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formulée par
Société dite : GTE AUTOMATIC ELECTRIC INCORPORATED pour "Circuit d'alimentation à batterie tampon pour une interface de ligne d'abonné au téléphone" (Inventeur : Todd H. GARTNER) comme
BREVET D'INVENTION.
Priorité de la demande de brevet déposée aux Etats-Unis d'Amérique le 30 septembre 1982 sous le n 429, 743, au nom de Todd H. GARTNER, dont la société susdite est l'ayant droit.
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La présente invention concerne un système pour l'alimentation de lignes de communication en courant actif et, plus particulièrement, un système des- tiné à assurer un couplage inductif entre cette énergie et la ligne.
Traditionnement, une alimentation par batterie pour un appareil téléphonique d'abonné a été prévue via un transformateur à enroulement interrompu d'une résistance relativement faible (environ 400 ohms au total) situé sur la ligne côté bureau central. Ce transformateur fournit le courant de boucle requis par l'appareil téléphonique à partir du"point médian" de l'enroulement interrompu à l'intervention d'un condensateur de dérivation pour une faible impédance de courant alternatif. L'enroulement secondaire du transformateur est couplé dans le parcours de phonie du système de commutation. Etant donné que le transformateur véhicule un courant continu, on doit faire appel à un dispositif lourd, coûteux et physiquement encombrant en vue de maintenir la haute inductance requise pour une faible perte par insertion.
L'installation téléphonique est fréquemment exposée à des courants longitudinaux importants induits par des lignes commerciales à courant fort. Afin d'empêcher un couplage de ces courants dans le parcours métallique de phonie, un très bon équilibrage longitudinal est indispensable. L'obtention d'un équilibrage satisfaisant et d'une faible sensibilité à une induction de 60 Hz est un des objectifs les plus difficiles à atteindre dans la conception d'une interface de ligne.
Dans le procédé traditionnel décrit, la réalisation de ces objectifs exige l'utilisation d'un transformateur soigneusement étudié avec une concordance étroite des caractéristiques de l'enroulement interrompu. Hormis le montage d'alimentation par batterie, un moyen
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séparé doit également être prévu pour la détection des positions de MISE EN/HORS CIRCUIT du commutateur à crochet (supervision de boucle).
Récemment, on a proposé des montages d'alimentation à batterie tampon. Un exemple d'un tel montage est décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique NO 4. 056.691 aux noms de L. Freimanis et al. Dans ce système, le courant d'alimentation de la batterie est couplé à l'appareil téléphonique à partir d'une source de potentiel positif et négatif qui"flotte"et présente une impédance très élevée vis-à-vis du potentiel de la terre. L'avantage intrinsèque de ce procédé réside dans le fait que l'on obtient aisément un très bon équilibrage longitudinal et une immunité vis-à-vis d'une induction de courant alternatif. Une mesure de la protection transitoire contre la foudre constitue tout naturellement un avantage secondaire.
Dans ce procédé, le parcours de phonie est couplé par courant alternatif au circuit de ligne"flottant", permettant ainsi de concevoir un transformateur de couplage beaucoup plus petit et plus léger. De même, on peut envisager une détection par boucle de l'état de MISE EN/HORS CIRCUIT des impulsions de commutateur à crochet et de cadran via la même structure que celle utilisée pour fournir le potentiel de courant continu flottant.
Un objet de la présente invention est de fournir un moyen en vue d'alimenter économiquement une source de courant contrôlé à partir d'une source"flottante" vis-à-vis du potentiel de la terre. La caractéristique du courant contrôlé souhaité réside dans le fait qu'aucun réglage des paramètres de transmission pour la réais tance de boucle n'est requis.
Un deuxième objet de l'invention est d'engendrer ce courant contrôlé à partir d'un convertisseur continu-continu de retour modulé par impulsions de lar-
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geur variable, de telle sorte que la fréquence de commutation de ce convertisseur soit en synchronisme exact avec la fréquence vocale d'échantillonnage (8 kHz) dans un système de commutation numérique.
Un troisième objet de la présente invention est d'assurer économiquement la détection de l'état de MISE EN/HORS CIRCUIT du commutateur à crochet, ainsi que des impulsions de cadran rotatif à partir de la structure de base de l'alimentation par batterie.
Un quatrième objet de la présente invention est de fournir économiquement un moyen en vue de réduire la consommation de courant de l'alimentation par batterie elle-même à l'état raccroché (ligne libre).
Un cinquième objet de la présente invention est de fournir un moyen en vue de coupler économiquement le parcours acoustique (phonique) à l'alimentation par batterie.
Les objets précités, ainsi que d'autres caractéristiques de la présente invention et la façon de les réaliser apparaîtront plus clairement à la lecture de la description ci-après donnée en se référant aux dessins annexés dans lesquels : la figure 1 illustre, sous une forme schématique, un circuit d'interface de ligne de communication ; les figures 2 et 3 illustrent des formes d'ondes de courant et de tension en des points sélectionnés du circuit ; les figures 4 et 5 illustrent les relations courant/puissance sur le côté ligne.
Ainsi qu'on l'a mentionné précédemment, un rapport spécifique courant de boucle/résistance de boucle est souhaité afin que les gains de transmission ne nécessitent aucune compensation pour faire varier la résistance de boucle. La courbe désirée est illustrée en figure 4.
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Suivant la présente invention, on utilise un montage de conversion de base continu-continu de retour dans lequel on fait intervenir un transformateur de puissance à trois enroulements Tl. La matière du noyau de ce transformateur est un type linéaire de ferrite tel que celui utilisé pour des applications de commutation. Le transformateur T1 comporte un enroulement primaire qui est fractionné en deux enroulements Nl et N2, la prise centrale retournant à la batterie négative du central. Le secondaire est un enroulement unique isolé N3. Un transistor de sortie Q1 mis en service par un circuit de commande est utilisé à l'état HORS CIRCUIT ou EN CIRCUIT saturé en vue de commuter le courant à travers le premier enroulement Nl du côté primaire.
Lorsque ce transistor Q1 est mis en circuit, un courant peut s'accumuler dans le premier enroulement jusqu'à ce qu'un niveau prédéterminé soit atteint, moment auquel le transistor est mis hors circuit.
Dans le circuit de commande, on utilise un comparateur qui sert à la fois de verrouillage de mémoire et de détecteur de seuil pour le courant d'émetteur du transistor de sortie. Le verrouillage est positionné, alors que le transistor de sortie est à l'état conducteur, par une impulsion de synchronisation engendrée extérieurement par le système de commutation numérique.
Le verrouillage est remis à zéro lorsque le courant d'émetteur du transistor de sortie dépasse une valeur de seuil programmable.
Lorsque le transistor Q1 n'est pas conducteur et que le comparateur Al de la sortie du circuit de commande est à un niveau élevé, la diode d'entrée (+) CR1 maintient l'entrée positive à +3 volts. La tension de l'entrée positive du comparateur Al dépasse celle de l'entrée négative (laquelle est à environ-1 volt), si
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bien que la réaction positive ayant lieu via la diode CR1 maintient la sortie du comparateur A1 à un niveau élevé. Les comparateurs"LM339"utilisés dans la forme de réalisation décrite ici ont des sorties NPN à collecteur ouvert, leur émetteur étant ramené au po-
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tentiel négatif de-5 volts. Le transistor de sortie du comparateur A3 est également hors circuit, ce qui donne lieu à une tension de +2, 5 volts à l'entrée né- gative du comparateur A2.
Lorsque l'impulsion d'entrée de synchronisation passe à un niveau faible, la sortie du comparateur A2 est forcée à un niveau faible de-5 volts qui, via la diode CR1, force également la sortie du comparateur A1 à un niveau d'environ-5 volts.
A ce moment, l'action de verrouillage de la diode CR1 est invalidée. La fréquence des impulsions de synchronisation est choisie de telle sorte qu'elle soit un multiple entier, par exemple, 24 kHz, de la fréquence vocale d'échantillonnage en étant synchronisée avec celle-ci, ceci afin d'éviter des effets de"fréquence de battement"qui pourraient résulter de différences de fréquence de 8 kHz dans la commutation du convertisseur ; les fréquences de battement pourraient être échantillonnées involontairement par les 8 kHz et être digitalisées sous forme d'un signal parasite audible avec le signal vocal.
Lorsque l'impulsion de synchronisation passe à un niveau élevé au bout d'environ 1 uS, l'entrée négative du comparateur A1 repasse à une tension de courant continu qui est déterminée par des résistances R5 à R10, ainsi que par le premier détecteur de crête constitué d'une diode CR6, d'une résistance R23 et d'un condensateur C1, pour des résistances de boucle allant jusqu'à environ 1500 ohms. Pour cet intervalle opératoire, la tension d'entrée à l'entrée positive du comparateur A1 est toujours inférieure à la tension existant à l'entrée négative de ce dernier, soit environ-1 volt, si
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bien que la sortie du comparateur Al reste à un niveau faible. Le transistor Q2 fait office de tampon de courant pour mettre en circuit la base du transistor Ql.
Le courant circulant dans le premier enroulement N1 du transformateur T1 est nul immédiatement après le passage de l'impulsion de synchronisation à un niveau faible et il s'élève de manière linéaire comme le déterminent les paramètres du noyau, l'enroulement et la tension de batterie VBAT (figure 3). Le niveau de courant détecté à travers la résistance R17 donne lieu à une chute de tension proportionnelle à laquelle est ajouté un potentiel d'environ-1 volt via le diviseur
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raccordé à la tension VBAT et constitué des résistances RAI R18, R19. Cette tension finale alimente l'entrée négative du comparateur Al.
A mesure que le courant circulant dans le premier enroulement N1 s'élève, la tension présente à l'entrée négative du comparateur Al continue à baisser jusqu'à ce qu'elle soit égale à la tension existant à l'entrée positive, moment auquel la sortie du comparateur Al passe à un niveau élevé via la diode
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CR1, maintenant ainsi le transistor Q1 à l'état non con- ducteur. La sortie restera à un niveau élevé jusqu'à l'émission de l'impulsion de synchronisation suivante.
En conséquence, le niveau de courant de crête dans l'enroulement N1 est détecté pour être contrôlé par la tension présente à l'entrée positive du comparateur Al.
Dès que le transistor Q1 est mis hors circuit, les polarités de toutes les tensions d'enroulements s'inversent et la diode CR7 est polarisée positivement par l'enroulement secondaire N3. On obtient alors le courant désigné par i3 en figure 3 et l'énergie accumulée dans le flux du noyau est transférée au condensateur d'accumulation CS. La valeur de ce condensateur C5 est choisie de telle sorte qu'il se produise une faible ondulation sur un niveau de courant pratiquement continu
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pour une fréquence de commutation de 24 kHz.
La tension appliquée sur le condensateur C5 atteint un niveau de régime permanent dépendant de la résistance (charge) de la boucle extérieure et dans lequel l'énergie accumulée dans l'enroulement Nl est égale à la puissance dissipée par la charge multipliée par la durée d'un cycle de"destination". Le résultat net est qu'il est établi une tension moyenne de courant continu telle que le courant moyen prélevé par la boucle d'abonné est égal au courant moyen fourni par l'enroulement secondaire. Pour un système à durée de cycle fixe (fréquence fixe) tel que celui décrit ici, une tension de boucle moyenne à un courant de boucle donné équivaut à une certaine dissipation de puissance, ainsi qu'à une énergie proportionnelle accumulée dans l'enroulement primaire (juste avant la mise hors circuit du transistor).
Etant donné que l'énergie accumulée dans l'enroulement primaire est proportionnelle au courant primaire (élevé au carré), lequel est à son tour proportionnel à la tension de contrôle Vc, la tension de boucle ou le courant de boucle à une résistance de boucle donnée peut être contrôlé par cette tension Vc au côté isolé du primaire.
Il s'agit là du moyen essentiel permettant de contrôler le courant de boucle pour obtenir la caractéristique désirée, c'est-à-dire une caractéristique selon laquelle le courant de boucle n'est pas constant, mais varie graduellement en fonction de la résistance de boucle, de telle sorte qu'un flux de courant d'environ 40 mA circule sur des boucles courtes (100 ohms) et d'environ 25 mA, sur des boucles longues (2000 ohms).
Cette caractéristique maintient une faible dissipation de puissance sur des boucles courtes sans que l'on doive procéder à un réglage des gains de transmission comme ce pourrait être le cas si le courant était constant
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vis-à-vis de la résistance de boucle. Le contrôle est assuré par réinjection de la tension négative de crête détectée à partir de l'enroulement primaire lorsque le transistor de sortie est mis hors circuit.
Cette tension est proportionnelle à la tension secondaire accumulée sur le condensateur, ainsi qu'à la tension de boucle. Cette tension est cadrée de manière linéaire, puis décalée par un réseau de résistances approprié, la tension résultante Vc étant ensuite appliquée au circuit de comparaison/verrouillage. Moyennant un choix approprié des valeurs de décalage et de cadrage pour le réseau de résistances, conjointement avec les paramètres de noyau et d'enroulement, on obtient une approximation adéquate du courant de boucle désiré vis-à-vis de la résistance de boucle, la tension de boucle étant programmée par la caractéristique du transformateur et du réseau de résistances.
Au cours de la période pendant laquelle le transistor Q1 est non conducteur, la tension V < au collecteur de ce transistor (figure 1) atteint la valeur indiquée en figure 2 et a une polarité négative. Le premier détecteur de crête constitué de la diode CR6, de la résistance R23 et du condensateur Cl mémorise la valeur de cette tension négative et l'achemine au réseau de résistances de réaction R5 à R10. Les résistances R7 et R8 cadrent la tension vers le bas, tandis que les résistances R5 et R6 établissent une tension de polarisation décalée fixe. Le résultat est acheminé à l'entrée positive du comparateur Al.
De la sorte, la tension secondaire VL réinjectée dans le premier enroulement Nl au cours de la période pendant laquelle le transistor Q1 est hors circuit, est cadrée et décalée pour contrôler le comparateur Al de telle manière que l'on obtienne une caractéristique de tension de charge prédéterminée vis-à-vis de la résistance de
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charge. Bien que la réaction d'ensemble soit en fait positive, on obtient une tension VL stable comme on peut le constater en figure 5 qui est un diagramme illustrant la puissance de charge vis-à-vis de la tension de charge. On peut constater qu'à droite du point de fonctionnement, la puissance requise dépasse la puissance disponible et vice versa, à gauche de ce point ; dès lors, le point de fonctionnement est stable.
L'autre enroulement N2 du côté primaire alimente un second détecteur de crête, de telle sorte que la tension positive de crête présente sur cet enroulement soit accumulée sur le condensateur de détecteur de crête C2 si son amplitude dépasse celle de la tension de batterie ducentral. Cette tension est également proportionnelle à la tension de boucle de l'enroulement secondaire.
Moyennant un choix approprié des rapports de nombres de spires d'enroulement, cette tension assurera également un contrôle de la tension de boucle, mais uniquement lors du dépassement d'une résistance de boucle prédéterminée. Pour une résistance de boucle inférieure à environ 1500 ohms, la tension à l'enroulement N2 (V2 en figure 1) est négative, étant donné que l'amplitude de cette tension V2 ne dépasse pas celle de la tension VBAT. Le second détecteur de crête constitué de la diode CRS, de la résistance R20 et du condensateur C2 a une tension nette de -5 volts, étant donné que les résistances R21 et R22 déchargent le condensateur C2 à ce potentiel. La diode CR3 est soumise à une polarisation inverse et ce détecteur de crête n'exerce aucun effet sur le contrôle de la tension de ligne VL.
A mesure que la résistance de boucle augmente au-delà d'environ 1500 ohms, le condensateur C2 accumule un potentiel positif. Lorsque ce potentiel dépasse la tension de rupture de la diode CR2, un courant est acheminé à l'entrée positive du comparateur A1 via la résistance
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R10. Les résistances R9 et R10 sont choisies pour contrôler le degré de réaction du premier détecteur de crête au comparateur Al. L'effet d'ensemble de ce second parcours de réaction passant par la résistance RIO est fortement négatif ; une tendance à un accroissement de la tension de ligne VL a pour effet de réduire la largeur des impulsions du transistor Ql,
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abaissant ainsi la tension de ligne VL.
L'effet esij compté est de stabiliser la tension de ligne VL à un niveau prédéterminé ; la réaction est sélectionnée de telle sorte que la"tension d'erreur" (VL/RL) soit de l'ordre de 10 volts pour une résistance RL de 2000 à 8000 ohms. En utilisant cette relation, la sortie du second détecteur de crête est divisée par les résistances R21 et R22 et le résultat est acheminé au comparateur A4. Le point de déclenchement de ce comparateur est fixé pour garantir une détection dans l'intervalle de résistances de boucle allant jusqu'à 8 Kohms, et il devient la sortie de détection de supervision, où un niveau élevé de la sortie du comparateur A4 signifie un état de décrochage du combiné téléphonique. Une hystérésis est ajoutée via les résistances R24 et R25 pour masquer une ondulation sur le condensateur C2.
Les constantes de temps du condensateur C2 et des résistances R21, R22 sont choisies pour obtenir une reproduction fidèle des impulsions de cadran.
Lorsque la résistance de boucle continue à s'élever au-delà d'environ 8 Kohms, le comparateur A3 est actionné. Le seuil est fixé par le diviseur Rll, R12. Le comparateur A3 a pour fonction de forcer l'entrée négative du comparateur A2 à-5 volts pour une résistance RL dépassant environ 8000 ohms. Cette action inhibe la propagation de l'impulsion de synchronisation à travers le comparateur A2 et empêche un positionnement du verrouillage Al. En conséquence, le transistor Q1
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reste hors circuit. Lors d'une opération réelle, le transistor Q1 est soumis, par la réaction négative et via le comparateur A3, à une modulation d'impulsions en fréquence servant à maintenir la tension de boucle à un maximum proche de 65 volts.
Outre l'action du second détecteur de crête, cette modulation assure un degré de contrôle d'énergie précis qui est nécessaire à mesure que la résistance de boucle se rapproche de l'infini, ce qui correspond à l'état de raccrochage du combiné téléphonique. Cette"coupure de puissance de ligne libre"minimise la dissipation de puissance totale à l'état de ligne libre ou de raccrochage du combiné téléphonique.
Le parcours acoustique est couplé à l'extrémité de boucle et aux conducteurs d'appel via un condensateur et un transformateur de couplage T2. Etant donné qu'aucun courant continu ne passe dans ce transformateur, ce dernier peut être constitué d'un enroulement de faible section bobiné sur un noyau en ferrite à haute perméabilité. Un filtre électronique passe-bas simulant un inducteur est monté sur le côté de la boucle situé entre le condensateur C5 et l'équipement de poste, de telle sorte qu'une haute impédance de courant alternatif soit présente dans l'alimentation par batterie, ce qui est nécessaire pour éviter une charge du signal sonore couplé à l'équipement de poste.