VERS CH IL VERSTERKER
De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een verschilversterker met twee signaaltakken die elk in serie
met een gemeenschappelijke stroombron tussen de klemmen van een vermogenvoedingsbron verbonden zijn en elk een signaalingang hebben.
Ee n dergelijke versterker is bekend uit het VSA oktrooi 4 284 957. Indien deze versterker in staat moet zijn om te werken op of te weerstaan aan een betrekkelijk hoge spanning, bij voorbeeld hoger dan 200 Volts, als gevolg van zi j n aanwending in een telefonielij nketen waar dergelijke hoge waarden kunnen voorkomen bij belsignalen, dient elk van de twee serieketens gevormd door een signaaltak en de gemeenschappelijke stroombron hoogspanningsinrichtingen, zoals transistoren, te omvatten om aan een dergelijke hoge voedingsspanning te weerstaan. A nderzijds, opdat een dergelijke versterker in staat zou zij n om aan z ij n ingangen gelegde hoogspannings "common mode": signalen te weerstaan, dienen dergelijke hoogspanningsinrichting ook aanwezig te zijn in
elk van de twee serieketens gevormd door het gedeelte van een signaaltak dat zich uitstrekt tussen een ingang en de vermogenvoedingsklem waarmee deze gemeenschappelijke bron verbonden is. Dit is de reden waarom over het algemeen de meeste van
de inrichtingen, zoals tra nsistoren, gebru ikt in verschil versterkers die in staat zijn om aan een hoge spanning te weerstaan ook deze eige nschap bezitten.
Ee n nadeel van het gebruik van hoogspanningstransistoren, in het bijzonder in verschil-of operationele versterkers, waar de twee signaaltakken nauwkeurig aan elkaar moeten aangepast zijn, is dan de nauwkeurigheid van hun fabrikage, d.w.z. hun kwaliteit, kleiner dan deze van laagspanningstransistoren die in geintegreerde vorm bovendien minder siliciumoppervlakte vereisen.
Een doelstelling van de onderhavige uitvinding bestaat erin een verschil- of operationele versterker van het hierboven beschreven type te verschaffe n, maar waarin een merkelijk aantal laagspanningsinrichtingen gebruikt kunnen worden, niettegenstaande hij in staat is aan hoogspanningsingangssignalen te weerstaan.
Volgens de u itvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat hij tussen elk van deze signaalingangen en deze gemeenschappelijke stroombron een parallelsignaaltak omvat, welke een lage impedantie heeft in vergelijking met deze van deze stroombron en in staat is om een nagenoeg constante spanning tussen elk van deze ingangen en het verbindingspunt van deze takken en deze stroombron te verwezenlijken.
Aldus, wanneer een "common mode" signaal bijvoorbeeld aan de ingangen van de versterker gelegd wordt, ver-
<EMI ID=1.1>
constante spanning ook over een gedeelte van elke signaaltak dat zich uitstrekt tussen een versterkeringang en het verbindingspunt. Zelfs als een hoogspanningsingangssignaal aangelegd wordt vereisen deze gedeelten van de signaaltakken daarom de aanwending van een hoogspanningsinrichting niet, w aarbij een dergelijke inrichting enkel in de stroombron vereist zijn.
Een andere kenmerkende eingenschap van de onderhavige verschilversterker is dat deze signaaltakken een paar hoogspanningstransistoren omvatten, elk met zij n basis verbonden met een respektieve signaalingang, met zijn collector
<EMI ID=2.1> verbonden met één van deze vermogenvoedingsklemmen en met z ij n emitter gekoppeld met dit verbindingspunt, waarbij
deze stroombron een derde hoogspanningstransistor omvat.
Aldus, door het gebruik van een totaal van slechts drie hoogspanningstransistoren is deze versterker nu in staat om niet enkel aan hoogspanningsingangssignalen maar ook aan een hoge voedingsspanning te weerstaan.
Nog een andere kenmerkende eigenschap van de onderhavige verschilversterker is dat deze parallelsignaaltakken uit de serieverbinding van dioden bestaan.
Zoals later zal worden beschreven zullen dergelijke dioden bij voorkeur door de emitter-basis juncties van laagspanningstransistoren verwezenlijkt worden.
De hierboven vermelde en andere doeleinden en kenmerken van de uitvinding zullen duidelijker worden en de uitvinding zelf als het best begrepen worden aan de hand van de hiernavolgende beschrijving van uitvoeringsvoorbeelden en van de bijbehorende tekeningen waarin :
Fig. 1 een stroomloopdiagram is van een eerste uitvoering van een verschilversterker volgens de uitvinding; Fig. 2 een stroomloopdiagram is van een tweede u itvoer ing .
De in Fig. 1 getoonde operationele versterker wordt gevoed vanuit een vermogenvoedingsbron, bijvoorbeeld klemmen +V en -V. Het ontwerp van de versterker is zodanig dat hij gebruikt kan worden in omstandigheden waarin de spanning die door deze bron geleverd wordt merkelijk hoger kan liggen dan hetgeen volstaat voor zijn eigenlijke werking. Het potentiaalverschil kan bij voorbeeld hoger zij n dan 200 Volts, opgewekt door het aanleggen van belstroom als de versterker deel uitmaakt van een telefonielijnketen. De versterker omvat een ingangstrap 1, een tussentrap 2, en een uitgangstrap 3. Ingangstrap 1 heeft een inverterende ingang aangeduid met - en een niet-inverterende ingang aangegeven
met +, en uitgangstrap 3 heeft een uitgang OUT.
Om met sukses aan een dergelijk hoog potentiaalverschil tussen de klemmen +V en -V te weerstaan, omvat de ingangstrap 1 eerst en vooral de hoogspannings NPN transistoren Ql en Q2 die in emittervolgeropstelling gebruikt worden. Hun collectoren zij n beide verbonden met -+V, hun basissen zij n respektievelijk verbonden met de ingangen + en -, en hun emitters zijn respektievelijk verbonden met deze van het
paar laagspannings PNP laterale trans istoren Q3/Q5 en Q4/Q6
<EMI ID=3.1>
en Q4/Q6 zowel als de collectoren van Q5 en Q6 zijn onderling verbonden, zodat laatstgenoemde twee transistoren als dioden werken. Aldus zijn de paren transistoren Q3/Q5 en Q4/Q6 elk in stroomspiegelopstelling verbonden. De collector van transistor Q3 is verbonden met de collector van de als diode geschakelde laagspannings NPN transistorQ7, en de collector van transistor Q4 is verbonden met de collector van laagspannings NPN transistor Q8 waarvan de basis met deze van
<EMI ID=4.1>
in stroomspiegelopstelling verbonden en zij vormen een aktieve belasting voor de transistoren Q3 en Q4. De collector van
Q8 vormt de uitgang O van de ingangstrap 1 die een voorspanning ontvangt van de stroombron welke de NPN transistoren Q13 en Q14, die in stroomspiegelopstelling verbonden zij n, zowel als weerstand R2 omvat. Laatstgenoemde transistor Q14 is een hoogspanningstransistor waarvan de collector verbonden is met het gemeenschappelijk verbindingspunt A van de emitters Q7 en Q8 en waarvan de basis verbonden is met deze van laagspanningstransistor Q13, zowel als met de collector daarvan, welke collector
<EMI ID=5.1>
Q13 en Q14 met -V verbonden zijn.
De collectors en basissen van de als diode geschakelde transistoren Q5 en Q6 zijn via een aktieve belasting,
<EMI ID=6.1>
met de collector van laagspannings NPN transistor Q15 verbonden. Transistor Q19 is als diode geschakeld, zoals getoond, met zijn basis in stroomspiegelopstelling gekoppeld met deze
<EMI ID=7.1>
pektievelijk verbonden met deze van Qll/12 en Q15. De collectors en basissen van beide transistoren Q9 en Qll zij n onderling verbonden zodat, gez ien de emitter van Qll met de basis
van Q12 verbonden is, twee in serie verbonden voorwaarts gepolarizeerde diodejuncties aanwezig zij n tussen de gemeenschappelijke basis van Q9/10 en het hierboven vermelde gemeenschappelijke verb indingspunt A waarmee de emitters van
Q12 en Q15 verbonden zijn.
Transistor Q15 waarvan de basis verbonden is met de klem 0, d.w.z. met de uitgang van de ingangstrap (collector
van Q8) , maakt deel:: u it van de tusse ntrap 2 die werks als niveauverschuivende omvormer en als drijftrap. De collectoruitgang van Q15 en het verbindingspunt A zijn met zijn ingangsklemmen verbonden en hij omvat de hoogspanningstransistoren
Q16, Q17, Q18 en Q20. Hij zorgt voor de omvorming van een vlottend signaal dat verschijnt over de omvormeringangsklemmen van de omvormer, d.w.z. de basissen van Q16 en Q17, naar een niet-vlottend signaal dat verschijnt tussen de omvormer uitgangsklemmen, waarvan de klem door de klem -V van de vermogenvoedingsbron en de aktieve klem door de emitter van Q18 gevormd wordt. De collector van NPN transistor Q16 is verbonden met +V en zij n emitter is verbonden met de emittei van Q17, die een hoogspannings laterale PNP transistor is waarvan de collector verbonden is met de basis van NPN transistor Q19 wiens collector met de emitter van Q17 verbonden is. Transistor Q16 is
een emittervolger die een impedantieomzetting verschaft van de collector van Q15 naar de emitter van Q17. Transistor Q18, anderzijds, wordt gebruikt om de stroomversterkingsfactor beta van transistor Q17 te verbeteren. De samengestelde transistor Q17, Q18 heeft een beta factor die het produkt is van de individuele beta factoren van Q17 en Q18, maar werkt nog steeds als een PNP transistor en heeft een betrekkelijk kleine afsnijfrequentie. De emitteruitgang van Q18 die de aktieve uitgangsklem van de omvormer vormt is met het referentiepotentiaal -V via weerstand R3 verbonden. De basis van Q18 is verbonden met -V via het collector-emitterpad van laagspannings NPN transistor Q19 die, zoals Q14, in stroomspiegelopstell ing met transistor Q13 verbonden is. Q19 is e chter voorzien van een kleine emitter zodat zij n collector-
<EMI ID=8.1>
van Q14. De emitter van trans istor Q18 is verbonden met de basis van hoogspannings NPN transistor Q20 waarvan de emitter verbonden is rnet-V en waarvan de collector verbonden is met
de uitgangstrap 3 voor wie transistor Q20 de drij ftransistor vormt.
Deze uitgangstrap 3 omvat hoogspannings NPN transistor Q21 en hoogspannings PNP transistor Q22 waarvan de collector-emitterpaden tussen +V en -V in serie verbonden zij n, zoals getoond, en waarvan de bas issen onderling verbonden
z i j n via de "cross-over" verlage nde voorwaarts gepolarizeerde diodejuncties verschaft door de hoogspannings NPN transistoren Q23 en Q24 die onderling verbonden zijn zoals getoond. De u itgangstrap ontvangt een voorspanning van de stroombron, die bestaat uit weerstand Rl en de als diode geschakelde hoogspannings PNP transistor Q25, die in serie tussen +V en -V verbonden, zoals getoond. De basis van transistor 025 is verbonden met de basis van de hoogspannings stroomspiegelPNP transistor Q26 waarvan de emitter verbonden is met +V
en waarvan de collector met de basis van Q21 verbonden is.
<EMI ID=9.1> Deze van Q22 is verbonden met de collector van de hoogspanningsNPN drijftransistor Q20.
Uit hetgeen voorafgaat volgt dat de ingangstrap
<EMI ID=10.1>
serie met een gemeenschappelijke stroombron Q14 tussen de klemmen +V en -V van een vermogenvoedingsbron verbonden zij n en die elk een signaalingang, respektievelijk + en -, bezitten. Tussen elk van deze signaal ingangen en de gemeenschappelijke stroombron, d.w.z. na Ql en Q2, is een parallelsignaaltak verbonden welke respektievelijk de basis-emitter van transistoren
<EMI ID=11.1>
waarbij elke dergelijke parallels ignaaltak vier dergelijke dioden in serie omvat welke een lage impedantie vertonen in vergelijking met deze van de stroombron .
Enkel de transistoren Ql, Q2 en Q14 zijn hoogspanningstransistoren opdat de ingangstrap in staat zou zijn te werken op en te weerstaan aan de hoger vermelde hoge voedingsspanning, die groter kan zij n dan 200 Volts.
Anderzijds kunnen de transistoren Q3, Q7 en Q4,
<EMI ID=12.1>
parallelsignaaltakken laagspanningstransistoren zijn omdat elk van deze paralleltakken tussen de emitters van Ql/2 en het verbindingspunt A een spanning verwezenlijkt die gelijk
is aan de som van vier emitter-basisspanningen en daarom klein is, zodat tussen elke signaalingang en punt A deze spanning geli jk is aan vij f emitter-basisspanningen. Bijgevolg, als een "common mode" signaal aan de versterkeringangen gelegd wordt bij ft de spanning tussen het gedeelte van de signaaltakken gelegen tussen een versterkeringang en het verbindingspunt A constant, terwijl de spanning op dit gemeenschappelijk verbindingspunt A in funct ie van de grootte van dit signaal verandert. Dit is een andere reden waarom Q14 een hoogspanningstransistor dient te zijn.
Als een dergelijk "common mode"signaal wordt aangelegd, blijven de stromen in de takken Q3, Q7; Q4, Q8;
<EMI ID=13.1>
noeg constant, onafhankelijk van de grootte van dit signaal. Inderdaad, de collectorstromen van Q3 en Q4 zijn nagenoeg dezelfde, bijvoorbeeld I, als de basisstroom van Q15 verwaarloosd wordt, als gevolg van de stroomspiegelopstelling van
<EMI ID=14.1>
stelling van Q3 tot Q6 zijn ook de collectorstromen van Q5
en Q6 nagenoeg gelijk aan I, waarbij deze stroom naar punt
A vloeit via de als diode geschakelde transistoren Qll en Q12. Tenslotte, omdat Q9 en Q10 ook in stroomspiegelopstelling geschakeld zijn, zijn hun collectorstromen ook nagenoeg gelijk aan I. Bijgevolg, bij vervoerlozing van de basisstroom van t rans istor Q16 is de collectorstroom van Q15 ook nagenoeg gelijk aan I, d.w.z. één vierde van de stroom geleverd door de stroombron welke Q14 omvat.
Als een verschilspanningssignaal aan de versterker gelegd wordt heeft dit signaal geen invloed op de spanning
van het vlottend verbindingspunt A, maar een overeenkomstig uitgangssignaal verschijnt nu tussen de collector en emitter van Q8. In de tussentrap 2 wordt dit signaal versterkt door
<EMI ID=15.1>
verbonden is. De aldus over transistor Q15 opgewekte spanning wordt gelegd tussen de hoger vermelde ingangsklemmen van de omvormer, d.w.z. tussen de basissen van de hoogspanningstransistoren Q16 en Q17 die het vlottend signaal over Q17 versterken en het in een niet-vlottend en van niveau verschoven signaal omvormen, waarbij dit signaal verschaft wordt tussen
<EMI ID=16.1>
Dit signaal wordt dan verder versterkt door transistor Q20.
Zoals hierboven vermeld maken de als diode geschakel, transistoren Qll en Q12 de verandering van de spanning van het verbindingspunt met het "common mode" ingangs s ignaal mogelijk. Er zijn twee dergelijke dioden in serie vereist om de goede werking van transistor Q10 mogelijk te maken.
<EMI ID=17.1>
emitterjuncties van Qlo en Q17 in serie verbonden is, is het noodzakelijk ook de basis van transistor Q10 met punt A via minstens twee dergelijke dioden�te verbinden. Anders beschouwd, de als diode geschakelde transistoren Qll en Q12 verzekeren eveneens dat, via Q10, een gepaste voorspanning tussen de basissen van de transistoren Q16 en Q17 gelegd wordt teneinde hun werking mogelijk te maken.
Het hoger vermelde uitgangssignaal van transistor
<EMI ID=18.1>
niet beschreven zal worden gezien deze zonder belang is voor
de onderhavige uitvinding en welbekend is uit blz. 300-308
van het boek "Analysis and design of analog integrated circuits" door P.R. Gray en R.G,.Meyer, 1977, gepubliceerd door J. Wiley and Sons. Dit boek beschrij ft op blz. 333 ook een ingangstrap met transistoren die overeenkomen met Ql tot Q4, Q7 en Q8.
In de onderhavige versterker vloeit een signaal gelegd aan de ingang via ingangstrap 1, transistoren Q17,
Q18, Q20 van de tussentrap 2, en de uitgangstrap 3 naar de uitgang OUT van de versterker. Aldus is Q17 de enige hoogspannings (PNP) laterale transistor die van dit signaalpad
deel uitmaakt. Uit blz. 59 van het boek "Analog integrated circuit design" door A.R. Grebeke, 1972, gepubliceerd door
Van Nostrand, Reinhold Company, volgt dat de afsnij frequentie of frequentie bij eenheidsversterking van een laterale transistor betrekkelijk klein is in vergelijking met deze van
<EMI ID=19.1>
zelfs nog kleiner voor een hoogspannings laterale transistor.
Anderzijds is het bekend om de stabiliteit van een verschilversterker te verbeteren door in zijn signaalpad
<EMI ID=20.1> een zogenaamde compensatie capacitantie in te brengen,
welke capacitantie de overheersende pool van de versterker in de richting van de lagere frequenties verschuift en aldus de frequentie bij eenheidsversterking van de versterker vermindert.
Bijgevolg, door de hoogspannings laterale trans istor Q17 in het signaalpad van de versterker te brengen wordt een compensatie-effect verkregen juist alsof een compensatie capacitantie gebruikt zou zij n.
Omdat de versterking verschaft door de hierboven beschreven versterker betrekkelijk groot is kan het nog nodig zijn om, benevens Q17, nog een compensatiecapacitantie te gebruiken, zoals Cl verbonden tussen de collector en basis van Q20. Klaarblijkelijk kan deze capacitantie dan kleiner zijn dan zonder transistor Q17.
De in Fig. 2 getoonde operationele versterker
<EMI ID=21.1>
doelmatige wijze op een geïntegreerde stroomloopchip vervaardigd te kunnen worden. Componenten die dezelfde functie hebben als in Fig. 1 zij n met dezelfde referenties aangeduid, echter voorzien van een accent .
Deze operationele versterker verschilt van deze
van Fig. 1 doordat :
- één enkele voorspanningsketen gebruikt wordt om alle drie <EMI ID=22.1>
deze keten transistors Q' 25, Q' 2 6, klem HV-Rl-2, weerstand R'l, klem HVR1-1 en transistors Q'28 tot Q'33 omvat die alle verbonden zij n zoals getoond;
- de door een stroombron gevormde actieve belasting van de <EMI ID=23.1>
waarvan de basis en emitter respectievelijk met de collector en basis van Q'7 verbonden zij n en waarvan de collector verbonden is met de verenigde collectors en basissen van <EMI ID=24.1>
- er geen gebruik gemaakt worde van een bijkomende versterkertrap Q9, Q10, Q15. In plaats daarvan wordt de spanning tussen de collector en emitter van Q'8 rechtstreeks aangelegd <EMI ID=25.1> zoals getoond, met -V verbonden via transistor Q' 30 in paralle:
met de basis-emitterjunctie van transistor Q'36 en weerstanden R5 en R7 allemaal in serie:
- er geen gebru ik gemaakt wordt van een trans istor overeenkomend met Q20;
- er gebruik gemaakt wordt van een verschillende uitgangstrap die in beginsel gekend is uit blz. 308-311 van het hiervoor vermelde boek van P .R . Gray welke op blz . 313-316 ook beschermingsketens tegen overbelasting beschrijft.
Deze uitgangstrap omvat NPN transistors Q'34 tot
<EMI ID=26.1>
-V via stroomspiegeltransistor Q'33 en zijn basis is met de emitter van transistor Q'18 van de tussentrap 2' verbonden. Het collector-emitterpad van Q'35 is verbonden tussen +V en klem OUT via de overbelastingsbeschermingsweerstand R6, terwijl het collector-emitterpad van transistor Q'37 tussen deze klem OUT en -V verbonden is via overbelast ingsbeschermingsweerstand R7 . Het collector-emitterpad van Q'34 is in serie verbonden met weerstand R4 tussen +V en weerstand R6, waarbij de emitter van Q'34 met de basis van Q'35 verbonde n is. Klem OUT en het verbindingspunt van de collector van Q'26 en de basis van Q'34 zij n verbonden met de collector van Q'36 via
de als diode geschakelde transistoren, respektievelijk Q'39
en Q'38. De emitter van Q'36 is ook met de basis van Q'37
�
verbonden. Het collector-emitterpad van overbelastingsbescher-
<EMI ID=27.1>
en klem OUT, waarbij de basis van Q'40 verbonden is met het verbindingspunt van weerstanden R4 en R6. Op gelijkaardige wijze is het collector-emitterpad van overbelast ingsbeschermingstransistor Q'41 is verbonden tussen de basis van Q'36 en -v, waarbij de basis van Q'41 verbonden is met het verbindingspunt van de weerstanden R5 en R7. De werking van deze uitgangstrap wordt niet in detail beschreven gezien ze b eke nd is uit het boek door P.R. Gray en zonder be lang is voor de onderhavige uitvinding.
<EMI ID=28.1>
Zonder transistor Q'32 zou de collectorspanning van Q'31 deze van het verbindingspunt A volgen en hetzelfde zou gelden voor de collectorstroom tengevolge van de helling van de karakteristiek collector-emitterspanning/collectorstroom d.w.z. tengevolge van de Early spanning. Door het gebruik van tra nsistor Q'32 wordt de collector van Q'31 op een vaste spanning gehouden, die gelijk is aan de vaste spanning op de basis van Q'29 verminderd met de basis-emitterspanning van
<EMI ID=29.1>
de spanningsvariaties op punt A, die nu gelijk is aan vier emitter-basisspanning onder de ingangsspanning omdat transistors Q9 en Q10 z ij n weggelaten.
Hoewel de principes van de uitvinding hierboven zijn beschreven aan de hand van bepaalde uitvoeringsvormen en wijzigingen daarvan, is het duidelijk, dat de beschrijving slechts bij wijze van voorbeeld is gegeven en de uitvinding niet daartoe is beperkt .
<EMI ID=30.1>
FRESH CH IL AMPLIFIER
The present invention relates to a differential amplifier with two signal branches, each in series
are connected to a common power source between the terminals of a power supply source and each have a signal input.
Such an amplifier is known from USA patent 4 284 957. If this amplifier must be able to operate at or withstand a relatively high voltage, for example higher than 200 Volts, as a result of its use in a telephone line In a chain where such high values may occur with ring signals, each of the two series circuits formed by a signal branch and the common power source must include high voltage devices, such as transistors, to withstand such a high supply voltage. On the other hand, in order for such an amplifier to be able to withstand high voltage common mode signals applied to its inputs, such high voltage device must also be present in
each of the two series circuits formed by the portion of a signal branch extending between an input and the power supply terminal to which this common source is connected. This is why in general most of it
the devices, such as transistors, use differential amplifiers capable of withstanding a high voltage also possess this property.
One drawback of using high voltage transistors, especially in differential or operational amplifiers, where the two signal branches must be precisely matched, is that the accuracy of their manufacture, ie their quality, is less than that of low voltage transistors integrated in shape also require less silicon surface.
An object of the present invention is to provide a differential or operational amplifier of the type described above, but in which a significant number of low voltage devices can be used, although it is able to withstand high voltage input signals.
According to the invention, this object is achieved in that it comprises a parallel signal branch between each of these signal inputs and this common power source, which has a low impedance compared to that of this power source and is capable of maintaining a substantially constant voltage between each of these inputs and realize the junction of these branches and this power source.
Thus, when a common mode signal is applied to the inputs of the amplifier, for example,
<EMI ID = 1.1>
constant voltage also across a portion of each signal branch extending between an amplifier input and the connection point. Therefore, even when a high voltage input signal is applied, these portions of the signal branches do not require the use of a high voltage device, such device being required only in the power source.
Another characteristic feature of the present differential amplifier is that these signal branches comprise a pair of high voltage transistors, each with their base connected to a respective signal input, with its collector
<EMI ID = 2.1> connected to one of these power supply terminals and with its emitter coupled to this connection point, where
this current source comprises a third high voltage transistor.
Thus, by using a total of only three high voltage transistors, this amplifier is now able to withstand not only high voltage input signals but also a high supply voltage.
Yet another characteristic feature of the present differential amplifier is that these parallel signal branches consist of the series connection of diodes.
As will be described later, such diodes will preferably be implemented by the emitter-base junctions of low voltage transistors.
The above-mentioned and other objects and features of the invention will become more apparent and the invention itself will be best understood by reference to the following description of embodiments and the accompanying drawings, in which:
Fig. 1 is a flow chart of a first embodiment of a differential amplifier according to the invention; Fig. 2 is a flow chart of a second output.
The one shown in FIG. 1 operational amplifier shown is powered from a power supply source, e.g., terminals + V and -V. The design of the amplifier is such that it can be used in conditions where the voltage supplied by this source may be noticeably higher than that sufficient for its actual operation. For example, the potential difference may be greater than 200 Volts, generated by applying bell current if the amplifier is part of a telephone line circuit. The amplifier comprises an input stage 1, an intermediate stage 2, and an output stage 3. Input stage 1 has an inverting input indicated by - and a non-inverting input indicated
with +, and output stage 3 has an output OUT.
To successfully resist such a high potential difference between terminals + V and -V, the input stage 1 includes first and foremost the high voltage NPN transistors Q1 and Q2 used in emitter follower arrangement. Their collectors are both connected to - + V, their bases are connected to inputs + and - respectively, and their emitters are connected to those of the
pair of low voltage PNP lateral transistors Q3 / Q5 and Q4 / Q6
<EMI ID = 3.1>
and Q4 / Q6 as well as the collectors of Q5 and Q6 are interconnected, so that the latter two transistors act as diodes. Thus, the pairs of transistors Q3 / Q5 and Q4 / Q6 are each connected in current mirror arrangement. The collector of transistor Q3 is connected to the collector of the diode-switched low-voltage NPN transistor Q7, and the collector of transistor Q4 is connected to the collector of low-voltage NPN transistor Q8, the base of which is connected to that of
<EMI ID = 4.1>
connected in current mirror arrangement and they form an active load for transistors Q3 and Q4. The collector of
Q8 forms the output O of the input stage 1 which receives a bias voltage from the current source comprising the NPN transistors Q13 and Q14, which are connected in current mirror arrangement, as well as resistor R2. The latter transistor Q14 is a high voltage transistor whose collector is connected to the common connection point A of the emitters Q7 and Q8 and whose base is connected to that of low voltage transistor Q13 as well as its collector, which collector
<EMI ID = 5.1>
Q13 and Q14 are connected to -V.
The collectors and bases of the diode-switched transistors Q5 and Q6 are via an active load,
<EMI ID = 6.1>
connected to the collector of low voltage NPN transistor Q15. Transistor Q19 is connected as a diode, as shown, with its base in current mirror arrangement coupled to this one
<EMI ID = 7.1>
pectively connected to those of Q11 / 12 and Q15. The collectors and bases of both transistors Q9 and Qll are interconnected so that, given the emitter of Qll with the base
of Q12, two series-connected forward polarized diode junctions are present between the common base of Q9 / 10 and the above common connection point A to which the emitters of
Q12 and Q15 are connected.
Transistor Q15 whose base is connected to terminal 0, i.e. to the output of the input stage (collector
of Q8), is part of the interstage 2 that works as a level-shifting inverter and as a driving stage. The collector output of Q15 and connection point A are connected to its input terminals and it includes the high voltage transistors
Q16, Q17, Q18 and Q20. It converts a floating signal that appears across the drive's inverter input terminals, that is, the bases of Q16 and Q17, into a non-floating signal that appears between the drive's output terminals, the terminal of which is connected through the terminal -V of the power supply source and the active clamp is formed by the emitter of Q18. The collector of NPN transistor Q16 is connected to + V and its emitter is connected to the emitter of Q17, which is a high voltage lateral PNP transistor whose collector is connected to the base of NPN transistor Q19 whose collector is connected to the emitter of Q17 is. Transistor Q16 is
an emitter follower that provides impedance conversion from the collector of Q15 to the emitter of Q17. Transistor Q18, on the other hand, is used to improve the current amplification factor beta of transistor Q17. The composite transistor Q17, Q18 has a beta factor which is the product of the individual beta factors of Q17 and Q18, but still functions as a PNP transistor and has a relatively small cutoff frequency. The emitter output of Q18 which forms the active output terminal of the inverter is connected to the reference potential -V via resistor R3. The base of Q18 is connected to -V through the collector-emitter path of low voltage NPN transistor Q19 which, like Q14, is connected in current mirror arrangement to transistor Q13. Q19, however, is equipped with a small emitter so that it collects one collector.
<EMI ID = 8.1>
from Q14. The emitter of transistor Q18 is connected to the base of high voltage NPN transistor Q20 whose emitter is connected rnet-V and whose collector is connected to
the output stage 3 for which transistor Q20 forms the driving transistor.
This output stage 3 includes high voltage NPN transistor Q21 and high voltage PNP transistor Q22 whose collector-emitter paths are connected in series between + V and -V, as shown, and whose bass is interconnected
are forward polarized diode junctions provided by the high voltage NPN transistors Q23 and Q24 which are interconnected via the "crossover" lowering as shown. The output stage receives a bias voltage from the current source, which consists of resistor R1 and the diode-switched high voltage PNP transistor Q25, connected in series between + V and -V, as shown. The base of transistor 025 is connected to the base of the high voltage current mirrorPNP transistor Q26 whose emitter is connected to + V
and whose collector is connected to the base of Q21.
<EMI ID = 9.1> This of Q22 is connected to the collector of the high voltage NPN driving transistor Q20.
From the foregoing it follows that the input stage
<EMI ID = 10.1>
connected in series to a common current source Q14 between the terminals + V and -V of a power supply source, each of which has a signal input, + and -, respectively. Between each of these signal inputs and the common current source, i.e. after Q1 and Q2, a parallel signal branch is connected, which is respectively the base emitter of transistors
<EMI ID = 11.1>
each such parallel signal branch comprising four such diodes in series which exhibit a low impedance compared to that of the current source.
Only transistors Q1, Q2 and Q14 are high voltage transistors so that the input stage will be able to operate on and withstand the above mentioned high supply voltage, which may be greater than 200 Volts.
On the other hand, the transistors Q3, Q7 and Q4,
<EMI ID = 12.1>
parallel signal branches are low voltage transistors because each of these parallel branches between the emitters of Q1 / 2 and junction A produces a voltage equal
is to the sum of four emitter base voltages and is therefore small, so that between each signal input and point A this voltage is equal to five emitter base voltages. Consequently, if a "common mode" signal is applied to the amplifier inputs at ft, the voltage between the portion of the signal branches located between an amplifier input and the connection point A is constant, while the voltage at this common connection point A depends on the magnitude of this signal changes. This is another reason why Q14 should be a high voltage transistor.
When such a common mode signal is applied, the currents remain in branches Q3, Q7; Q4, Q8;
<EMI ID = 13.1>
name constant regardless of the magnitude of this signal. Indeed, the collector currents of Q3 and Q4 are almost the same, for example I, if the base current of Q15 is neglected, due to the current mirror arrangement of
<EMI ID = 14.1>
theorem from Q3 to Q6 are also the collector currents of Q5
and Q6 is substantially equal to I, taking this current to point
A flows through the diode-switched transistors Q11 and Q12. Finally, since Q9 and Q10 are also switched in current mirror arrangement, their collector currents are also almost equal to I. Consequently, when transporting the base current of transistor Q16, the collector current of Q15 is also almost equal to I, ie one quarter of the current supplied by the power source which includes Q14.
If a differential voltage signal is applied to the amplifier, this signal has no influence on the voltage
of the floating connection point A, but a corresponding output signal now appears between the collector and emitter of Q8. In the intermediate stage 2, this signal is amplified by
<EMI ID = 15.1>
is connected. The voltage thus generated across transistor Q15 is placed between the above-mentioned inverter input terminals, that is, between the bases of the high voltage transistors Q16 and Q17 which amplify the floating signal across Q17 and convert it into a non-floating and level shifted signal, wherein this signal is provided between
<EMI ID = 16.1>
This signal is then further amplified by transistor Q20.
As mentioned above, the diode switching transistors Q11 and Q12 allow the change of the voltage of the junction with the common mode input signal. Two such diodes are required in series to allow proper operation of transistor Q10.
<EMI ID = 17.1>
emitter junctions of Q10 and Q17 are connected in series, it is necessary also to connect the base of transistor Q10 to point A through at least two such diodes. Otherwise considered, the diode-connected transistors Q11 and Q12 also ensure that, through Q10, an appropriate bias is applied between the bases of transistors Q16 and Q17 to allow their operation.
The above-mentioned transistor output signal
<EMI ID = 18.1>
will not be described as it is of no importance to
the present invention and is well known from pages 300-308
of the book "Analysis and design of analog integrated circuits" by P.R. Gray and R.G, Meyer, 1977, published by J. Wiley and Sons. This book also describes on page 333 an input stage with transistors corresponding to Q1 to Q4, Q7 and Q8.
In the present amplifier, a signal is applied to the input via input stage 1, transistors Q17,
Q18, Q20 from the intermediate stage 2, and the output stage 3 to the OUT output of the amplifier. Thus, Q17 is the only high voltage (PNP) lateral transistor that of this signal path
is part. From page 59 of the book "Analog integrated circuit design" by A.R. Grebeke, 1972, published by
Van Nostrand, Reinhold Company, follows that the cutoff frequency or frequency at unit gain of a lateral transistor is relatively small compared to that of
<EMI ID = 19.1>
even smaller for a high voltage lateral transistor.
On the other hand, it is known to improve the stability of a differential amplifier through in its signal path
<EMI ID = 20.1> to introduce a so-called compensation capacitance,
which capacitance shifts the predominant pole of the amplifier toward the lower frequencies and thus reduces the unit gain frequency of the amplifier.
Consequently, by introducing the high voltage lateral transistor Q17 into the signal path of the amplifier, a compensation effect is obtained just as if a compensation capacitance were used.
Since the gain provided by the amplifier described above is relatively large, it may still be necessary to use, in addition to Q17, a compensation capacitance such as Cl connected between the collector and base of Q20. Apparently this capacitance can then be smaller than without transistor Q17.
The one shown in FIG. 2 operational amplifier shown
<EMI ID = 21.1>
can be efficiently manufactured on an integrated current-flow chip. Components that have the same function as in Fig. 1 are marked with the same references, but with an accent.
This operational amplifier is different from this
of fig. 1 because:
- a single bias chain is used to measure all three <EMI ID = 22.1>
this circuit includes transistors Q '25, Q' 26, terminal HV-R1-2, resistor R1'1, terminal HVR1-1 and transistors Q'28 to Q'33 all connected as shown;
- the active load of the <EMI ID = 23.1> formed by a current source
whose base and emitter are respectively connected to the collector and base of Q'7 and whose collector is connected to the unified collectors and bases of <EMI ID = 24.1>
- no use is made of an additional amplifier stage Q9, Q10, Q15. Instead, the voltage between the collector and emitter of Q'8 is applied directly <EMI ID = 25.1> as shown, with -V connected via transistor Q'30 in parallel:
with the base-emitter junction of transistor Q'36 and resistors R5 and R7 all in series:
- no use is made of a transistor corresponding to Q20;
- use is made of a different output stage, which is in principle known from pages 308-311 of the aforementioned book by P .R. Gray which on p. 313-316 also describes overload protection chains.
This output stage includes NPN transistors Q'34 to
<EMI ID = 26.1>
-V through current mirror transistor Q'33 and its base is connected to the emitter of transistor Q'18 of the intermediate stage 2 '. The collector-emitter path of Q'35 is connected between + V and terminal OUT via the overload protection resistor R6, while the collector-emitter path of transistor Q'37 between this terminal OUT and -V is connected via overload protection resistor R7. The collector-emitter path of Q'34 is connected in series with resistor R4 between + V and resistor R6, the emitter of Q'34 being connected to the base of Q'35. Terminal OUT and the connection point of the collector of Q'26 and the base of Q'34 are connected to the collector of Q'36 via
the transistors connected as diode and Q'39, respectively
and Q'38. The emitter of Q'36 is also with the base of Q'37
�
connected. The collector-emitter path of overload protection
<EMI ID = 27.1>
and terminal OUT, the base of Q'40 connected to the junction of resistors R4 and R6. Similarly, the collector-emitter path of overload protection transistor Q'41 is connected between the base of Q'36 and -v, the base of Q'41 being connected to the junction of resistors R5 and R7. The operation of this output stage is not described in detail since it is known from the book by P.R. Gray is of no importance to the present invention.
<EMI ID = 28.1>
Without transistor Q'32, the collector voltage of Q'31 would follow that of junction A and the same would apply to the collector current due to the slope of the characteristic collector-emitter voltage / collector current, i.e., due to the Early voltage. By using transistor Q'32, the collector of Q'31 is kept at a fixed voltage equal to the fixed voltage at the base of Q'29 minus the base emitter voltage of
<EMI ID = 29.1>
the voltage variations at point A, which is now equal to four emitter base voltage below the input voltage because transistors Q9 and Q10 are omitted.
Although the principles of the invention have been described above with reference to certain embodiments and modifications thereof, it is clear that the description is given by way of example only and the invention is not limited thereto.
<EMI ID = 30.1>