction de pondération de noyau et additionnée dans un calcul de convolution.
La fonction de pondération de noyau est choisie pour fonctionner comme un filtre passe-bas des fréquences spatiales multi-dimensionnelles de l'image subissant la convolution. La fréquence nominale de
r "coupure" (également appelée dans la technique des
filtres "coude") de la caractéristique du filtre
passe-bas prévu dans chaque dimension par la fonction de noyau est choisie pour être pratiquement la moitié de
la plus haute fréquence considérée dans cette dimension
du signal subissant convolution. Mais cette caractéristique de filtre passe-bas n'a pas nécessairement un déroulement en gradins à une fréquence de coupure donnée mais peut avoir un déroulement relativement progressif, auquel cas une fréquence nominale de coupure est définie comme la fréquence à laquelle une certaine valeur prédéterminée (par exemple 3 dB) d'atténuation est produite.
Des filtres avec des caractéristiques progressives peuvent être utilisés car la Pyramide de Burt compense de par sa nature l'introduction des fréquences parasites, dues à des erreurs, résultant d'une caractéristique passe-bas progressive du filtre. L'image convoluée est décomposée en éliminant dans chacune des dimensions respectives de l'image, successivement considérées un élément d'images convolué sur deux, ce qui réduit de moitié le nombre des éléments d'images convoluées dans chaque dimension.
Etant donné qu'une image est conventionnellement bidimensionnelle, une image décomposée et convoluée est constituée seulement par un quart du nombre des éléments que contient l'image avant cette décomposition. Le nombre réduit des éléments d'images dans cette image décomposée
et convoluée (appelée une image de Gauss) est mémorisé dans une seconde mémoire.
En commençant avec les échantillons d'éléments d'images initiales mémorisés, la procédure précitée de convolution-décomposition est effectuée de façon itérative Nfois (où N est un nombre entier) ce dont il résulte
N+1 images constituées par l'image initiale de haute résolution et une pyramide hiérarchique de N images supplémentaires de Gauss de résolution réduite, dans lesquelles le nombre des échantillons d'images (densité
des échantillons) dans chaque dimension de chaque image supplémentaire est seulement la moitié du nombre des échantillons dans chaque dimension de l'image immédiatement précédente. Si l'image initiale mémorisée de haute réso-
<EMI ID=3.1>
supplémentaires mémorisées peut être désignée respectivement par G. à GN' le nombre successivement réduit des échantillons de chacune de ces N images supplémentaires étant mémorisée dans l'une séparée de N mémoires. Ainsi, en comptant l'image initiale mémorisée, il y a au total N+1 mémoires.
Dans la mise en oeuvre en temps non réel d'algorithmes de la Pyramide de Burt, la procédure de calcul suivante consiste à produire des échantillons supplémentaires de valeurs interpolées entre chaque paire d'échantillons d'éléments d'images mémorisés G., dans chaque dimension, ce qui produit une expansion de la
<EMI ID=4.1>
à la densité d'échantillonnage de l'image initiale mémorisée
<EMI ID=5.1>
l'image expansée G. est ensuite soustraite de la valeur numérique mémorisée de l'échantillon correspondant de
<EMI ID=6.1>
tion d'erreur de fréquences spatiales inférieures correspondant à la perte d'informations causées respectivement par la phase de décomposition utilisée pour dériver la
<EMI ID=7.1>
l'introduction des échantillons de valeurs interpolées apparaissant dans l'expansion de la densité d'échantillons
<EMI ID=8.1>
mémoires de pyramide.
D'une manière similaire, en répétant de façon itérative cette procédure, une hiérarchie constituée de N-1 images de Laplace supplémentaires L1 à
LN-1 est obtenue à son tour et écrite dans l'une correspondante des N-1 mémoires supplémentaires respectives dans lesquelles sont mémorisées les images de Gauss G. à GN-1 (en remplaçant ainsi en mémoire les images de
<EMI ID=9.1>
d'échantillons la plus réduite) n'est pas remplacée
dans sa mémoire correspondante par une image de Laplace mais elle reste mémorisée dans cette mémoire comme un reste de Gauss constitué par les fréquences spatiales les pluq basses (c'est-à-dire celles au-dessous de l'octave LN-1) que contient l'image d'origine.
L'algorithme de Pyramide de Burt permet de rétablir l'image initiale, sans erreur, par une procédure de calcul itérative qui applique des phases successives
<EMI ID=10.1>
image somme. Cette image somme est expansée d'une façon similaire et additionnée à l'image de Laplace
<EMI ID=11.1>
résolution soit synthétisée par la sommation de toutes les images de Laplace et l'image restante. En outre, après l'analyse d'une ou plusieurs images originales
en N images de Laplace et un reste de Gauss, il est possible d'introduire toute opération de traitement ou de modification d'images voulues particulières (comme une séparation) avant de synthétiser une image complète de haute résolution.
La mise en oeuvre en temps réel de l'algorithme de Pyramide de Burt par un traitement par calculateur est efficace pour traiter des informations d'images fixes. Elle n'est donc pas applicable à l'analyse d'un flux d'images successives qui peuvent changer continuellement dans le temps (par exemple des trames vidéo successives d'une image de télévision). Les mises en oeuvre en temps réel de l'algorithme de la Pyramide de Burt, selon l'invention, sont nécessaires pour analyser des images successives qui changent avec le temps.
Plus particulièrement, l'invention concerne donc un appareil de traitement de signaux avec une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquences d'une composante d'informations d'un signal temporel donné dans lequel la fréquence la plus élevée considérée de ce spectre
<EMI ID=12.1>
cette composante d'information du signal temporel donné correspond à des informations ayant un nombre donné de dimensions. L'appareil comporte un groupe de N dispositifs de translation de signaux échantillonnés, disposés de façon ordinaire (où N est un nombre entier). Chacun des dispositifs de translation comporte une première et une seconde bornes d'entrée et une première et une seconde bornes de sortie. La première borne d'entrée du premier dispositif de translation du groupe est connectée pour recevoir le signal d'entrée temporel donné. La première borne d'entrée de chacun du second Nième dispositif de translation du groupe est connectée à la première borne
de sortie du dispositif de translation qui le précède immédiatement dans ce groupe, de sorte que chacun du second au Nième dispositif de translation émet un signal vers le dispositif de translation du groupe qui le suit immédiatement. La seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation du groupe est connectée pour recevoir un signal d'horloge d'échantillonnage séparé. Avec cette disposition, chacun des dispositifs de translation du groupe dérive à sa première et sa seconde bornes de sortie des signaux à une fréquence égale à la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge qui lui est appliqué.
En outre, chaque dispositif de translation
du groupe remplit une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et la première borne de sortie pour la composante d'informations du signal appliquée à sa première borne d'entrée. La fonction de transfert passe-bas de chaque dispositif de translation du groupe a une fréquence de coupure nominale qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliqué à ka seconde entrée de ce dispositif de translation du groupe. En outre, le signal d'horloge, lorsqu'il est appliqué à la seconde borne d'entrée du premier dispositif de translation du groupe a une fréquence d'échantillonnage qui (a) est double de
<EMI ID=13.1>
fréquence de coupure nominale de la fonction de transfert passe-bas du premier dispositif de translation du groupe
<EMI ID=14.1>
appliqué à la secondé borne d'entrée de chacun du second
au Nième dispositif de translation du groupe a une
fréquence d'échantillonnage qui (a) est inférieure à
la fréquence d'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de celui des dispositifs de translation qui précède immédiatement dans le groupe, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'informations appliquée à sa première borne d'entrée, et (c) établit une fréquence nominale de coupure pour sa fonction
de transfert passe-bas qui est inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement.
Le signal apparaissant à la seconde borne
de sortie de chaque dispositif de translation du groupe correspond à la différence entre la composante d'informations appliquée à sa première entrée et une fonction
directe de la composante d'informations dérivée à sa
première borne de sortie.
Bien que cela ne soit pas limitatif, la composante d'informations du signal temporel donné,
traité par l'appareil de traitement de signaux selon l'invention, peut par exemple correspondre aux composantes
de fréquences spatiales bidimensionnelles de chacune
des trames successives d'une image de télévision qui a été balayée en série dans chacune des deux dimensions.
En général, l'invention convient pour analyser le spectre de fréquence d'un signal produit
par une source de fréquences spatiales ou non spatiales dans une ou plusieurs dimensions, indépendamment de la nature particulière de la source. Ainsi, par exemple, l'invention convient pour analyser des signaux complexes
à 1, 2 ou plusieurs dimensions provenant de sources de son, de sources radar, de sources sismographiques, de sources robotiques, etc.. en plus des sources d'images visuelles bidimensionnelles comme des images de télévision. De plus, l'invention est également orientée sur un appareil de traitement de signaux utilisant une organisation pipe-line en réponse à un groupe de signaux analysés
pour synthétiser en temps réel retardé le signal
complexe.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels :
La figure 1 est un diagramme fonctionnel qui illustre l'invention dans sa mise en oeuvre la plus générale et la plus générique, La figure 1a représente un mode numérique de réalisation de première espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés de groupe
de la figure 1, La figure 1b représente un mode numérique de réalisation d'une seconde espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés du groupe
de la figure 1, La figure 1c représente un autre mode numérique de réalisation du dispositif de translation finale de signaux échantillonnés du groupe, de la première ou de la seconde espèces de la figure 1, La figure 2 montre un exemple d'une fonction de pondération noyau qui peut être utilisée pour la mise en oeuvre de l'invention, La figure 3 est un schéma simplifié d'un système unidimensionnel d'analyseur de spectre, de circuits de modification de spectre et d'analyseur de signaux selon des aspects de l'invention, La figure 4 est un schéma simplifié de l'un des étages d'analyse utilisés pour les calculs itératifs du processus d'analyse spectral de la figure
3, analyse faite selon un aspect de l'invention, La figure 5 est un schéma simplifié d'une modification qui peut être apportée à une paire d'étages successifs d'analyse de la figure 4 dans un
autre mode de réalisation de l'invention, La figure 6 est un schéma simplifié de l'un des étages de synthèse utilisé dans le processus itératif de synthèse de signaux de la figure 3 à partir des composantes spectrales,
Les figures 7, 8, 9 et 10 sont des schémas simplifiés des circuits de modification de spectre de la figure 3 selon l'invention, La figure 11 est un schéma simplifié d'une modification au système de la figure 3 utilisée lorsqu'il est souhaitable d'aligner dans le temps des échantillons de spectre pour le traitement selon un aspect de l'invention, La figure 12 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre de fréquence spatiale bidimensionnelle utilisant l'organisation pipe-line pour effectuer l'analyse spectrale en temps réel retardée, et La figure 13 est un schéma simplifié d'un appareil pour synthétiser des signaux représentant la trame d'échantillonnage analysée par l'analyseur de spectre de la figure 12 à partir de son spectre de sortie.
Selon la figure 1, chacun des dispositifs de translation de signaux échantillonnés 100-1 à 100-N
y compris, disposés dans l'ordre (où N est un nombre entier) comportent deux bornes d'entrée et deux bornes
/ de sortie. Un signal temporel donné GO définissant des informations est appliqué comme une entrée à une première des deux bornes d'entrée du premier dispositif de
<EMI ID=15.1>
peut être un signal analogique permanent (par exemple un signal de son ou un signal vidéo) ou en variante, le
<EMI ID=16.1>
lonné. En outre, dans ce dernier cas, chaque niveau d'échantillon peut être représenté directement par un niveau d'amplitude ou peut être représenté indirectement par un nombre (par exemple en faisant passer chaque niveau d'amplitude d'échantillon par un convertisseur analogique-numérique non représenté sur la figure 1 avant d'appliquer le signal temporel GO à la première entrée du dispositif.de translation 100-1)..Le spectre
de fréquence de GO comprend une plage s'étendant entre zéro (c'est-à-dire une tension continue) et la fréquence
<EMI ID=17.1>
fréquences considérées qui correspondent à des informations ayant un nombre donné de dimensions).
Plus particulièrement, GO peut être un signal filtré préalablement mais ne contenant aucune fréquence supé-
<EMI ID=18.1>
variante GO peut contenir certaines composantes ;de
<EMI ID=19.1>
ce dernier cas, le critère de Nyquist n'est pas satisfait et il en résulte quelque erreur. Sur le plan pratique, bien qu'elle soit indésirable, cette erreur si elle n'est pas trop importante peut quelquefois être tolérée.
Selon la figure 1, la première borne d'entrée de chacun des autres dispositifs de translation
100-2... 100-N du groupe est connectée à la première des deux bornes de sortie du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Plus particulièrement, la première borne de sortie du dispositif de translation de signaux 100-1 est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2 ; la première borne de sortie du dispositif de translation 100-2 est reliée
à la première borne d'entrée du dispositif de translation
100-3, non représentée ; ... et la première borne de sortie du dispositif de translation 100-(N-1, également non représenté) est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-N. Ainsi, l'appareil de traitement de signaux de la figure 1 utilise l'organisation pipe-line en reliant chaque dispositif de translation respectif de groupe à un autre.
Un signal d'horloge séparé de fréquence d'échantillonnage est appliqué à la seconde des deux bornes d'entrée de chaque dispositif de translation du groupe 100-1... 100-N. Plus particulièrement le dispo-
<EMI ID=20.1>
CL1 de fréquence d'échantillonnage à la seconde entrée ; le second dispositif de translation 100-2 reçoit le signal d'horloge CL2 de fréquence d'échantillonnage à
sa seconde entrée... et le dispositif de translation
100-N reçoit le signal d'horloge CLN de fréquence d'échantillonnage appliqué à sa seconde entrée. Les valeurs
<EMI ID=21.1>
tes de la manière indiquée sur la figure 1. La signification de ces contraintes sera discutée plus en détail
par la suite.
En outre, selon la figure 1, le dispositif de translation 100-1 produit un second signal de sortie
<EMI ID=22.1>
les autres dispositifs de translation 100-2... 100-N
du groupe produisent des signaux de sortie respectifs L1... LN-1 à leurs secondes bornes de sortie respectives.
Chacun des dispositis de translation 100-1...
100-N du groupe, indépendamment de sa structure interne particulière, peut être considéré comme une "boite noire" qui remplit une fonction de transfert passe-bas entre
sa première borne d'entrée et sa première borne de sortie pour le spectre de fréquence de la composante d'informations du signal d'entrée appliqué à sa première borne d'entrée. En outre, cette fonction de transfert passebas de chaque dispositif individuel de translation 100-1,
100-2...100-N du groupe assure une élimination à une fréquence nominale de coupure qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du circuit d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée. Comme cela a
été expliqué ci-dessus, dans le cas de la Pyramide de Burt, l'élimination peut être progressive plutôt que en gradins.
Plus particulièrement, le dispositif de translation 100-1 reçoit le signal d'entrée GO décrit ci-dessus à sa première borne d'entrée. La fréquence
la plus élevée considérée dans le spectre de fréquence de
<EMI ID=23.1>
d'échantillonnage du signal d'horloge UL.. appliquée à la seconde borne d'entrée du dispositif de translation
<EMI ID=24.1>
conditions, la fonction de transfert passe-bas entre la première borne,ci'entrée et la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1 est telle que seules
<EMI ID=25.1>
de translation 100-1. Ainsi, un signal de sortie G-1 est produit à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1 avec un spectre de fréquence
(déterminé par les caractéristiques particulières de la fonction de transfert passe-bas.) qui est constitué principalement par la partie inférieure du spectre de
<EMI ID=26.1>
la première borne d'entrée du dispositif de translation
100-2.
Comme l'indique la figure 1, l'horloge de
�
fréquence d'échantillonnage CL2 (appliquée à la seconde borne d'entrée du dispositif de translation 100-2)
est inférieure à 2f (fréquence d'échantillonnage de
<EMI ID=27.1>
faire le critère de Nyquist dans le spectre de fréquence de G1 appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2, bien qu'elle ne soit pas suffisamment élevée pour satisfaire le critère de Nyquist pour la plus
<EMI ID=28.1>
fréquence de GO appliqué à la première borne d'entrée
du dispositif de translation 100-1 qui précède immédiatement. Ce type de relation (dans laquelle la fréquence d'échantillonnage d'ahorloge appliquée à la seconde
entrée du dispositif de translation du groupe diminue quand la position dans l'ordre de ce dispositif de translation du groupe augmente) s'applique de façon générale.
Plus particulièrement, l'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation
100-2... 100-N du groupe a une fréquence d'échantillonnage qui (a) est inférieure à celle de l'horloge de la seconde entrée du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'information du signal appliqué à la première borne d'entrée et (c)
décale vers le bas la fréquence nominale de coupure pour
sa fonction de transfert passe-bas à une valeur inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui
précède immédiatement. Ainsi, la fréquence maximale
<EMI ID=29.1>
enfin, la fréquence maximale fN dans le spectre de
<EMI ID=30.1> signal GN-1 (apparaissant à la première borne de
sortie du dispositif de translation - non représenté-
du groupe qui précède immédiatement le dispositif de translation 100-N et qui est appliqué à la première entrée du dispositif de translation 100-N).
A nouveau, en considérant chaque dispositif individuel de translation 100-1... 100-N comme une
<EMI ID=31.1>
produit respectivement à la seconde sortie de chaque dispositif de translation 100-1... 100-N du groupe correspond à la différence entre la composante d'information du signal appliqué à la première borne d'entrée de ce dispositif de translation et une fonction directe de la composante d'informations du signal provenant de la première borne de sortie de ce dispositif de transla-
<EMI ID=32.1>
fonction directe spécifiée G1. D'une manière similaire, L1 est égal (ou au moins correspond) à G1-g (G2) ;..
<EMI ID=33.1>
L'appareil de traitement de signaux décrit
<EMI ID=34.1>
à la seconde borne de sortie de chacun des dispositifs de translation pipe-line 100-1... 100-N du groupe)
<EMI ID=35.1>
première borne de sortie du dernier dispositif de translation (100-N) du groupe).
En général, les seules limitations des valeurs relatives des fréquences d'horloge d'échantil-
<EMI ID=36.1>
sur la figure 1. Mais il est généralement avantageux
de spécifier des valeurs des fréquences d'horloge d'échantillonnage appliquées à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N
<EMI ID=37.1>
CLN/CLN-1 soient égaux à 1/2 (ou une puissance entière de 3/2 correspondant au nombre des dimensions de la composante d'informations du signal analysé). Il en résulte que la sortie analysée du spectre de fréquence du signal original GO est divisée en des bandes passantes de fréquences parallèles et séparées de signaux de
<EMI ID=38.1>
erreurs d'échantillonnage dues à la perte d'informations du signal entrainées par une réduction de densité d'échantillonnage ou à l'adjonction de composantes parasites erronées) ont toutes une largeur d'une octave pour chaque dimension de la composante d'informations
et contiennent seulement les fréquences présentes dans le spectre de fréquences de signal initial GO se situant dans cette octave particulière. Des fréquences du spectre de fréquence du signal original GO se situant au-dessous du signal de composante de Laplace d'octave
<EMI ID=39.1>
Gauss restant G de la sortie analysée.
En général N est un nombre entier d'une valeur donnée de deux ou davantage, mais il existe des types d'informations dans lesquelles une valeur donnée relativement faible de N peut suffire pour analyser toutes les fréquences considérées dans chaque dimension du spectre de fréquences du signal original GO avec
une résolution suffisamment élevée. A titre d'exemple, dans le cas des images visuelles, il apparaît souvent qu'une valeur de N égale à sept est suffisante de sorte que dans ce cas, les fréquences dans chaque dimension du
<EMI ID=40.1>
fréquence GO du signal original.
La figure 1a présente sous une forme,généralisée un mode numérique de réalisation d'une première espèce d'un dispositif de translation de signaux échantillonnés 100-1... 100-N du groupe pipe-line de la figure 1.
Sur la figure 1a, ce mode de réalisation de la première espèce d'un dispositif individuel de translation 100-1...
100 (N-1) du groupe est désigné par 100a-K et le mode
de réalisation de première espèce du dispositif de translation qui suit immédiatement dans le groupe est
désigné par 100a-(N-1).
Le dispositif de translation 100a-K est constitué par un filtre à convolution numérique 102
à m prises (où m est un nombre entier de trois ou davantage, de préférence impair, un circuit de décomposition 104,
un expanseur 106, un filtre d'interpolation numérique
108 n prises (où n est un nombre entier de trois ou davantage de préférence impair), un circuit à retard
109 et un soustracteur 110. L'horloge de fréquence d'échantillonnage CL3 (c'est-à-dire l'horloge représentée sur la figure 1, appliquée à la seconde entrée de chaque dispositif de translation du groupe de dispositif de translation 100a-K) est appliquée à une entrée de
commande de chacun des éléments respectifs 102, 104,
106, 108, 109 et 110.
<EMI ID=41.1>
entrée du dispositif de translation 100a-K est appliqué
à une entrée du filtre à convolution 102 et après
le retard 109 à une entrée du soustracteur 110. Les densités des échantillons indiquées dans la figure 1a sont les mêmes densités par dimensions du signal d'infor-
<EMI ID=42.1>
densité d'échantillons dans chaque dimension du signal d'informations qui est établi dans le domaine temporel
<EMI ID=43.1>
filtre 102. La fonction du filtre à convolution 102
est de réduire la fréquence maximale de son signal de sortie GK par rapport à la fréquence maximale de son signal d'entrée GK-1 (comme expliqué ci-dessus en
regar de la figure 1). Mais comme l'indique la figure 1a, la densité des échantillons à la sortie du filtre 102
<EMI ID=44.1>
Cette sortie du filtre 102 est appliquée
à une entrée du circuit de décomposition 104. Ce
dernier émet à sa sortie certains seulement (non la totalité des échantillons successifs dans chaque dimension qui sont appliqués à son entrée par le
filtre 104. Ainsi, la densité d'échantillons dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est réduite par rapport à la densité des échantillons dans cette dimension à son entrée. Plus particulièrement, comme l'indique la figure 1a, la densité d'échantillons CLK+1 dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est telle que dans le domaine temporel, elle peut être définie à la fréquence réduite déterminée par l'horloge de fréquence d'échantillonnage réduite
<EMI ID=45.1>
translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement. En outre, les échantillons de densité réduites dans chaque dimension
<EMI ID=46.1>
104 tels qu'ils sont organisés dans le domaine temporel apparaissent en phase avec l'apparition de l'horloge
<EMI ID=47.1>
entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit
<EMI ID=48.1>
du circuit de décomposition 104 (qui constitue le signal
à la première sortie du dispositif de translation 100a-K) est appliqué à la première entrée du circuit de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement. Ainsi, la relation isochrone entre la densité d'échantillonnage réduite
<EMI ID=49.1>
<EMI ID=50.1>
entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) est similaire à la relation isochrone entre la densité
<EMI ID=51.1>
sitif de translation 100a-K (décrit ci-dessus).
Bien que cela ne soit pas limitatif, un
mode préféré de réalisation du circuit de décomposition
104 a pour effet, dans chaque dimension des informations
du signal, de réduire de moitié la densité des échantillons à l'entrée, dans cette dimension. Dans ce cas,
le circuit de décompositon 104 émet à sa sortie un échantillon sur deux dans chaque dimension reçu à son entrée. Ainsi, pour des informations de signaux unidimensionnels,
<EMI ID=52.1>
de la densité d'échantillons CL. Pour des informations bidimensionnelles, la densité d'échantillons CLK+1 dans chacune des deux dimensions est la moitié, ce qui donne une densité d'échantillons bidimensionnels de(1/2) ou
un quart.
Bien que le spectre de fréquence en bandes
de base de GK soit le même à l'entrée du circuit de décom-
<EMI ID=53.1>
d'échantillons réduite à la sortie du circuit de décomposition 104 entraîne la perte d'une certaine quantité d'informations de phase qui sont présentes dans le signal GK de plus haute densité d'échantillons appliqués à l'entrée du circuit de décomposition 104.
En plus d'être appliquée à la première entrée du dispositif de translation qui suit immédiatement, la sortie du circuit de décomposition 104 est également appliquée à une entrée d'un expanseur 106. L'expanseur
106 sert à insérer, comme un échantillon supplémentaire
un zéro (un nombre représentant un zéro) à chaque
<EMI ID=54.1>
échantillon de la sortie du circuit de décomposition 104 est absent. De cette manière, la densité d'échantillons
à la sortie de l'expanseur 106 est établie à la même densité que l'entrée du circuit de décomposition 104. Dans le cas préféré dans lequel la densité d'échantillons dans chaque dimension est réduite de moitié, l'expanseur
106 insère dans chaque dimension un zéro entre chaque paire d'échantillons voisins dans sa dimension à la sortie du circuit de décomposition 104.
Bien que l'expanseur 106 augmente la densité des échantillons de sa sortie par rapport à son entrée,
il ne change en aucune manière les informations du signal G à sa sortie par rapport à son entrée. Mais l'introduction des zéros a pour effet d'ajouter des images ou des répé-
<EMI ID=55.1>
apparaissant comme des harmoniques CL du spectre de fréquence en bande latérale.
Le signal GK à la sortie de l'expanseur 106 passe ensuite par un filtre d'interpolation 108. Le filtre d'interpolation 108 est un filtre passe-base qui laisse passer le signal GK en bande de base mais qui supprime les harmoniques CL du spectre de fréquence en bandes latérales. Par conséquent, le filtre 108 remplace chaque échantillon de valeur zéro par un échantillon de valeur interpolé, dont chacun a une valeur définie par les valeurs respectives des échantillons portant les informations qui l'entourent. L'effet de ces échantillons de valeurs interpolées est de définir avec une plus haute résolution l'enveloppe des échantillons partant des informations. De cette manière, les composantes à haute fréquence du signal GK à la sortie de l'expanseur 106, qui sont au-dessus de la bande de base, sont pratiquement éliminées par le filtre d'interpolation 108.
Mais ce filtre d'interpolation 108 n'ajoute pas et ne peut ajouter des informations au signal GK interpolé à sa sortie,
qui ne sont pas déjà présentes dans le signal GK de densité d'échantillon réduite à la sortie du circuit de décomposition 104. Autrement dit, l'expanseur 106 sert
à expanser la densité d'échantillon réduite dans chaque dimension du signal GK jusqu'à la même densité dans chaque dimension du signal GK à la sortie du filtre à convolution 102.
Le soustracteur 100 sert à soustraire le signal GK apparaissant à la sortie du filtre d'interpolation 108 du signal GK-1 appliqué à la première entrée du signal de translation 100a-K et appliqué à une entrée
du filtre à convolution 102 et par un circuit à retard
109 au soustracteur 110. Le circuit à retard 109
introduit un retard égal au retard total introduit par
le filtre à convolution 102, le circuit de décomposition
104, l'expanseur 106 et le filtre d'interpolation 108.
Par conséquent, étant donné que les deux signaux
appliqués aux entrées du soustracteur 110, ont, dans chacune de leurs dimensions, la même densité
d'échantillons CLK et ont subi des retards égaux, le soustracteur 110 soustrait un niveau représentant par
le nombre dans chaque échantillon du signal GK à cette entrée du niveau représenté par le nombre dans l'échantillon
<EMI ID=56.1>
produit à la seconde sortie du dispositif de translation
100a-K.
<EMI ID=57.1>
qui ne sont pas également présentes dans le signal GK appliqué au soustracteur 110 sont présentes dans le
<EMI ID=58.1>
qui est au-dessus de la bande passante de filtre à convolution 102. Ainsi, par exemple, si le dispositif
de translation 100a-K correspond au dispositif de translation 100-1 de la figure 1, la première composante de
<EMI ID=59.1>
tracteur 110 contient également une seconde composante
de compensation d'erreur constituée des fréquences dans
la bande passante du filtre à convolution 102 correspondant aux informations de phase présentes dans le signal GK
de plus haute densité d'échantillons à la sortie du
filtre à convolution 102, ces informations de phase étant perdues dans l'opération de décomposition (décrite ci-dessus). Ainsi, les informations de phase perdues dans le signal GK (décomposé) de densité d'échantillons réduite, émis vers la première entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement sont
<EMI ID=60.1>
produit à la seconde sortie du dispositif de translation
100a-K.
Chaque dispositif de translation 100-1...
100-N peut avoir la configuration du dispositif de translation 100a-K de la figure 1a. Dans ce cas, le signal restant GN de la sortie analysée, provenant de la première sortie du dernier dispositif de translation 100-N du groupe a la même densité dans chaque dimension, qui est inférieure, de préférence de moitié, à la densité
<EMI ID=61.1>
appliqué à la première entrée. Mais étant donné que par définition aucun dispositif de translation du groupe ne suit le dispositif de translation 100-N, il n'est pas essentiel pour la plupart des applications (une exception est l'application à la transmission de données compressées)
<EMI ID=62.1>
appliquée à la première entrée du dispositif de translation 100-N. Par conséquent, dans ce cas, plutôt que d'être constitué de toute la structure du dispositif de translation 100a-K, le dernier dispositif de translation 100-n du groupe peut en variante être constitué par la structure formée de la manière illustrée par la figure 1c
(bien que chacun des autres dispositifs de translation
100-1... 100(N-1) de la première espèce soit encore
formé de la manière du dispositif de translation 100a-K).
<EMI ID=63.1>
l'entrée du filtre de convolution 102) ne passe pas
par un circuit de décomposition, mais.est délivré direc-tement comme signal GN restant à la sortie du dernier dispositif de translation 100a-N de la première espèce du groupe. Etant donné que dans ce cas, il n'y a aucune décomposition, aucune expansion ni interpolation n'est
<EMI ID=64.1>
du filtre à convolution 102 est appliqué directement comme l'entrée GN au soustracteur 110. Autrement dit, la configuration du dispositif de translation 100a-N de la figure 1c diffère de celle du dispositif de translation
100a-K de la figure 1a par la suppression du circuit de décomposition 104, de l'expanseur 106 et du filtre d'interpolation 108. Dans ce cas, le circuit à retard
109 introduit un retard égal seulement à celui introduit par le filtre à convolution 102.
La première espèce représentée sur la figure 1a (ou en variante sur les figures 1a et 1c) constitue une mise en oeuvre en temps réel de l'algorithme de la Pyramide de Burt. Bien entendu, sous sa forme la plus utile, chacune des composantes de Laplace de la sortie analysée dérivée par l'algorithme de la Pyramide de Burt
a une largeur de bande d'une octave dans chaque dimension. Cette forme la plus utile de l'algorithme de la Pyramide de Burt est obtenue par la mise en oeuvre en temps réel
de la figure 1a, en faisant en sorte que la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLK+1 dans chaque dimension soit la moitié de la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLK dans cette dimension..
Il y a lieu de considérer maintenant un autre type de pyramide hiérarchique qui est une variante de la Pyramide de Burt. Cette variante de pyramide est appelée pyramide "filtrage-soustraction-décomposition"
(FSD). Bien que la pyramide FSD ne possède pas certaines des qualités de Pyramide de Burt, elle possède néanmoins certaines autres propriétés souhaitables que ne possède pas la Pyramide de Burt. Par exemple, une propriété souhaitable de la Pyramide de Burt (que ne possède pas
la pyramide FSD) est sa compensation inhérente dans la synthèse du signal initial reconstitué pour des fréquences d'erreurs parasites qui sont présentes dans chacune des composantes de Laplace et de reste de la sortie analysée. Par ailleurs, dans certaines applications, la pyramide FSD nécessite moins de parties machine et elle est donc moins coûteuse à mettre en oeuvre que la Pyramide de Burt.
L'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilisant une architecture pipe-line convient également pour une mise en oeuvre en temps réel de la pyramide FSD. La pyramide FSD consiste en une seconde espèce de configuration de structure de certains respectifs des dispositifs de translation de signaux d'échantillons 100-a... 100-N du groupe qui sont représentés sur la figure 1 en utilisant des dispositifs ou des étages de translation comme-100b-K de la figure 1b (au lieu des étages comme le dispositif de translation 100a-K décrit ci-dessus qui est utilisé dans la Pyramide de Burt).
Le dispositif de translation 110b-K de la figure 1b représente un mode de réalisation numérique de la seconde espèce précitée dans lequel chaque dispositif de translation individuel 100-1... 100(N-1) du groupe représenté sur la figure 1 utilise un' dispositif de translation tel que 100b-K et 100b-(K+1) de la figure 1b. De plus, le dispositif de translation 100b-(K+1) de la figure 1b représente celui des dispositifs de translation 100-1... 100-N du groupe qui suit immédiatement le dispositif de translation 100b-K.
Comme l'indique la figure 1b, le dispositif de translation 100b-K comporte seulement un filtre à convolution numérique 102 à m prises, un circuit de décomposition 104, un circuit à retard 109 et un soustracteur 110. La configuration de structure du dispositif de translation 100b-K de seconde espèce représentés sur la figure 1b est similaire à la configuration de structure du dispositif de translation 100a-K (figure 1a) de la
<EMI ID=65.1>
la densité d'échantillons CL ) est appliqué comme une
K
entrée au filtre 102 et par un circuit à retard 109
à une entrée d'un soustracteur 110 et en ce que le signal de sortie GK (ayant également la densité d'échan-
<EMI ID=66.1>
104 pour réduire dans chaque dimension la densité
<EMI ID=67.1>
première entrée du circuit de translation 100b-(K+1) qui suit immédiatement.
Le dispositif de translation 100b-K de la seconde espèce diffère du dispositif de translation
100a-K de la première espèce par l'application directe
<EMI ID=68.1>
densité d'échantillons CLK (dans chaque dimension) qui est appliqué par la sortie du filtre 102 à l'entrée du circuit de décomposition 104. Plus particulièrement, cela diffère du dispositif de translation 100a-K de la
<EMI ID=69.1>
d'échantillons réduite CLK+1 (dans chaque dimension)
à la sortie du circuit de décomposition 104. Ainsi, la première espèce nécessite un expanseur 106 et un filtre
<EMI ID=70.1>
densité d'échantillons CLK (dans chaque dimension) avant
<EMI ID=71.1>
<EMI ID=72.1>
dispositif de translation 100b-K de la seconde espèce
ne provient pas d'une source de densité d'échantillons décomposés, l'expanseur 106 et le filtre d'interpolation
108 ne sont pas nécessaires dans la configuration du dispositif de translation 100b-K. Ainsi, selon la figure 1b, le circuit en retard 109 introduit un retard égal seulement à celui produit par le filtre à
<EMI ID=73.1>
qui ne sont pas présentes dans le signal GK à la sortie du filtre à convolution 102.
(.
Dans le cas de la seconde espèce, le dispositif de translation finale 100-N du groupe peut aussi avoir la configuration de structure du dispositif de translation 100b-K ou en variante, il peut avoir la configuration de structure de la figure 1c.
Les modes respectifs de réalisation de
la première et de la seconde espèce des figures 1a et
1b sont numériques. Dans ces modes de réalisation numériques, un convertisseur analogique-numérique est utilisé initialement pour convertir un signal analogique en des échantillons de niveau numérique, le niveau de chaque échantillon étant normalement représenté par un nombre binaire à plusieurs bits. Mais il n'est pas essentiel que la première ou la seconde espèce selon l'invention soit réalisée sous forme numérique. Un dispositif de translation de signaux échantillonnés utilisant des dispositifs à couplage de charge (CCD) sont bien connus. Par exemple, des filtres transversaux CCD, comme des filtres à grille séparatrice, peuvent être conçus comme des filtres à convolution et comme des filtres d'interpolation. Les signaux CCD sont constitués d'une série d'échantillons discrets. Mais chaque échantillon possède un niveau d'amplitude analogique.
Ainsi, l'invention peut être mise en oeuvre
sous forme numérique ou sous forme analogique.
Les caractéristiques de filtrage d'un filtre à prises dépendent de facteurs tels que le nombre des prises, le retard effectif entre prises, et les niveaux spécifiés d'amplitude de polarité des facteurs de pondération respectifs associés individuellement à chacune des prises. A titre d'exemple, il sera supposé que le filtre à convolution 102 est un filtre unidimensionnel à 5 prises. La figure 2 représente un exemple des niveaux spécifiés d'amplitude des facteurs de pondération ayant tous la même polarité (positive sur la figure 2) qui sont associés respectivement avec les 5 prises individuelles. Elles montrent également le retard effectif entre deux prises voisines. Plus particulièrement, comme le montre la figure 2, le
retard effectif entre deux paires voisines est 1/CLK,
la période d'échantillonnage définie par l'horloge de fréquence d'échantillonnage CLK appliquée individuellement au filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs
de translation 100-1... 100-N de la première ou la seconde espèces (représentés sur les figures 1a, 1b et
<EMI ID=74.1>
à convolution 102 de chaque dispositif de translation
100-2... 100-N est supérieure à celle du dispositif
de translation du groupe qui précède immédiatement.
Selon la figure 2, les facteurs de pondération associés avec les 5 prises ont tous des polarités positives et des niveaux d'amplitude spécifiés qui sont distribués symétriquement par rapport à la troisième
prise. Plus particulièrement dans l'exemple de la figure
2, les facteurs de pondération associés avec la troisième prise ont la valeur spécifiée de six, les facteurs de pondération respectifs associés avec chacune de la seconde et la quatrième prises ont la même valeur spécifiée inférieure de quatre et les facteurs de pondération associés avec chacune de la première et de la cinquième prises ont encore la même valeur spécifiées inférieure unitaire. L'enveloppe 202 des facteurs de pondération
200 définit la fonction de noyau (et par conséquent la forme des caractéristiques filtre dans le domaine des fréquences) du filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs de translation 100-1...100-N du groupe. Plus particulièrement, étant donné que tous les échantillons
200 (a) ont la même polarité (positive sur la figure 2)
sont disposés symétriquement autour de l'échantillon central (le 3ème), et le niveau des échantillons diminue
au fur et à mesure qu'il s'éloigne de l'échantillon central, le filtre à convolution 102 présente une caractéristique de filtre passe bas, dans chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N du groupe. sur la figure 2, tous les facteurs de pondération ont la même polarité (positive) mais cela n'est pas essentiel dans un filtre passebas. Certains des facteurs de pondération peuvent
avoir une polarité opposée (négative) dans la mesure
où la somme algébrique de tous les facteurs de pondération est différente de zéro. La forme d'ondes de la fonction de noyaux (comme l'enveloppe 202 de la figure
2 par exemple) peut être identique pour tous les filtres
à convolution 102 des dispositifs de translation du groupe, de sorte que les caractéristiques relatives
de fréquence passe-bas (la forme des caractéristiques des filtres dans le domaine des fréquences) sont les mêmes pour tous les filtres 102 (bien que cela ne soit pas essentiel). Mais la valeur absolue de la fréquence nominale de coupure passe-bas'du filtre de chaque dispositif individuel de translation a une échelle qui dépend de la période de la fréquence d'échantillonnage 1/CLK pour ce filtre. En choisissant de façon appropriée les niveaux des facteurs de pondération 200 (qui n'ont pas nécessairement les valeurs particulières 1,4 et 6 de la figure 2), une fréquence de coupure nominale passe-bas peut être obtenue
<EMI ID=75.1>
102 (ayant dans chaque dimension une densité d'échantillons CLK) qui est pratiquement la moitié de la fréquence maximale (ou dans le cas de G , la plus haute fréquence
<EMI ID=76.1>
du filtre à convolution 102. Dans ce cas, le circuit de décomposition 104 réduit dans chaque dimension la densité
<EMI ID=77.1>
en éliminant un échantillon sur deux dans cette dimension. Mais le signal GK (qui est défini par l'enveloppe d'échantillonnage 102) reste essentiellement le même à l'entrée et à la sortie du circuit de décomposition 104 (bien qu'il existe une perte d'informations de phase en raison de la plus basse densité d'échantillons à la sortie du circuit de décomposition 104.
Certains modes préférés de mise en oeuvre de la Pyramide de Burt, formant la première espèce
(de la figure 1a) du type de la figure 1, seront maintenant décrits.
La figure 3 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre, d'un circuit de modification de spectre et d'un synthétiseur de signaux fonctionnant sur un signal électrique qui représente des informations unidimensionnelles (comme par exemple de tous types de signaux d'informations variables avec le temps). La figure 3 montre que le signal électrique initial dont le spectre doit être analysé est appliqué en forme analogique � un convertisseur analogique-numérique
305 pour être numérisé. La réponse numérique échantillonnée
<EMI ID=78.1>
<EMI ID=79.1>
est extraite d'un étage d'analyse 315 de premier ordre
<EMI ID=80.1>
bande L3 en dessous des spectres passe-bandes L et L2 est extraite dans un étage d'analyse 325 de 3ème ordre
<EMI ID=81.1>
<EMI ID=82.1>
est extraite d'un étage d'analyse 330 de quatrième ordre
<EMI ID=83.1>
<EMI ID=84.1>
passe-bande, au-dessous des autres spectres passe-bande est extraite dans un étage d'analyses 335 de cinquième
<EMI ID=85.1>
<EMI ID=86.1>
/- <EMI ID=87.1>
Les étages d'analyse, 310, 315, 320, 325,
330 et 335 comprennent des étages 311, 316, 321, 326, 331 et 336 de filtrage initial passe-bas avec des bandes passantes successivement plus étroites. Les réponses passe-bas de ces filtres 311, 316, 321, 326, 331, 336 sont suffisamment plus étroite que leurs signaux d'entrée qui ont été échantillonnés à nouveau à une fréquence réduite avant d'être émis vers l'étage d'analyse suivant. La réduction des échantillons est faite par sélection
sur une base régulière - c'est-à-dire par décompositiondans des circuits de décomposition 312, 317, 322, 327,
332, 337 suivant les filtres 311, 316, 321, 326, 331,
336 respectivement. Dans l'analyse spectrale par octaves, qui est particulièrement utile, des échantillons alternés sont éliminés par l'opération de décomposition.
La partie de plus haute fréquence du signal d'entrée appliquée à chaque étage d'analyse est extraite en prenant la partie de basse fréquence dans son signal d'entrée. La partie de fréquence basse décomposée du signal d'entrée pose le problème indésirable d'être
une matrice d'échantillonnage avec moins de résolution que le signal d'entrée et également retardé par rapport
à ce dernier. Le premier de ces problèmes est résolu
dans les circuits d'expansion 313, 318, 323, 328, 333,
338, en introduisant des zéros dans les points d'échantillonnage manquants de la matrice d'échantillonnage de réponse de filtre pass-bas; puis en éliminant par filtrage passe-bas, le spectre d'harmonique parasite introduit simultanément. Le second de ces problèmes est résolu en retardant les signaux d'entrée des étages d'analyse avant de les soustraire des réponses expansées des filtres passe-bas assurées par les circuits d'expansion 313,
318, 323, 328, 333, 338.
Les opérations de retard et de soustraction sont exécutées dans des circuits 314, 319, 324, 329, 334,
r 339 respectivement dans les étages d'analyse 310,
315, 320, 325, 330, 335. Dans certains cas, comme cela sera décrit, des éléments peuvent être partagés entre le filtre passe-bas initial et le circuit à retard et de soustraction de chaque étage d'analyse.
L'analyse spectrale décrite ci-dessus est de nature pipe-line ; et il existe une différence de
<EMI ID=88.1>
<EMI ID=89.1>
Le terme "différence de temps" tel qu'il est utilisé ici se rapporte aux retards différentiels de valeurs connues prédéterminées qui apparaissent sur les échantillons correspondants des signaux parallèles liés aux informations, comme parmi les échantillons correspondants des
<EMI ID=90.1>
G6 de l'analyseur de spectre de la figure 3. La synthèse de signaux à partir des procédures spectrales qui sera décrite nécessite des différences de temps opposées des groupes respectifs d'échantillons. Cela peut être
obtenu par les lignes à retard 340, 341, 342, 343 et 344
(généralement constituées par des registres à décalage ou autre type de mémoire remplissant une fonction équivalente, par exemple une mémoire à lecture-écriture en
<EMI ID=91.1>
tivement avant leur modification dans les circuits 345,
346, 347, 348 et 349 comme le montre la figure 3. En variante, les spectres peuvent être modifiés, l'échantillon d'un spectre modifié étant ensuite retardé. Ou encore,
le retard peut être partagé avant et après la modification de différentes manières - par exemple pour permettre des modifications de spectre en parallèle dans le temps. Il est concevable que des retards différents dans les circuits de modification 345, 346, 347, 348 et 349 eux-mêmes soient utilisés comme des parties des conditions globales de retards différents, dans certaines circonstances.
Les spectres L., et G6 sont modifiés dans
les circuits de modification 350 et 351. Dans certaines applications de traitement de signaux, certains des circuits de modification 345-351 peuvent ne pas être nécessaires et sont remplacés par des connexions directes. Les procédures d'analyse spectrale décrites jusqu'ici peuvent être étendues avec des étages supplémentaires d'analyse, ou tronquées avec moins d'étages d'analyse.
<EMI ID=92.1>
<EMI ID=93.1>
Dans la synthèse d'un signal par recombinai sont des composantes d'analyse spectrale, éventuellement modifiées, la décomposition d'une matrice d'échantillonnage d'un étage d'analyse à un autre doit être annulée, de sorte que les échantillons d'un spectre peuvent être additionnés en utilisant des additionneurs 353, 355,
357, 359, 361, 363. Cela vient en plus de la correction
de la différence de temps dans les circuits à retard
340 à 344. La décomposition est annulée en utilisant des circuits d'expansion 352, 354, 356, 358, 360 et 362
qui sont essentiellement semblables aux circuits d'expansion, 338, 333, 328, 323, 318 et 313 respectivement.
Par ailleurs, par multiplexage, un seul circuit peut remplir une double fonction. Le spectre passe-bas restant G � est décalé en avant dans le temps par rapport au
<EMI ID=94.1>
sortie de l'additionneur 353 est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 355
<EMI ID=95.1>
nouvelle valeur G4'. La sortie de l'additionneur 355
est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 357 avec la valeur N3 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G3'. La sortie de l'additionneur 357 est expansée dans le circuit d'expansion 358 et additionnée dans l'additionneur
359 avec la valeur L2 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G2'. La sortie de l'additionneur
359 est expansée dans le circuit d'expansion 60 et
<EMI ID=96.1>
retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G1,. Enfin, la sortie de l'additionneur 361 est expansée dans le circuit d'expansion 362 et additionnée dans l'ad-
<EMI ID=97.1>
G6' sont indiquées par des primes dans les circuits
<EMI ID=98.1>
être convertie en forme analogique par un convertisseur numérique-analogique représenté, si cela est désiré.
Les expansions dans les circuits 352,
354, 356, 358, 360, 362 assurent une réjection au-dessus de la bande à chaque phase du processus de cynthèse. Quand les spectres de bande passante ne sont pas plus larges qu'une octave, cela assure une supression des harmoniques produites par les circuits de modification
345-351 qui pourraient autrement perturber la synthèse du signal en introduisant des fréquences erronées parasites.
La figure 4 représente plus explicitement la réalisation d'un étage d'analyse spectrale pour une information unidimensionnelle, comme les étages 310,
315, 320, 325, 330, 335 utilisés pour l'analyse spectrale par octave. L'étage est l'étage d'analyse spectrale d'ordre K, K étant zéro ou un entier positif. Dans le cas de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, la fréquence d'horloge de cet étage doit être R pour échan-
<EMI ID=99.1>
doit être analysé. Dans le cas où K est un entier
<EMI ID=100.1>
Le signal d'entrée GK de l'étage d'analyse de spectre de la figure 4 est appliqué d'un registre à décalage 470 comprenant Métages et commandé par horloge à une fréquence R/2 . Les (M+1) échantillons avec des retards progressivement plus longs sont produits par le registre à décalage 470, à chacune
de ses sorties, comme une ligne à retard à prises multiples d'un filtre à retard passe-bas. Les échantillons sont pondérés et additionnés dans le circuit 471 pour produire des échantillons d'une réponse de filtre passe-bas à phase linéaire (G(K+1). Dans tous les étages d'analyse, sauf le premier, dans lesquels K est supérieur à zéro, la demi-fréquence d'horloge (comparée à la fréquence d'horloge de l'étage précédent) utilisée dans le registre à décalage initial 470 et les additionneurs du circuit 471 de pondération et de sommation, décompose
<EMI ID=101.1>
zéro, l'alternance se faisant à la fréquence R/2K pour produire un signal GK+1*.
<EMI ID=102.1>
en bande de base de 2 fois le spectre G(K+1) mélangé avec un spectre harmonique à porteuse supprimée, de
<EMI ID=103.1>
plutôt que G(K+1) comme entrée. Le signal G(K+1)*
est appliqué comme signal d'entrée à un autre registre
à décalage 473 ayant plusieurs étages (pouvant être
égal ou différent de L) et commandé par horloge à la fréquence R/2 . Les (M+1) échantillons produits par
le signal d'entrée et les signaux de sortie du registre
à décalage 473 à chacun des étages sont appliqués à un autre circuit 474 de pondération et de sommation semblable au circuit 471. Le circuit 474 supprime le premier
<EMI ID=104.1>
expansée de G(K+1) en une matrice d'échantillons avec autant d'échantillons que dans la matrice d'échantillons
<EMI ID=105.1>
Dans un circuit additionneur 475, cette <EMI ID=106.1>
<EMI ID=107.1>
et dans le circuit à retard 476. Le retard de M cycles de GK dans le registre à décalage 470 compense le
retard de M/2 cycles d'un échantillon central du circuit
471 de pondération et de sommation par rapport à l'entrée GK de l'étage d'analyse spectrale de la figure 4, et
<EMI ID=108.1>
l'échantillon central du circuit 474 de pondération et de sommation. Le circuit à retard 476 introduit un retard pour compenser les délais d'exécution d'addition dans les circuits 471 et 474 de pondération et de sommation et ce circuit à retard 476 peut être simplement prévu par un prolongement du registre à décalage 470
du nombre voulu d'autres étages. Le signal de sortie
LK du circuit additionneur 475 est l'une des composantes recherchées d'analyse spectrale dont la limite inférieure de fréquence établie par le filtrage passe-bas effectuée dans le Kième étage d'analyse spectrale de la figure 4 et dont la limite supérieure de fréquence est établie par le filtre passe-bas de l'étage d'analyse spectrale précédent s'il existe.
La figure 5 montre une manière de réduire le nombre des étages de registre à décalage dans l'analyse de spectre réalisée selon l'invention. Les
<EMI ID=109.1>
sont obtenus à la structure de lignes en retard prises utilisées pour supporter le filtrage passe-bas initial
<EMI ID=110.1>
plutôt qu'en utilisant le registre à décalage 473.
La figure 5 montre à titre d'exemple comment cela se faire entre un étage d'analyses d'ordre zéro utilisé pour produire LO et l'étage d'analyse suivant. Les éléments 570-0, 571-0, 575-0 et 576-0 sont les éléments de l'étage d'analyse spectrale de zéro corres-pondant aux éléments 470, 471, 475 et 476 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre K de la figure 4. Les éléments
570-1 et 571-1 de l'étage d'analyse spectrale du premier ordre sont analogues aux éléments 570-0 et 571-0 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, à l'exception d'être commandé par horloge à une fréquence moitié.
Les quatre échantillons extraits de l'entrée et des trois premières sorties du registre à décalage 570-1 sont fournis en parallèle à la fréquence d'horloge R/2. Ils sont imbriqués avec des zéros et le résultat est pondéré en deux phases par la configuration de sept poids de filtre ABCDCBA pour produire la paire des échantillons successifs pour soustraire à la fréquence d'horloge R de GO retardé dans le soustracteur-575-0.
Le plus ancien échantillon de chaque paire d'échantillons, successif à soustraire de GO retardé
est obtenu en multipliant l'entrée de registre à
décalage 570-1 et ses trois premières sorties par des; poids de filtrage A,C,C et A dans des circuits de pondération 580, 581, 582 et 583 et en additionnant ensuite
les échantillons pondérés dans le circuit de sommation
587. Les zéros intercalés tombent dans des points qui
sont pondérés par B, D, B avec ce positionnement de G1
par rapport à la configuration de pondération de filtrage. Le dernier échantillon de chaque paire d'échantillons successifs à soustraire de GO retardé est obtenu en multipliant l'entrée du registre à décalage 570-1 et
ses deux premières entrées par des poids de filtre B,D
et B dans des circuits de pondération 584, 585 et 586
puis en additionnant les échantillons pondérés dans le circuit de sommation 588. Les zéros intercalés tombent
en des points pondérés par A, C, C, A pour ce positionnement de G, par rapport à la configuration de pondération du filtre. Un multiplexeur 589 commandé à la fréquence d'horloge R sélectionne alternativement entre les échantillons aux sorties des circuits de sommation 587 et 588
<EMI ID=111.1>
retardé dans le soustraction 575-0.
La figure 6 montre plus en détail un étage du synthétiseur de signaux de la figure 3. Des <EMI ID=112.1>
intercalés avec des zéros dans un multiplexeur 692
et le signal expansé résultant est appliqué à l'entrée d'un registre à décalage 693 à M étages (ou autre nombre) commandé par horloge à une fréquence d'échantillonnage étendue. L'entrée du registre à décalage 693 et les sorties de ces étages sont reliées aux circuits 694
<EMI ID=113.1>
est échantillonné à nouveau à une fréquence double, puis partagé en une structure harmonique, et il est fourni par le circuit 694 de pondération et de somme à un additionneur 695 pour être combiné avec L(K-1)
<EMI ID=114.1>
en y étant additionné. Le multiplexeur 692, le
registre à décalage 693 et le circuit 694 de pondération et de sommation oeuvent être multiplexés pour servir d'éléments 472, 473 et 474 dans l'opération d'analyse spectrale.
Il y a lieu de considérer maintenant les caractéristiques du filtrage passe-bas utilisé dans l'opération de filtrage passe-bas de la procédure d'analyse spectrale et dans les phases d'expansion de la procédure d'analyse spectrale et de synthèse de signaux. Le filtrage passe-bas est linéaire en phase de sorte que
la configuration des pondérations de filtrage est symétrique autour des échantillons centraux. les pondérations de filtrage s'additionnent à l'unité afin
de supprimer autant que possible les fréquences basses
<EMI ID=115.1>
faire par octave, avec la décomposition par deux en recodage de la sous-bande éliminée par filtrage passebas dans chaque étage d'analyse spectrale, il est
( souhaitable d'éliminer les fréquences au-dessous ces
deux tiers de la fréquence centrale de l'octave pendant le filtrage passe-bas. La réponse en fréquence en gradins du filtre introduit un dépassement des signaux filtrés,
<EMI ID=116.1>
être modéré en utilisant une coupure moins brusque des séries de Fourier. Un certain nombre de fourchettes de coupure donnant une réponse du filtre avec un phénomène de Gibbs réduit sont connues; par exemple celles attribuées à Bartlett, à Hanning, à Hamming, à Blackman
et à Kaiser. Il y a lieu de se référer par exemple au chapitre 5.5 de l'ouvrage "DIGITAL SIGNAL PROCESSING" par A.V. Oppenheim et R.W. Schafer publiés par Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, en 1975, ce chapitre étant intitulé "Design of FIR Filters Using Windows" et apparaissant aux pages 239-251.
En pratique le nombre des échantillons dans le filtrage passe-bas est généralement limité à quelques uns. Dans un filtre utilisant un nombre impair d'échantillons la réponse du filtre comporte une composante continue et une série d'harmoniques cosinusoldales tandis qu'un filtre utilisant un nombre pair d'échantillons donne une réponse qui contient une composante continue et une série d'harmoniques sinusoïdales. une approximation de la courbe de réponses voulues est faite pour correspondre le plus régulièrement à l'utilisation d'un calculateur pour effectuer une sélection empirique des coefficients de pondération.
Il est possible de développer des spectres
Q égaux de largeur non octave selon l'invention, bien que cette solution apparaisse d'une utilité limitée.
La décomposition d'une réponse de filtre passe-bas
pour sélectionner un échantillon sur trois et pour éliminer par filtrage les fréquences au-dessous de la moitié de la fréquence centrale du spectre passe-bande pour développer la réponse passe-bande produit un groupe de spectre passe-bande progressivement plus étroit d'un tiers plutôt que de la moitié.
Les circuits de modification d'échantillons
345-351 de la figure 3 peuvent prendre diverses formes
et certains d'entre eux peuvent être remplacés par des passages directs. Pour éliminer le bruit de fond de
bas niveau dans les différents spectres, par exemple chacun des circuits de modification 345-351 peut comporter un écriteur respectif 700 de ligne de base, selon la figure 7. Cet écriteur 700 peut être aussi simple qu'une suppression de bits de moindre poids du signal. <EMI ID=117.1> être utilisé pour chacun des circuits de modification
345-351 pour former un correcteur de spectre. Un commutateur tournant 897 est câblé pour produire un code binaire pour chacun de plusieurs déplacements d'un arbre. Ce code est fourni par un registre 898 à un multiplicateur à deux quadrants afin de multiplier des échantillons de spectre d'entrée et de produire des échantillons de
<EMI ID=118.1>
registre 898 réserve l'entrée de code du multiplicateur
889 pendant que le réglage du commutateur tournant 897
est changé. Il est possible de faire en sorte que chacun des spectres d'octave soit subdivisé en utilisant des filtres numériques avec la même fréquence d'échantillonnage que celle utilisée pour développer le spectre d'octave
ou une demi-fréquence d'échantillonnage, et de régler ensuite individuellement les gains des sous-divisions spectrales. La subdivision des octaves par 12 produit
les tons individuels et les demi-tons de signaux de
codage de musique par exemple.
Les circuits de modification peuvent être
<EMI ID=119.1>
fonctions de transfert non-linéaires. Par exemple, une ROM 990 mémorisant une réponse logarithmique à un signal
�
d'entrée selon la figure 9 peut être utilisée dans
chacun des circuits de modification d'échantillon
345-351 d'un dispositif de transmission et une ROM 1091 mémorisant une réponse exponentielle à un signal d'entrée selon la figure 10 peut être utilisée dans chacun des circuits de modification d'échantillon correspondants d'un dispositif de réception, assurant ainsi une préaccentuation du signal avant son émission et une désaccentuation après la réception. D'autres caractéristiques complémentaires de pré-accentuation et de désaccentuation peuvent en variante être mémorisées dans des circuits
de modification à ROM de synthétiseur de signaux analyseurs de spectre d'émetteur et de récepteur.
La figure 11 montre, une modification du système d'analyse de spectre et de synthèse de signaux de la figure 3, dans laquelle les retards entre l'analyse et la synthèse sont divisés pour fournir des échantillons spectraux sans différence de temps en vue du traitement. Cet alignement est désirable, par exemple dans un système de compression-expansion dans lequel une analyse spectrale est utilisée pour préparer des signaux en spectres avant une compression-expansion, afin que ces spectres
puissent être filtrés pour supprimer des distorsions produites pendant une compression e t une expansion rapides du signal. L'amplitude du signal initiale
fournie au convertisseur analogique-numérique 305 de la figure 3 peut être détectée pour produire dans un circuit 1130 un signal CC de commande de compressionexpansion qui est appliqué à chacun des compresseursexpanseurs 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, 1116 pour produire une compression-expansion d'attaque rapide et de décroissance lente des signaux commandés. Les compresseurs-expanseurs 1111-1116 peuvent consister essentiellement en des multiplicateurs numériques à
deux quadrants, le signal de commande CC étant produit par un convertisseur analogique-numérique en cascade derrière des circuits analogiques courants pour détecter le signal à compresser-expanser et pour développer en réponse à cette détection un signal analogique de commande de compression-expansion.
Les compresseurs-expanseurs 1110, 1111,
1112, 1113, 1114, 1115, et 1116 fonctionnent sur les
<EMI ID=120.1>
ont été retardés différentiellement en utilisant les circuits en retard 1100, 1101, 1102, 1103, 1104 et 1106 pour aligner dans le temps les échantillons respectifs. Des circuits à retard 1120, 1121, 1122, 1123, 1124 et 1125
<EMI ID=121.1>
de façon appropriée pour la procédure de synthèse du signal utilisant les éléments 352-363 de la figure 3.
Les retards dans les circuits à retard
1106 et 1125 sont essentiellement M/2 cycles de fréquence
<EMI ID=122.1>
la fréquence d'horloge de base R, ce retard se faisant
à l'assemblage des échantillons pour le circuit de pondération et de sommation 474 du dernier étage d'analyse spectrale 335. Ce retard de 16 M cycles est augmenté
<EMI ID=123.1>
des circuits d'expansion 338 et 352 et d'un retard D2 pour les temps supplémentaires dans le circuit de retard et de soustraction 334 dans l'additionneur 353. Il est supposé que toutes les opérations d'addition sont exécutées à la fréquence d'horloge de base R, et que
<EMI ID=124.1>
d'horloge.
Les retards dans le circuit à retards 1104
<EMI ID=125.1>
fréquence d'horloge R, de la différence entre le temps
<EMI ID=126.1>
de R/2 5 de la fréquence d'horloge pour recueillir deux fois des échantillons pour la pondération et la sommation
<EMI ID=127.1> ou 32 M cycles de la fréquence d'horloge de base, augmentée de 2D1 pour deux groupes de sommation d'échan-
<EMI ID=128.1>
<EMI ID=129.1>
des échantillons pour la pondération et la sommation ou 8 M cycles de fréquence d'horloge de base, augmenté
<EMI ID=130.1>
soustraction d'échantillons. Il faut un retard supplémentaire de 24M + D cycles de fréquence d'horloge de base pour aligner les échantillons L. dans le temps
<EMI ID=131.1>
104 a un retard total de 40 M + 2D. + 2D2 cycles de la fréquence d'horloge de base R. Des calculs similaires déterminent que les cycles de fréquence d'horloge de base R par lequel les échantillons doivent être retardés dans les circuits en retard, 103, 102, 101 et 100 sont respectivement 52M+3D1+D2, 58M+4D1+D2, 61M+SD1+D2 et
(62 1/2)M+6D1+D2.
Le retard voulu du circuit à retard 1124 en plus de celui introduit par le circuit à retard 1125 est le temps nécessaire pour l'expansion dans le circuit
<EMI ID=132.1>
tionneur 55. Le premier retard est M/2 cycles de R/24 fréquences d'horloge nécessaires pour recueillir des échantillons pour la pondération et la sommation, 8N cycles de fréquences d'horloge de base R augmenté de
D1, associé avec la sommation dans l'opération de pondération et de sommation. Le retard total dans le circuit
<EMI ID=133.1>
similaires, les retards totaux des circuits en retard
1123, 1122, 1121 et 1120 exprimés en cycles de fréquence d'horloge de base R sont respectivement 28M+3D1+3D2,
30M+4D1+4D2, 31M+5D1+5D2 et (31 1/2)M+601+602 respectivement.
Des calculs similaires peuvent être exécutés pour déterminer les retards totaux dans les circuits à retard 340-344 de la figure 3 en supposant que les circuits de modification 345-351 introduisent des retards égaux. Les circuits à retard 340, 341, 342,
343, 344 et 345 ont des retards respectifs en cycles de
<EMI ID=134.1>
Le filtrage numérique utilisé dans l'analyseur de spectre est une espèce de filtrage hiérarchique d'intérêt général en ce que le filtrage passe-bas ou passe-bande qui s'étend sur de nombreux échantillons est effectué avec un nombre relativement réduit d'échantillons qui sont pondérés et additionnés
à tout moment.
L'invention est applicable à l'utilisation du spectre d'un signal représentant des informations unidimensionnelles, mais la Pyramide de Burt a été développée principalement pour analyser les fréquences spatiales d'informations d'images à deux dimensions. L'invention permet l'analyse spectrale en temps réel des fréquences spatiales d'informations d'images changeantes comme cela se produit dans des trames vidéo successives d'une image de télévision.
Comme cela est connu dans la technique de
la télévision, des images vidéo successives (en format NTSC) apparaissent successivement à une fréquence d'images de 30/seconde. Chaque image est constituée d'une trame
de 525 lignes de balayage horizontal entrelacé. Les lignes de balayage horizontal successives d'ordre
impair d'une image sont. transmises successivement pendant une première période de trame. Les lignes de balayage successives d'ordre pair d'une image sont
émises séquentiellement pendant une seconde période de trame qui suit la première. Cette seconde trame est suivie par la première période de trame de l'image suivante. La durée de chaque période de trame est
1/60ème de seconde. Mais une mémorisation doit être prévue pour au moins le nombre des éléments d'images d'une
trame pour pouvoir définir le spectre complet de fréquences spatiales de l'image en temps réel retardé.
Une technique connue, comme exploration progressive, est utilisée en télévision pour produire,
à partir d'un signal vidéo NTSC, des images complètes successives de 525 lignes à une fréquence de 60 trames/ seconde. Cette technique implique de retarder chaque trame successive NTSC d'une période de trame d'un 60ème de seconde. Ainsi, les lignes de balayage successives d'une trame impaire présente sont intercalées avec des lignes de balayage successives d'une trame paire qui précède immédiatement, ayant été retardée d'une période trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant la trame impaire présente de chacune des images successives.
D'une manière similaire, les lignes successives de balayage d'une trame paire présentes sont entrelacées avec des lignes de balayage successives d'une trame impaire qui précède immédiatement, ayant été retardée d'une période de trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant cette période de trames paires présentes de chacune des images successives.
La technique d'exploration progressive, décrite ci-dessus, convient particulièrement pour produire des images de haute résolution dans ce qui est connu sous le nom de télévision à haute définition
(HDTV) maintenant développée dans la technique de la télévision. L'invention convient également en HDTV
pour produire de meilleures images.
La figure 12 représente un analyseur de spectre mettant en oeuvre les principes de l'invention pour fonctionner sur des signaux représentant des informations bidimensionnelles, comme des informations d'images de fréquences spatiales que contiennent des images vidéo de télévision balayées successivement et progressivement. Mais en variante, ces informations bidimensionnelles peuvent être obtenues d'une caméra de télévision non entrelacée ou d'une caméra de télévision à entrelacement de lignes, suivie par une mémoire
tampon appropriée.
Un traitement monochromatique des signaux
de luminance sera décrit en regard de la figure 12 pour simplifier la description mais les techniques qui seront décrites peuvent être appliquées individuellement aux couleurs primaires des signaux de télévision en couleurs
ou aux signaux développés à partir de ces derniers par
une matrice algébrique. Un signal vidéo initial est
appliqué dans un format de balayage en trame à un convertisseur analogique-numérique 1025 pour l'échantillonner s'il ne l'a pas été, pour l'échantillonner à nouveau s'il est déjà échantillonné et pour une numérisation finale.
Les signaux vidéo numérisés, sous forme du signal, sont désignés par GO et contiennent le spectre complet des fréquences spatiales bidimensionnelles du signal initial
et ses spectres harmoniques attribuables à l'opération d'échantillonnage. Ces spectres harmoniques sont symétriques autour de certaines respectives des fréquences d'échantillonnage de ces harmoniques. Ces spectres harmoniques sont traités spécifiquement dans la
description qui va suivre. Le fait général de leur
existence est noté car les spectres harmoniques doivent
être considérés dans la conception des filtres de
<EMI ID=135.1>
dans l'analyseur de spectre de la figure 12. C'est la raison pour laquelle les spectres harmoniques donnent lieu à des fréquences erronées pendant l'analyse spectrale et pendant la synthèse du signal à partir des analyses spectrales.
Dans l'étage 1210 d'analyse spectrale
<EMI ID=136.1>
L'opération passe-haut est essentiellement effectuée
par un filtrage passe-bas G , un retard de GO par rapport
à son instant d'arrivée du convertisseur analogiquenumérique 1205 du même degré que les parties de fréquence inférieures de GO sont retardées dans la réponse de filtrage
/ passe-bas, et par soustraction de la réponse de
filtrage passe-bas de GO retardé. Si l'on suppose que l'analyse spectrale se fait par octaves, la fréquence
de coupure dans le filtre 1211 de fréquences spatiales passe-bas dimensionnelles est choisie à la fréquence supérieure du spectre de bande passante L1 de l'octave suivante à analyser - c'ést-à-dire 4 tiers de sa fréquence centrale. Dans le circuit de décomposition
1212, des rangées et des colonnes alternées d'échantillons sont éliminées pour échantillonner GO après filtrage passe-bas à la fréquence spatiale R/2, le signal de fréquence d'échantillonnage réduite étant fourni comme une réponse de sortie passe-bas de l'étage 1210 pour
la suite de l'analyse spectrale. La valeur GO après filtrage passe-bas à fréquence d'échantillonnage réduite est ensuite soumise à interpolation selon les procédés indiqués par R.W. Schafer et L.R. Rabiner dans PROCEEDINS OF THE IEEE, vol. 61, N[deg.]6, juin 1973, article "A Digital Signal Processing Approach to Interpolation", pp. 692
à 702. Dans le circuit d'expansion 1213, les échantillons éliminés dans le circuit de décomposition 1212 sont remplacés par des zéros pour produire le signal d'entrée d'un autre filtre 1214 de fréquences spatiales passebas bidimensionnelles. Ce filtre peut utiliser les mêmes coefficients de pondération que le filtre passe-bas initial, mais de toute façon, il a la même fréquence
de coupure que le filtre passe-bas initial. Le signal résultant comporte une matrice d'échantillonnage de
<EMI ID=137.1>
<EMI ID=138.1>
retardé dans le soustracteur 1216 pour obtenir une
<EMI ID=139.1>
pas seulement la partie passe-haut de GO mais contient également des termes de correction d'erreurs de phase à fréquences inférieures, comme décrit ci-dessus, qui sont utilisées pendant la synthèse du signal d'images à partir des analyses spectrales pour compenser les
/ erreurs introduites au nouvel échantillonnage GO à la fréquence d'échantillonnage inférieure dans le circuit de décomposition 12.
Cette séparation du signal en une partie passe-bas qui est échantillonnée à nouveau à demifréquences et en une partie passe-haut est répétée de façon itérative dans chaque étage d'analyse spectrale. Chaque étage successif d'analyse spectrale reçoit à son entrée la réponse de sortie passe-bas échantillonnée à nouveau de l'étage précédent d'analyse spectrale, la fréquence d'échantillonnage étant divisée par moitié dans chacun des étages successifs d'analyse, à partir de la fréquence dans l'étage précédent. La réponse de sortie passe-haut dans chaque étage d'analyse spectrale
1220, 1230, 1240, 1250, 1260, après l'étage initial 1210, a une limite supérieure imposée par la caractéristique de réponse passe-bas de l'étage précédent, de sorte
que les réponses de sortie "passe-haut" sont en réalité des spectres de bandes passantes de Q égal, de fréquences spatiales décroissantes. La décomposition des réponses des filtres passe-bas initiaux dans chaque étage étant dans un facteur de deux, et lz fréquence de coupure des filtres passe-bas dans chaque étage étant les deux tiers de la fréquence centrale de l'analyse spectrale, ce sont des facteurs qui entraînent que ces spectres de Q égal soient des octaves descendantes de fréquence spatiale bidimensionnelle.
La réponse de sortie passe-décomposée G..
de l'étage d'analyse spectrale 1210 est fournie par son circuit de décomposition 1212 à l'entrée de l'étage d'analyse spectrale 1220. L'étage d'analyse spectrale
1220 comporte des éléments 1221, 1222, 1223, 1224 et
1226 qui sont analogues aux éléments 1211, 1212, 1213,
1214, 1215, 1216 respectivement de l'étage d'analyse spectrale 1210 ; les différences de fonctionnement concernent les fréquences d'échantillonnage dans
l'étage 1220 qui sont divisées par deux dans les deux dimensions par rapport à l'étage 1210. Les filtres passe-bas 1221 et 1224 ont des coefficients de pondération semblables à ceux des filtres passe-bas 1211
et 1214 respectivement ; mais la division par moitié
de la fréquence d'échantillonnage dans l'étage 1220 par rapport à l'étage 1210 divise par deux les fréquences
de coupure des filtres 1221 et 1224 comparativement aux filtres 1211 et 1214. Le retard avant la soustraction dans le circuit à retard 1225 est double de celui du circuit à retard 1215 ; si l'on suppose que ces retards sont commandés par horloge dans un registre à décalage
ou similaire, les structures de retard sont semblables avec le rapport 2:1 assuré par le rapport 1:2 des fréquences d'horloge.de retard respectives dans le circuit à retard 1225 et le circuit à retard 1215. La réponse de sortie passe-haut L1 de l'étage d'analyse spectrale 1220 est un spectre passe-bande des fréquences spatiales
<EMI ID=140.1>
La réponse de sortie passe-bas décomposée G2 de l'étage d'analyse spectrale 1220 est fournie par son circuit de décomposition 1222 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1230. Le spectre passe-
<EMI ID=141.1>
de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale
<EMI ID=142.1>
trale 1230 comporte des éléments 1231, 1232, 1233, 1234,
1235 et 1236 respectivement correspondant aux éléments
1221, 1222, 1223, 1224, 1225 et 1226 de l'étage d'analyse spectrale 1220, à l'exception des fréquences d'échantillonnage divisées par deux.
La réponse de sortie passe-bas décomposée
G3 de l'étage d'analyse spectrale 1230 est fournie par son circuit de décomposition 1232 à l'entrée de
l'étage d'analyse spectrale suivant 1240. Les spectres passe-bande L3, une octave au-dessus de L2 est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale 1240
<EMI ID=143.1>
�
comporte des éléments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et
1246 correspondant respectivement aux éléments 1231,
1232, 1233, 1234, 1235 et 1236 de l'étage d'analyse spectrale 1230 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux.
<EMI ID=144.1>
de l'étage d'analyse spectrale 1240 est fournie par son circuit de décompostion 1242 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1250. Le spectre passe-
<EMI ID=145.1>
de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale
1250 à son signal d'entrée G4. L'étage d'analyse spectrale 1250 comporte des éléments 1251, 1252, 1253,
1254, 1255 et 1256 correspondant respectivement aux éléments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et 1246 de l'étage d'analyse spectrale 1240 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux.
La réponse de sortie passe-bas décomposée G5 de l'étage d'analyse spectrale 1250 est fournie
par son circuit de décomposition 1252 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1260. Le spectre passe-bande L5, une octave au-dessous de L4 est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spec-
<EMI ID=146.1>
spectrale 1260 comporte des élémentd 1261, 1262, 1263,
1264, 1265 et 1266 correspondant respectivement aux éléments 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 et 1256 de l'étage d'analyse spectrale 1250 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux.
La réponse de sortie passe-bas décomposée
<EMI ID=147.1>
<EMI ID=148.1>
le circuit de décomposition 1262 de l'étage d'analyse spectrale 1260, est une réponse spectrale passe-bas restante. Elle sert de base pour synthèse des signaux par sommation des réponses spectrales passe-bande interpolées des derniers étages d'analyse spectrale,
r et de réponse spectrale passe-haut finale de l'étage
<EMI ID=149.1>
sont décalés dans le temps étant donné qu'ils sont fournis avec des retards croissants. Le spectre passe-bas
<EMI ID=150.1>
dans un décalage dans le temps dirigé en opposition.
Comme cela sera décrit ci-après, des procédés itératifs de synthèse de signaux à partir des composantes spectrales nécessitent aussi que les compo-
<EMI ID=151.1>
dans ce décalage temporel dirigées en opposition, les unes par rapport aux autres. Avant de décrire le traitement des analyses spectrales, la synthèse des signaux à partir des analyses spectrales traitées,
une description plus détaillée sera faite des structures des étages d'analyse spectrale. La première considération sera la structure du filtre passe-bas bidimensionnel initial.
Comme cela est connu dans la technique des filtres, les structures de filtres bidimensionnelles peuvent être de nature non séparables ou en variante
de nature séparable. Un filtrage séparable dans une première et une seconde dimension peut se faire en filtrant d'abord dans une première direction en utilisant un premier filtre unidimensionnel puis en filtrant
dans une seconde direction perpendiculaire la première en utilisant un second filtre unidimensionnel. Ains, étant donné que les caractéristiques respectives passe-bas
de deux filtres unidimensionnels séparés en cascade situant un filtre séparable passe-bas bidimensionnel sont complètement indépendantes l'une de l'autre,
la fonction de noyau et le structure de chacun de ces filtres passe-bas peut être similaire à celle décrite ci-dessus en regard des figures 2a et 2b et des figures
3 à 11.
Dans le cas des images de télévision cons-
�
tituées par une trame de lignes horizontales de
balayage, les deux directions perpendiculaires d'un filtre séparable sont de préférence horizontal et vertical. Si un filtrage passe-bas bidimensionnel séparable est utilisé selon l'invention, certains avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas horizontal avant le filtrage passe-bas vertical tandis que d'autres avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas vertical avant le filtrage passebas horizontal. Par exemple, d'effectuer en premier le filtrage horizontal et la décomposition réduit de
moitié le nombre des échantillons d'éléments d'images
par ligne de balayage horizontal qui doivent être
traités par la fonction de noyau verticale pendant le filtrage vertical suivant. Mais d'effectuer en premier
le filtrage vertical permet d'utiliser la même structure de retard que celle nécessaire pour le retard relativement long imposé pour le filtrage vertical et de disposer également les retards de compensation respectifs (1215,
1225, 1235, 1245, 1255 et 1265) pour produire les
signaux respectifs GO-G5 à la borne positive de chacun des soustracteurs 1216, 1226, 1236, 1246, 1256 et 1266 des étages 1210, 1220, 1230, 1240, 1250, et 1260 de l'analyseur spectral de la figure 12.
Les réponses globales des filtres de fréquences spatiales bidimensionnelles séparables peuvent être carrées ou rectangulaires en sections parallèles
au plan des fréquences spatiales. Mais les réponses des filtres non séparables peuvent avoir d'autres sections. Des sections circulaires et elliptiques sont d'un intérêt particulier pour filtrer des signaux de télévision à balayage en trame car des fitlres avec des réponses
ayant ces sections peuvent être utilisés pour réduire
une résolution diagonale excessive dans les signaux
de télévision. L'uniformité de résolution des images
dans toutes les directions est importante, par exemple dans des systèmes de télévision où l'image doit être tournée entre la caméra et le dispositif de visualisation.
Le tableau ci-après est une matrice de pondérations de filtres ayant une configuration qui présente une symétrie par quadrants et une réponse de phase linéaire, caractéristique de filtre qui convient particulièrement pour les filtres passe-bas bidimensionnels
1211, 1221, 1231, 1241, 1251 et 1261 et pour les filtres passe-bas bidimensionnels 1214, 1224, 1234, 1244, 1254
et 1264 de la figure 12.
A B C B A
D E F E D
G H J H G
<EMI ID=152.1>
A B C B A
Une matrice de fonction de noyau ayant cette configuration des facteurs de pondération s'applique à son tour sur chacun des échantillons successifs d'images, chaque échantillon d'élément d'images, lorsqu'il est traité, correspondant en position au facteur de pondération central J de la matrice. Dans un.filtre passe-bas, le facteur de pondération J a le plus niveau d'amplitude relative et chacun des autres facteurs de pondération
a un niveau d'amplitude qui diminue de plus en plus en s'éloignant de la position centrale. Par conséquent,
les facteurs de pondération d'angle A sont ceux de plus bas niveau d'amplitude.
Dans le cas d'un filtre bidimensionnel
non séparable, les valeurs spécifiques sélectionnées
des niveaux d'amplitude de A, B, C, D, E, F,G,H, et J sont complètement indépendantes les unes des autres. Mais dans le cas d'un filtre séparable bidimensionnel, étant donné que les niveaux d'amplitude des facteurs pondération résultent des produits en croix des valeurs respectives des facteurs de pondération de noyau unidimensionnels en direction horizontale et verticale, les valeurs respectives de A,B,C,D,E,F,G,H, et J ne sont pas complètement indépendantes les unes des autres.
Un appareil de synthèse d'un signal électrique à partir des spectres des composantes qui peut se présenter sous la forme générale de la figure
13, présente une grande importance selon l'invention.
<EMI ID=153.1>
dans le temps par l'analyseur spectral de la figure
12 et doivent être retardées différentiellement pour
<EMI ID=154.1>
retard progressif pour le synthétiseur de signaux de la figure 3. La figure 13 représente un synthétiseur de signaux avec plusieurs étages successifs de synthèse
de signaux 1360, 1365, 1370, 1375, 1380, 1385. Chaque étage, grâce à l'utilisation d'une interpolation, produit une expansion de la matrice d'échantillons d'une composante spectrale pour que les mêmes dimensions que celles
des composantes spectrales immédiatement supérieures
en fréquences spatiales, permettant l'addition à cette composante spectrale. L'expansion de la matrice est faite en intercalant les points d'échantillons dans la matrice avec des zéros et en effectuant un filtrage passe-bas
du résultat pour éliminer la structure harmonique.
Le filtrage passe-bas a de préférence la même caractéristique de filtrage que le filtrage passe-bas associé avec le processus d'interpolation correspondant de l'analyseur spectrale de la figure 12.
Le filtrage passe-bas associé avec l'interpolation du synthétiseur de signaux supprime les
<EMI ID=155.1>
par un processus non linéaire, ce qui peut se produire dans des circuits de modification (tels que ceux décrits ci-dessus en regard de la figure 3) pouvant être intercalés entre l'analyseur de spectre de la figure 12 et
le synthétiseur de la figure 13. Ces processus non linéaires donnent lieu à des éléments erronés visibles dans l'image composite synthétisée s'il n'y a pas
un filtrage passe-bas associé avec les opérations d'interpolation utilisées dans le synthétiseur de signaux.
Dans le synthétiseur de la figure 13, des
<EMI ID=156.1>
avec des zéros dans le circuit d'expansion 1361 et passent par un filtre de fréquences spatiales passe-bas bidimensionnel 1362 similaire au filtre 1265 de l'analyseur spectrale de la figure 12. Des échantillons de la réponse
<EMI ID=157.1>
<EMI ID=158.1>
intercalés avec des zéros dans le circuit d'expansion
1366. Ce signal passe par un filtre passe-bas 1367 similaire au filtre passe-bas 1254 de la figure 12 et
<EMI ID=159.1>
avec des zéros dans un circuit d'expansion 1371 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1372 similaire au filtre 1244 de la figure 12. La réponse du filtre 1372 est additionnée à L'3 dans un
<EMI ID=160.1>
d'expansion 1376 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1377 similaire au filtre 1234 de la figure 12. La réponse du filtre 1377 est additionnée à
<EMI ID=161.1>
<EMI ID=162.1>
<EMI ID=163.1>
dans un circuit d'expansion 1381 et le résultat est
( filtré passe-bas dans un filtre 1382. La réponse du filtre 1382 est additionnée à L' dans un additionneur
<EMI ID=164.1>
pour une interpolation à un circuit d'expansion 1386 et à un filtre passe-bas 1387 similaire au filtre 1214 de la figure 12. La réponse du filtre 1387 est additionnée <EMI ID=165.1>
<EMI ID=166.1>
éventuellement avec des modifications.
Bien que la mise en oeuvre bidimensionnelle de l'invention convienne particulièrement pour un traitement d'images du spectre des fréquences spatiales d'images en temps réél, il est bien entendu que les informations bidimensionnelles que l'invention concerne
ne sont pas limitées aux spectres des fréquences spatiales d'images bidimensionnelles. Par exemple, l'une des deux dimensions peut correspondre à des informations de fréquences spatiales et l'autre des dimensions peut correspondre à des informations de fréquence temporelle.
En outre, l'invention convient pour analyser le spectre des fréquences en temps réel d'informations définies par plus de deux dimensions. Par exemple,dans
le cas d'informations tridimensionnelles, les trois dimensions peuvent correspondre à des informations spatiales ou en variante, deux des dimensions peuvent correspondre à des informations spatiales tandis que
la troisième correspond à des informations temporelles.
A cet égard, il y a lieu de considérer l'appareil de traitement d'images qui réagit à l'apparition d'un mouvement dans une image de télévision reproduite. Dans
ce cas, la partie du spectre des fréquences spatiales
de l'image visualisée correspondant aux objets immobiles reste la même dans les informations vidéo d'une trame
à l'autre, tandis que la partie du spectre des fréquences spatiales de l'image visualisée correspondant aux objets
r en mouvements change dans les informations vidéo
d'une trame à l'autre. Un analyseur de spectre selon l'invention peut être utilisé dans un tel appareil
de traitement d'images en utilisant des filtres passebas à trois dimensions. Deux des trois dimensions de ces filtres passe-bas sont spatiales et correspondent aux deux dimensions spatiales des filtres passe-bas bidimensionnels incorporés dans chaque étage de l'analyseur de spectre bidimensionnel de la figure 12. La troisième dimension est temporelle et correspond à
la caractéristique de structure fine du spectre tridimensionnel résultant des changements produits par des objets en mouvement dans les valeurs des niveaux d'amplitude des éléments d'images correspondants, d'une trame à l'autre de l'image visualisée.
Dans la description faite ci-dessus de plusieurs modes de réalisation de l'invention, il a été supposé que le signal temporel GO est un signal en bande de base ayant un spectre de fréquence qui définit les informations ayant une ou plusieurs dimensions. Comme il est connu, ces informations en bandes de base sont souvent transmises en formats multiplexés en fréquence, dans lequel les informations de bandes de base sont constituées par les bandes latérales d'une fréquence porteuse qui a été modulée par une composante d'informations en bandes de base. En utilisant des modulateurs et des démodulateurs appropriés dans les dispositifs respectifs de translation 100-1... 100-N de <EMI ID=167.1> multiplexé en fréquence.
Dans les revendications qui vont suivre,
le terme "registre à décalage" concerne également un dispositif remplissant une fonction équivalente, par exemple une mémoire à accès direct en série.
Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux modes de réalisation
<EMI ID=168.1> décrits et illustrés à titre d'exemples nullement limitatifs sans sortir du cadre de l'invention.