"Appareil à laser"
Priorité de la demande de brevet déposée au Japon le
lr mai 1981 sous le n[deg.] 56-65241, et de la demande de modèle d'utilité déposée au Japon le 21 novembre 1981 sous le
n[deg.] 56-174008, toutes deux au nom de la Société susdite.
La présente invention concerne un appareil à laser et, plus particulièrement, un nouvel appareil à laser pulsé comportant un dispositif constituant une source d'alimentation pulsée du type à convertisseur courant continu/courant continu.
En règle générale, comme on le sait, les appareils à laser à gaz sont conçus pour produire une oscillation de laser en imprimant une haute tension à un tube de décharge de laser afin d'exciter un milieu de laser.
Pour ces appareils à laser, on a utilisé des sources d'alimentation à haute tension de différents types. Parmi ces différents types, il y a une source d'alimentation dans laquelle on utilise un convertisseur courant continu/courant continu. Dans une source d'alimentation de ce type, du côté primaire, c'est-à-dire du côté basse tension d'un transformateur à haute fréquence, un courant continu est branché à grande vitesse par un élément de commutation pour produire une haute tension
du côté secondaire du transformateur. Ensuite, ce courant est redressé et acheminé à un tube de décharge de laser.
Une source d'alimentation de ce type offre un avantage du fait qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser
le transformateur à haute tension de fréquence commerciale non plus qu'un condensateur à haute tension, etc., permettant ainsi de réduire sensiblement les dimensions de l'appareil à laser.
Toutefois, l'appareil à laser comportant une source d'alimentation du type classique à convertisseur courant continu/courant continu offre un inconvénient du fait qu'il ne permet pas d'obtenir, de manière stable, un faisceau de laser pulsé à crête élevée.
En conséquence, afin d'obtenir un faisceau de laser puisé à crête élevée, il a été nécessaire de recourir à un appareil à laser du type à commutateur de gain
qui est habituellement connu.
Dans ce type d'appareil à commutateur de gain,
un élément de commutation de courant important résistant aux hautes tensions tel qu'un thyratron prévu sur le côté secondaire d'un transformateur haute tension, est conçu pour brancher un courant à haute tension à grande vitesse, imprimant ainsi une tension pulsée dans un tube de décharge de laser. Toutefois, ce système de laser à commutateur de gain présente certains inconvénients, à savoir : cet appareil à laser a de plus grandes dimensions ; il est indispensable d'utiliser un élément à tube sous vide tel qu'un thyratron ou analogues, raccourcissant ainsi la durée de vie de l'appareil ; il faut prévoir une longue période d'échauffement ; la consommation d'énergie par le dispositif de chauffage réduit l'efficacité globale de l'appareil_ ; etc.
Un autre inconvénient réside dans le fait qu'un système de ce type ne permet pas de régler un courant à haute tension
à une valeur désirée. En conséquence, il se produit un flux de courant excessivement important vers le commutateur de gain, donnant ainsi lieu à un faible rendement.
La présente invention a pour objet d'éliminer les inconvénients ci-dessus de l'appareil à laser classique.
En conséquence, un objet de l'invention est de fournir un appareil à laser dont les dimensions peuvent être réduites en utilisant une source d'alimentation pulsée du type à convertisseur courant continu/courant continu, cet appareil étant en même temps conçu pour produire une sortie de laser pulsée d'une puissance à crête élevée en utilisant la caractéristique de résistance négative d'un tube de décharge de laser.
Un autre objet de l'invention est de fournir un appareil à laser dans lequel la puissance maximale de la sortie du laser, la largeur des impulsions et leur période d'émission sont réglables et contrôlables.
Un autre objet de l'invention est de fournir un appareil à laser pouvant produire sans difficulté un faisceau de laser à onde continue.
Un autre objet de l'invention est de fournir un appareil à laser pouvant fonctionner constamment avec une efficacité à peu près maximale, quelle que soit la valeur de la sortie du laser.
Ces différents objets, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée ci-après d'une forme de réalisation préférée donnée en se référant aux dessins annexés dans lesquels :
la figure 1 est un schéma du circuit d'une forme de réalisation de l'invention ; la figure 2 est un diagramme de forme d'onde illustrant les effets de chaque élément de cette forme de réalisation ; la figure 3 est un diagramme de forme d'onde illustrant un effet de multiplication et de redressement de tension ; la figure 4 est un schéma d'un circuit d'attaque à courant de base du type illustré en figure 1.
Une forme de réalisation de la présente invention est illustrée dans un schéma de circuit en figure 1. Comme le montre cette figure, cette forme de réalisation comporte deux transistors de commutation 2 et 2A. Les collecteurs de ces transistors de commutation sont raccordés au côté primaire d'un transformateur haute fréquence 3. La borne du côté négatif d'une source d'alimentation de courant continu basse tension 1 est raccordée au point de raccordement de l'émetteur de chacun des deux transistors 2 et 2A. Par ailleurs, la borne située du côté positif de cette source d'alimentation 1 est raccordée à un point neutre
de l'enroulement primaire du transformateur 3.
Lorsque les transistors 2 et 2A sont alternativement branchés, des courants de polarités différentes passent
<EMI ID=1.1>
le décrira ci-après plus en détail. En d'autres mots, lorsque les transistors ci-dessus 2 et 2A sont alternativement branchés à grande vitesse, des impulsions d'un courant à haute fréquence sont émises à l'enroulement secondaire du transformateur 3.
Comme représenté en (A) en figure 2, un oscillateur 8 émet des impulsions répétitives d'une largeur T1 à des périodes cycliques T2 (que l'on appellera ci-après "impul-
<EMI ID=2.1>
circuit d'attaque à courant de base 4. La largeur Tl des impulsions d'attaque peut être réglée à une valeur désirée au moyen d'une résistance variable 10. La période T2 peut également être réglée par un élément approprié.
Par ailleurs, un nombre n d'impulsions de commutation SI - Sn sont émises à une largeur tl et à des périodes t2 (Tl � t2) uniquement lors de l'émission des impulsions d'attaque mentionnées ci-dessus. Dans la référence (D)
de la figure 2, les impulsions de commutation représentent un train d'impulsions constitué du nombre n d'impulsions SI - Sn qui sont maintenues en oscillation au cours d'une période Tl de façon à être émises par intermittence à des périodes T2.
Les impulsions de commutation sont réglées en impulsions à deux phases différentes de 180[deg.] l'une de l'autre comme indiqué en (E) et (F) en figure 2, puis elles sont acheminées à la base de chacun des transistors
2 et 2A. Lorsque les impulsions de commutation sont ainsi émises, un courant à haute fréquence analogue à une impulsion est produit à l'enroulement primaire du transformateur haute fréquence 3. Ce courant analogue à une impulsion engendre, du côté secondaire du transformateur haute fréquence 3, une tension à haute fréquence qui est amplifiée autant de fois qu'un rapport de transformation. La largeur des impulsions de commutation peut être réglée au moyen d'une résistance variable 9.
Du côté secondaire du transformateur haute fréquence 3, est prévu un circuit multiplicateur de tension 5 comprenant plusieurs condensateurs et diodes. Dans cet exemple particulier, ce multiplicateur de tension 5 comprend quatre
<EMI ID=3.1>
conçu pour faire office de circuit quadrupleur de tension
à deux alternances.
Lorsque la tension pulsée à haute fréquence au côté secondaire du transformateur haute fréquence ci-dessus 3 (dont la forme d'onde est illustrée en figure 3) est acheminée au circuit quadrupleur de tension illustré en figure 1, à la première alternance positive indiquée par <EMI ID=4.1>
secondaire du transformateur devient positive, faisant ainsi passer le courant vers la diode D3 et le condensateur C2. Ensuite, le condensateur C2 se charge à la polarité indiquée dans le dessin.
Ensuite, à la première alternance négative indiquée par le symbole de référence b en figure 3, la borne P2 devient positive et ainsi, le courant passe vers le conden-
<EMI ID=5.1>
polarité indiquée dans le dessin. Ensuite, en présence de la deuxième alternance positive indiquée par le symbole c
<EMI ID=6.1>
lieu à l'apparition d'une différence de potentiel V entre
<EMI ID=7.1>
une différence de potentiel de 2V, le condensateur C3 se charge à la polarité indiquée dans le dessina
Enfin, en présence de la deuxième alternance négative indiquée par le symbole d en figure 3, la borne
P2 redevient positive. Lorsque le courant passe par le condensateur C2 et la diode D4, une tension de 2V apparaît alors à la sortie du condensateur C2 tandis que, avec la différence de potentiel de 2V, le condensateur C4 se charge à la polarité indiquée.
De la sorte, on obtient une tension de courant continu de 4V à la borne de sortie du circuit multiplicateur de tension illustré en figure 1. En supposant que l'on utilise un circuit multiplicateur de tension de m fois
et que la tension de sortie de l'enroulement secondaire du transformateur haute fréquence 3 est Vh, on obtient généralement une tension de sortie de courant continu Vo d'une valeur mVh, comme le comprendra du reste l'homme de métier.
A la borne de sortie du circuit multiplicateur de tension 5, est raccordé directement un tube de décharge de laser 7 sans intercaler aucune résistance de charge entre eux. En conséquence, lorsque le tube de décharge de laser 7 est dans un état de non-décharge, il reçoit une tension
de courant continu de Vo = 4Vh. Il va sans dire que, dans
ce cas, la tension imprimée est réglée à une valeur supérieure à une tension de démarrage de décharge Vp.
Aux deux extrémités du tube de décharge de laser 7, sont prévus deux miroirs réfléchissants Ml et M2 conçus pour former un résonateur de laser. Ce résonateur de laser est, par exemple, un résonateur de laser au C02 connu.
Dans le dessin, le chiffre de référence 6 désigne
un détecteur de courant conçu pour détecter la valeur
moyenne du courant du tube de décharge de laser 7. Ce détecteur de courant 6 émet un signal de détection vers
le circuit d'attaque à courant de base mentionné ci-dessus 4. Dans ce circuit 4. la largeur des impulsions de commutation est réglée en fonction des variations survenant dans le signal de détection, contrôlant et stabilisant ainsi le courant du tube. De plus, en réglant la largeur des impulsions de commutation grâce au réglage de la résistance variable 9, on utilise le signal de détection comme référence.
On décrira ci-après plus en détail le circuit d'attaque à courant de base 4 en se référant à la figure 4.
Comme représenté dans cette figure, les impulsions d'attaque émises par l'oscillateur 8 sont acheminées à une borne d'entrée 18 d'un comparateur 13 via une résistance 15. Les signaux émis par la résistance variable 9 et le détecteur de courant 6 sont acheminés respectivement à un amplificateur d'erreurs 11 qui émet alors un signal de sortie amplifié de manière différentielle. Ce signal est réglé à une valeur appropriée au moyen d'une résistance variable 12 avant d'être acheminé à la borne d'entrée 18 du comparateur précité 13.
Par ailleurs, un signal désiré d'onde triangulaire est émis à des périodes prédéterminées t2 par un générateur d'ondes triangulaires 14 et ce signal est acheminé à l'autre borne d'entrée 19 du comparateur précité 13. La période
du signal d'onde triangulaire est variable et peut être réglée au moyen d'une résistance variable 20. Dans le comparateur 13, les signaux captés via les bornes d'entrée
18 et 19 sont comparés l'un avec l'autre afin de déterminer un signalée sortie.
En d'autres mots, le signal d'onde triangulaire est acheminé à la borne 19 à des périodes t2, tandis qu'un
<EMI ID=8.1>
résistance variable 12, les impulsions d'attaque précitées, etc., est acheminé à la borne 18 et ces deux signaux sont comparés l'un avec l'autre. Lorsque les deux signaux ont été comparés dans le comparateur 13, des impulsions de commutation d'une largeur tl sont émises à des périodes
t2. Cette largeur des impulsions de commutation est déterminée par une tension de signal fournie à la borne d'entrée 18. En d'autres mots, on peut régler la largeur des impulsions en réglant la résistance variable précitée
9. Etant donné que la borne 18 reçoit les impulsions d'attaque d'une largeur Tl et d'une période T2, les impulsions de commutation émises par le comparateur 13 forment un train d'impulsions se produisant par intermittence à des périodes T2.
Les impulsions de commutation émises par le comparateur 13 sont acheminées à un circuit logique 16 dans lequel ces impulsions sont réglées en impulsions de commutation à deux phases différentes l'une de l'autre. Ces impulsions de commutation sont respectivement amplifiées par des amplificateurs 17 et 17' et elles assurent des commutations alternées aux transistors 2 et 2A.
En se référant à présent à la figure 2, on donnera ci-après des détails complémentaires relatifs à la mise
en oeuvre de cette forme de réalisation : comme indiqué
en (A) en figure 2, l'oscillateur 8 émet les impulsions d'attaque d'une largeur Tl et d'une période T2. Ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus, ces impulsions d'attaque sont acheminées à une borne 18 du comparateur 13.
De plus, la borne 18 capte également le signal obtenu par amplification différentielle, au moyen de l'amplificateur d'erreur 11, des signaux émis par la résistance variable 9 et le détecteur de courant 6 (comme indiqué en (B) en figure 2). Dans ce cas, lorsque la résistance variable 9 est réglée, on peut modifier continuellement la valeur du signal de sortie. En figure 2 (B), la ligne en trait plein VI représente un état de haute tension, tandis que la ligne en traits discontinus V2 représente un état de basse tension. Dans le cas du courant du tube, il se produit également une variation
de la même manière.
Le générateur d'ondes triangulaires 14 émet un signal d'onde triangulaire indiqué par (C) en figure 2.
Ce signal se répète à des périodes t2 ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus et il est acheminé à l'autre borne 19 du comparateur précité 13.
Les deux signaux ci-dessus sont comparés l'un avec l'autre dans le comparateur 13 qui émet alors les impulsions de commutation indiquées par (D) en figure 2. En d'autres mots, un nombre n d'impulsions de commutation Sl-Sn d'une largeur tl et d'une période t2 sont émises uniquement lors de l'émission des impulsions d'attaque.
Il va sans dire que le train d'impulsions constitué des impulsions de commutation Sl-Sn est émis par intermittence à la période cyclique T2. Dans ce cas, on peut régler la largeur des impulsions de commutation en réglant la résistance variable 9. Par exemple, les impulsions de commutation sont représentées par la ligne en trait plein
<EMI ID=9.1>
par la ligne en traits discontinus, lorsque la tension est V2. De plus, la période des impulsions de commutation émises par le comparateur 13 est variable et contrôlable en réglant cette résistance variable 20. Les impulsions de commutation émises par le comparateur 13 sont acheminées au circuit logique 16. Dans ce circuit logique 16, les impulsions de commutation sont transformées en impulsions
à deux phases se différenciant l'une de l'autre ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus. Ensuite, elles sont respective-
<EMI ID=10.1>
Les impulsions de commutation sont alors acheminées aux bases des transistors 2 et 2A respectivement. Ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus, les impulsions de commutation Sl-Sn sont émises par le circuit d'attaque à courant de base 4.
A la réception des impulsions de commutation, les transistors 2 et 2A commencent à effectuer alternativement des commutations. Suite à ces commutations, des impulsions d'un courant à haute fréquence inversant alternativement
la polarité sont acheminées à l'enroulement primaire du transformateur haute fréquence 3. Ces impulsions sont amplifiées autant de fois que le rapport de transformation et, dès lors, elles sont transmises au côté secondaire du transformateur 3, pour se transformer ensuite en un nombre
n d'impulsions d'une tension à haute fréquence Vh comme indiqué en (G) en figure 2,
Etant donné que les impulsions de tension à haute fréquence mentionnées ci-dessus sont émises en fonction des impulsions de commutation précitées, ces impulsions de tension à haute fréquence ont une largeur tl et une période t2. Elles sont évidemment émises en synchronisme avec les impulsions d'attaque précitées.
Comme on le constate à la lecture de la description ci-dessus, au circuit multiplicateur de tension 5, un condensateur se charge dans chaque demi-période des impulsions à haute fréquence. Lorsque le circuit multiplicateur de tension est un circuit multiplicateur de tension de m fois, constitué d'un nombre m de condensateurs, un processus de charge pour tous ces condensateurs est achevé au cours d'une période m.t2/2. En d'autres mots, la tension de courant continu Vo = mVh peut être imprimée au tube de décharge de laser 7 au cours d'une période m.t2/2.
Dans ce cas, le nombre n d'impulsions à haute fréquence que doit comporter un train d'impulsions, doit être réglé à une valeur supérieure à un nombre suffisant pour charger chaque condensateur du circuit multiplicateur de tension 5. En d'autres mots, un train d'impulsions doit être constitué de plus d'un nombre m/2 d'impulsions à haute fréquence. Par ailleurs, la tension mVh devant être imprimée au tube de décharge de laser 7 est réglée à une valeur supérieure à la tension de démarrage de décharge Vp.
Il est bien connu que le tube de décharge de laser 7 est un certain type de tube de décharge et que, dès lors, il comporte une résistance négative. En conséquence, dès que la décharge commence en réponse à la tension de démarrage Vp, la tension du tube diminue suivant que le courant
de ce tube augmente.
En d'autres mots, l'impédance du tube de décharge diminue suivant que le courant de ce tube augmente. De plus, lorsque le courant du tube augmente, la décharge luminescente se transforme en une décharge en arc suite à une décharge luminescente anormale. En présence d'une décharge luminescente anormale, comme on le sait, le tube de décharge présente une caractéristique de résistance positive.
Lorsque la tension de sortie de courant continu Vo du circuit multiplicateur ci-dessus est appliquée au tube de décharge de laser 7 possédant cette caractéristique, ce tube se comporte de la manière suivante :
Ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus, un condensateur se charge au cours de la demi-période des impulsions à haute fréquence. Dans ce cas, lorsque le circuit est chargé,
la constante de temps L de ce circuit est de C.Zs (où Zs représente l'impédance interne du transformateur). En conséquence, la tension de démarrage de décharge Vp est
<EMI ID=11.1>
Etant donné que ce processus a lieu à vide, l'élévation de la tension Vo est très abrupte comme indiqué en (H) en figure 2.
On décrira à présent le courant de tube It en se référant à (I) en figure 2 : une décharge électrique commence lorsque la tension de sortie Vo du circuit multiplicateur
de tension atteint une valeur correspondant à la tension de démarrage de décharge Vp. Ensuite, étant donné que l'impédance interne du tube de décharge de laser diminue suivant que le courant It du tube augmente ainsi qu'on l'a mentionné ci-dessus, ce courant It augmente rapidement davantage.
L'accroissement du courant du tube donne lieu à une réduction complémentaire de l'impédance, ce qui a pour effet d'accroître davantage le courant It du tube. Etant donné que les impulsions à haute fréquence sont émises de manière séquentielle comme indiqué en (G) en figure 2, la tension
Vo imprimée au tube de décharge de laser diminue à un degré relativement moindre. A cet égard, le courant It du. tube s'élève dans une très forte mesure comme indiqué en (I)
en figure 2.
Dès lors, le courant It du tube augmente de plus
en plus vite en raison d'un certain phénomène de réaction positive. Toutefois, étant donné que la tension Vo diminue continuellement à mesure que le courant It du tube augmente
<EMI ID=12.1>
peut conserver sa vitesse initiale d'accroissement et il se sature à un certain point.
On obtient ainsi une valeur de courant de crête Ip.
<EMI ID=13.1>
déterminée par la différence entre la tension de démarrage de décharge Vp et une valeur de tension minimale Vm.,
Ensuite, la tension Vo recommence à s'élever progressivement alors que le courant It commence à diminuer de manière correspondante. Si la tension Vo diminue à une valeur inférieure à une tension de maintien de décharge,
la décharge est interrompue et le courant retombe à zéro. Toutefois, dans le cas de la présente invention, les différentes constantes du circuit sont sélectionnées de telle sorte que la tension imprimée ci-dessus Vo ne tombe jamais en dessous de la tension de maintien de décharge aussi longtemps que les impulsions à haute fréquence sont émises.
Lorsque toutes les impulsions à haute fréquence du nombre n ont été émises, la tension de sortie de courant continu Vo tombe brusquement et le courant It tombe à zéro de manière correspondante. Au cours du processus mentionné ci-dessus, le tube de décharge de laser reçoit un courant analogue à une impulsion. Ensuite, lorsque le circuit d'attaque 4 a émis un autre train d'impulsions de commutation, le processus se répète exactement de la même manière que celle décrite ci-dessus.
Un faisceau de sortie de laser est engendré en fonction du courant du tube. Toutefois, étant donné que
ce faisceau est influencé par l'effet modérateur, il se transforme en un faisceau pulsé comme indiqué en (J) en figure 2. Il va sans dire que la largeur des impulsions du faisceau de laser pulsé est déterminée par la largeur des impulsions d'attaque mentionnées ci-dessus.
Comme on le comprendra aisément, un système
dans lequel l'oscillateur 8 produira une tension de courant continu (c'est-à-dire des impulsions d'attaque d'une largeur extrêmement importante ), fournira une sortie d'onde continue comme indiqué par la ligne en traits discontinus en figure 2.
Dans le système décrit ci-dessus, le courant
It du tube est déterminé de manière inconditionnelle par l'impédance de fonctionnement Zt du tube de décharge de
<EMI ID=14.1>
la largeur tl des impulsions à haute fréquence, par la période t2 des impulsions, etc.
<EMI ID=15.1>
et la période t2 des impulsions peuvent être aisément contrôlées de l'extérieur. Toutefois, le réglage de la période t2 donne lieu à un changement des caractéristiques de l'appareil, ce qui n'est évidemment pas souhaitable. Compte tenu de cette caractéristique, il est préférable
de régler la largeur tl des impulsions de commutation en réglant la résistance variable 9, modifiant ainsi la largeur tl des impulsions à haute fréquence pour produire un changement dans la quantité de charge électrique du multiplicateur de tension, permettant ainsi de modifier
la vitesse de réduction de la tension de sortie de courant continu Vo. En conséquence, la valeur Ip du courant de crête allant au tube de décharge de laser 7 varie de telle sorte que l'on puisse modifier en conséquence la puissance de sortie du laser.
Comme on le sait, dans un appareil à laser à gaz, la zone opératoire doit toujours être maintenue dans un état de décharge luminescente. En règle générale, la transition entre une décharge luminescente et une décharge en arc varie en fonction des paramètres suivants :
1) la forme du tube de décharge
2) la matière dont sont constituées les électrodes
du tube de décharge
3) la pression du milieu gazeux à l'intérieur du
tube de décharge 4) le type de milieu gazeux que renferme le tube
de décharge
5) l'impédance interne d'une source d'excitation
6) l'intensité du courant du tube de décharge
7) la période au cours de laquelle se poursuit
le flux de courant du tube de décharge.
Parmi ces différents facteurs, ceux que l'on peut contrôler à partir de la source d'excitation du tube de décharge sont les facteurs (5) à (7). En conséquence,
afin d'empêcher la formation de la décharge en arc, il convient de déterminer, en relation avec le tube de décharge de laser 7., différentes conditions telles que le circuit multiplicateur de tension 5 et la tension Vh à l'enroulement secondaire du transformateur haute fréquence 3, etc.
Comme le comprendra l'homme de métier, le réglage de la tension Vh de cet enroulement secondaire à une haute valeur permet de produire une tension supérieure à la tension de démarrage de décharge Vp, donnant ainsi lieu à une décharge uniforme du tube de décharge si le nombre d'échelons de multiplication du circuit multiplicateur de tension 5 n'est pas important. Toutefois, lorsque le circuit multiplicateur de tension est conçu pour quelques échelons de multiplication seulement alors que la tension Vh de l'enroulement secondaire est réglée à une haute valeur, lorsque le tube de décharge de laser commence à être déchargé par la tension de sortie Vh produiteà cet enroulement secondaire, le tube de décharge de laser a tendance à recevoir directement un courant sans charger
les condensateurs comme c'était le cas antérieurement. Suite aux expériences qu'elle a effectuées, la Demanderesse a trouvé que ce phénomène se produisait de manière plus prononcée lorsque le nombre d'échelons de multiplication
de tension ne dépasse pas 2. En présence de ce phénomène, la décharge luminescente se transforme très rapidement
en une décharge en arc. Ce phénomène peut avoir deux causes :
1) Etant donné que, au moment de la charge/décharge, le circuit multiplicateur de tension 5 peut être considéré comme l'équivalent d'un circuit en série constitué de plusieurs condensateurs, l'impédance, du tube de décharge 7 vers la source d'alimentation (c'est-à-dire l'impédance
de la source d'alimentation), dépend du nombre de condensateurs ou du nombre d'échelons multiplicateurs de tension.
En conséquence, cette impédance de la source d'alimentation devient plus faible à mesure que le nombre d'échelons multiplicateurs de tension diminue et également à mesure que la capacité des condensateurs augmente.
2) Dans le circuit de décharge, il est nécessaire que l'impédance de la source d'alimentation à partir du tube de décharge soit importante et que la relation tension/ courant ait une caractéristique de limitation de courant constante. Si l'on réduit le nombre d'échelons multiplicateurs de tension à une valeur inférieure à un certain nombre, l'impédance de la source d'alimentation devient trop faible pour obtenir la caractéristique requise mentionnée ci-dessus.
Sur la base des résultats des expériences et des considérations ci-dessus, on a trouvé que, dans le circuit du type représenté en figure 1, le circuit multiplicateur de tension devait comporter au moins trois échelons multiplicateurs pour obtenir une décharge luminescente stable.
Toutefois, lorsque ce nombre d'échelons multiplicateurs de tension est 10 ou à peu près 10, la perte due au chevauchement des condensateurs, des diodes, etc., devient importante. En conséquence, si l'on prend également en considération le facteur sécurité de la décharge luminescente, le nombre d'échelons multiplicateurs de tension est réglée de préférence, à une valeur de 4 à 8.
En supposant que la tension de fonctionnement du tube de décharge de laser 7 soit Vd, si la tension Vh de l'enroulement secondaire du transformateur 3 est relativement proche de la tension de fonctionnement Vd, le courant de l'enroulement secondaire arrive également directement au tube de décharge de laser 7 de la même manière que dans le cas décrit ci-dessus. Lorsque la tension Vh à l'enroulement secondaire devient supérieure à à peu près la moitié de la tension de fonctionnement Vd, ce phénomène apparaît de manière remarquable, donnant ainsi lieu à une décharge en arc.
En conséquence, afin d'éviter ce phénomène, la tension Vh à l'enroulement secondaire doit être..réglée
à une valeur ne dépassant pas la moitié de la tension de
<EMI ID=16.1>
si la tension à l'enroulement secondaire est réglée à une valeur excessivement faible, on ne pourrait guère obtenir une sortie constante en obtenant une sortie d'onde continue, encore que cette sortie dépende de la capacité des condensateurs. En conséquence, si l'on prend également en considération le facteur sécurité de la décharge luminescente, il est préférable de régler la tension Vh à l'enroulement secondaire à une valeur comprise entre environ 1/3 et 1/4 de la tension de fonctionnement Vd.
La capacité C des condensateurs du circuit multiplicateur de tension 5 est réglée à une valeur donnant une valeur désirée pour la capacité de conduction de courant
de l'appareil et l'impédance de la source d'alimentation.
Bien que le circuit multiplicateur de tension 5 utilisé dans la forme de réalisation décrite ci-dessus soit du type à redressement à deux alternances, il peut évidemment être remplacé par un circuit multiplicateur de tension du type à redressement à une seule alternance, encore que ce dernier donne un rendement un peu moins
bon.
Comme on le constate d'après la description cidessus, l'appareil à laser suivant la présente invention est caractérisé par les points suivants :
1) Un train d'impulsions constitué d'un nombre n d'impulsions à haute fréquence est émis par intermittence, puis amplifié et redressé par un circuit multiplicateur
de tension avant d'être appliqué directement au tube du laser.
2) La caractéristique de résistance négative du tube du laser est utilisée pour obtenir un faisceau de laser pulsé à crête élevée.
3) On peut obtenir une décharge luminescente stable en prévoyant au moins trois échelons multiplicateurs dans le circuit multiplicateur de tension et en réglant
la tension Vh à l'enroulement secondaire du transformateur haute fréquence à une valeur ne dépassant pas environ la moitié de la tension de fonctionnement Vd du tube du laser.
4) On peut régler la largeur des impulsions du faisceau de laser pulsé en réglant la durée ou la mise en service du train d'impulsions constitué des impulsions à haute fréquence. De plus, la puissance maximale du faisceau de laser pulsé est réglable et contrôlable en faisant varier la largeur des impulsions à haute fréquence.
La présente invention fournit un appareil à laser d'une structure simple qui, non seulement, permet d'obtenir un faisceau de laser pulsé à crête élevée, mais qui permet également de régler aisément la puissance maximale, la largeur des impulsions, etc. En outre, l'appareil suivant l'invention permet d'obtenir un faisceau de laser à onde continue. En outre, suivant l'invention, l'appareil peut fonctionner à une valeur proche de la valeur du courant
de décharge à laquelle on peut obtenir un rendement à peu près maximum du tube du laser dans tout un intervalle de conditions opératoires allant de l'état d'une faible sortie à l'état de sortie maximale de cet appareil.
REVENDICATIONS
1. Appareil à laser, caractérisé en ce qu'il comprend :
une source d'alimentation pulsée émettant, par intermittence, un train d'impulsions constitué de plusieurs impulsions successives à haute fréquence ;
un circuit multiplicateur de tension de m fois amplifiant de m fois la valeur de tension des impulsions
à haute fréquence émises par cette source d'alimentation pulsée, tout en redressant ces impulsions à haute fréquence ;et
un tube de décharge de laser raccordé directement
à la borne de sortie de courant continu de ce circuit multiplicateur de tension de m fois,
le nombre m d'échelons multiplicateurs de ce
circuit multiplicateur de tension étant d'au moins 3, tandis que la valeur de tension des impulsions à haute fréquence
ne dépasse pas à peu près la moitié de la tension de fonctionnement de ce tube de décharge de laser.
"Laser device"
Priority of patent application filed in Japan on
May 1, 1981 under number [deg.] 56-65241, and the utility model application filed in Japan on November 21, 1981 under
n [deg.] 56-174008, both in the name of the aforementioned Company.
The present invention relates to a laser device and, more particularly, to a new pulsed laser device comprising a device constituting a pulsed power source of the DC / DC converter type.
Generally, as is known, gas laser devices are designed to produce a laser oscillation by imparting a high voltage to a laser discharge tube in order to excite a laser medium.
For these laser devices, different types of high voltage power sources have been used. Among these different types, there is a power source in which a DC / DC converter is used. In a power supply of this type, on the primary side, i.e. on the low voltage side of a high frequency transformer, a direct current is connected at high speed by a switching element to produce a high voltage
on the secondary side of the transformer. This current is then rectified and passed to a laser discharge tube.
An advantage of this type of power source is that there is no need to use
the high-frequency transformer of commercial frequency no more than a high-voltage capacitor, etc., thus making it possible to significantly reduce the dimensions of the laser apparatus.
However, the laser device comprising a power supply of the conventional type with direct current / direct current converter offers a drawback in that it does not make it possible to obtain, in a stable manner, a high peak pulsed laser beam. .
Consequently, in order to obtain a high peak pulsed laser beam, it was necessary to use a laser apparatus of the gain switch type.
which is usually known.
In this type of gain switch device,
a large current switching element resistant to high voltages such as a thyratron provided on the secondary side of a high voltage transformer, is designed to connect a high voltage current at high speed, thereby printing a pulsed voltage in a tube laser discharge. However, this gain switch laser system has certain disadvantages, namely: this laser apparatus has larger dimensions; it is essential to use a vacuum tube element such as a thyratron or the like, thus shortening the life of the device; there should be a long warm-up period; the energy consumption by the heating device reduces the overall efficiency of the appliance; etc.
Another disadvantage lies in the fact that a system of this type does not make it possible to regulate a high voltage current.
to a desired value. As a result, there is an excessively large current flow to the gain switch, resulting in low efficiency.
The object of the present invention is to eliminate the above drawbacks of the conventional laser apparatus.
It is therefore an object of the invention to provide a laser device, the dimensions of which can be reduced by using a pulsed power source of the DC / DC converter type, this device being at the same time designed to produce a High peak power pulsed laser output using the negative resistance characteristic of a laser discharge tube.
Another object of the invention is to provide a laser device in which the maximum power of the laser output, the width of the pulses and their emission period are adjustable and controllable.
Another object of the invention is to provide a laser apparatus which can easily produce a continuous wave laser beam.
Another object of the invention is to provide a laser device which can operate constantly with approximately maximum efficiency, whatever the value of the laser output.
These various objects, characteristics and advantages of the invention will appear on reading the detailed description below of a preferred embodiment given with reference to the accompanying drawings in which:
Figure 1 is a circuit diagram of an embodiment of the invention; Figure 2 is a waveform diagram illustrating the effects of each element of this embodiment; Figure 3 is a waveform diagram illustrating a voltage multiplication and rectification effect; FIG. 4 is a diagram of a basic current drive circuit of the type illustrated in FIG. 1.
An embodiment of the present invention is illustrated in a circuit diagram in Figure 1. As shown in this figure, this embodiment includes two switching transistors 2 and 2A. The collectors of these switching transistors are connected to the primary side of a high frequency transformer 3. The terminal on the negative side of a low voltage direct current power source 1 is connected to the connection point of each transmitter of the two transistors 2 and 2A. Furthermore, the terminal located on the positive side of this power source 1 is connected to a neutral point
of the primary winding of the transformer 3.
When transistors 2 and 2A are alternately connected, currents of different polarities pass
<EMI ID = 1.1>
will describe it in more detail below. In other words, when the above transistors 2 and 2A are alternately connected at high speed, pulses of a high frequency current are emitted at the secondary winding of the transformer 3.
As shown in (A) in FIG. 2, an oscillator 8 emits repetitive pulses of width T1 at cyclic periods T2 (which will be called hereinafter "pulse"
<EMI ID = 2.1>
basic current drive circuit 4. The width T1 of the drive pulses can be adjusted to a desired value by means of a variable resistor 10. The period T2 can also be adjusted by an appropriate element.
Furthermore, a number n of switching pulses SI - Sn are transmitted at a width tl and at periods t2 (Tl t t2) only during the transmission of the driving pulses mentioned above. In reference (D)
In FIG. 2, the switching pulses represent a train of pulses consisting of the number n of pulses S1 - Sn which are kept in oscillation during a period T1 so as to be emitted intermittently at periods T2.
The switching pulses are set in two-phase pulses of 180 [deg.] From each other as indicated in (E) and (F) in Figure 2, then they are routed to the base of each of the transistors
2 and 2A. When the switching pulses are thus emitted, a high frequency current analogous to a pulse is produced at the primary winding of the high frequency transformer 3. This current analogous to a pulse generates, on the secondary side of the high frequency transformer 3, a voltage high frequency which is amplified as many times as a transformation ratio. The width of the switching pulses can be adjusted using a variable resistor 9.
On the secondary side of the high frequency transformer 3, there is provided a voltage multiplier circuit 5 comprising several capacitors and diodes. In this particular example, this voltage multiplier 5 comprises four
<EMI ID = 3.1>
designed to act as a quadruple voltage circuit
with two half-waves.
When the high frequency pulsed voltage on the secondary side of the above high frequency transformer 3 (the waveform of which is illustrated in FIG. 3) is supplied to the voltage quadruple circuit illustrated in FIG. 1, at the first positive half-wave indicated by <EMI ID = 4.1>
secondary of the transformer becomes positive, thereby passing the current to the diode D3 and the capacitor C2. Then, the capacitor C2 charges at the polarity indicated in the drawing.
Then, at the first negative half-wave indicated by the reference symbol b in FIG. 3, the terminal P2 becomes positive and thus, the current flows to the conden-
<EMI ID = 5.1>
polarity indicated in the drawing. Then, in the presence of the second positive half-wave indicated by the symbol c
<EMI ID = 6.1>
place at the appearance of a potential difference V between
<EMI ID = 7.1>
a potential difference of 2V, the capacitor C3 charges at the polarity indicated in the drawing
Finally, in the presence of the second negative half-wave indicated by the symbol d in Figure 3, the terminal
P2 becomes positive again. When current flows through capacitor C2 and diode D4, a voltage of 2V then appears at the output of capacitor C2 while, with the potential difference of 2V, capacitor C4 charges at the indicated polarity.
In this way, a direct current voltage of 4V is obtained at the output terminal of the voltage multiplier circuit illustrated in FIG. 1. Assuming that a voltage multiplier circuit of m times is used
and that the output voltage of the secondary winding of the high frequency transformer 3 is Vh, a direct current output voltage Vo of a value mVh is generally obtained, as will be understood by a person skilled in the art.
At the output terminal of the voltage multiplier circuit 5, a laser discharge tube 7 is directly connected without interposing any load resistance between them. Consequently, when the laser discharge tube 7 is in a non-discharge state, it receives a voltage
of direct current of Vo = 4Vh. It goes without saying that in
in this case, the printed voltage is adjusted to a value greater than a discharge start voltage Vp.
At the two ends of the laser discharge tube 7 are provided two reflecting mirrors M1 and M2 designed to form a laser resonator. This laser resonator is, for example, a known CO 2 laser resonator.
In the drawing, the reference numeral 6 denotes
a current detector designed to detect the value
average of the current of the laser discharge tube 7. This current detector 6 emits a detection signal to
the aforementioned basic current drive circuit 4. In this circuit 4. the width of the switching pulses is adjusted according to the variations occurring in the detection signal, thereby controlling and stabilizing the current of the tube. In addition, by adjusting the width of the switching pulses by adjusting the variable resistor 9, the detection signal is used as a reference.
The basic current driver 4 will be described in more detail below with reference to FIG. 4.
As shown in this figure, the driving pulses emitted by the oscillator 8 are sent to an input terminal 18 of a comparator 13 via a resistor 15. The signals emitted by the variable resistor 9 and the current detector 6 are routed respectively to an error amplifier 11 which then emits a differential amplified output signal. This signal is adjusted to an appropriate value by means of a variable resistor 12 before being routed to the input terminal 18 of the aforementioned comparator 13.
Furthermore, a desired triangular wave signal is emitted at predetermined periods t2 by a triangular wave generator 14 and this signal is routed to the other input terminal 19 of the aforementioned comparator 13. The period
of the triangular wave signal is variable and can be adjusted by means of a variable resistor 20. In the comparator 13, the signals picked up via the input terminals
18 and 19 are compared with each other to determine a signaled output.
In other words, the triangular wave signal is sent to terminal 19 at periods t2, while a
<EMI ID = 8.1>
variable resistor 12, the aforementioned driving pulses, etc., is routed to terminal 18 and these two signals are compared with each other. When the two signals have been compared in comparator 13, switching pulses of width t1 are sent at periods
t2. This width of the switching pulses is determined by a signal voltage supplied to the input terminal 18. In other words, the width of the pulses can be adjusted by adjusting the aforementioned variable resistance.
9. Since terminal 18 receives the driving pulses of a width T1 and a period T2, the switching pulses emitted by the comparator 13 form a train of pulses occurring intermittently at periods T2.
The switching pulses emitted by the comparator 13 are sent to a logic circuit 16 in which these pulses are set in switching pulses with two different phases from one another. These switching pulses are respectively amplified by amplifiers 17 and 17 'and they provide alternating switching to the transistors 2 and 2A.
Referring now to Figure 2, we will give below additional details relating to the setting
implementation of this embodiment: as indicated
in (A) in Figure 2, the oscillator 8 transmits the driving pulses of a width T1 and a period T2. As mentioned above, these drive pulses are sent to a terminal 18 of the comparator 13.
In addition, terminal 18 also receives the signal obtained by differential amplification, by means of the error amplifier 11, of the signals emitted by the variable resistor 9 and the current detector 6 (as indicated in (B) in FIG. 2 ). In this case, when the variable resistor 9 is set, the value of the output signal can be changed continuously. In FIG. 2 (B), the line in solid line VI represents a state of high voltage, while the line in broken lines V2 represents a state of low voltage. In the case of the tube current, there is also a variation
in the same way.
The triangular wave generator 14 emits a triangular wave signal indicated by (C) in FIG. 2.
This signal repeats at periods t2 as mentioned above and is routed to the other terminal 19 of the aforementioned comparator 13.
The two above signals are compared with each other in comparator 13 which then emits the switching pulses indicated by (D) in FIG. 2. In other words, a number n of switching pulses Sl -Sn with a width tl and a period t2 are emitted only during the emission of the driving pulses.
It goes without saying that the pulse train consisting of the switching pulses Sl-Sn is emitted intermittently at the cyclic period T2. In this case, the width of the switching pulses can be adjusted by adjusting the variable resistor 9. For example, the switching pulses are represented by the solid line
<EMI ID = 9.1>
by the line in broken lines, when the voltage is V2. In addition, the period of the switching pulses emitted by the comparator 13 is variable and controllable by adjusting this variable resistance 20. The switching pulses emitted by the comparator 13 are routed to logic circuit 16. In this logic circuit 16, the pulses of switching are transformed into pulses
with two phases differentiating from each other as mentioned above. Then they are respective-
<EMI ID = 10.1>
The switching pulses are then routed to the bases of transistors 2 and 2A respectively. As mentioned above, the switching pulses Sl-Sn are emitted by the basic current driver 4.
Upon receipt of the switching pulses, the transistors 2 and 2A begin alternately to switch. Following these switches, pulses of a high frequency current alternately reversing
the polarity are sent to the primary winding of the high frequency transformer 3. These pulses are amplified as many times as the transformation ratio and, therefore, they are transmitted to the secondary side of the transformer 3, to then be transformed into a number
n pulses of a high frequency voltage Vh as indicated in (G) in FIG. 2,
Since the above-mentioned high-frequency voltage pulses are transmitted as a function of the above-mentioned switching pulses, these high-frequency voltage pulses have a width t1 and a period t2. They are obviously transmitted in synchronism with the aforementioned attack pulses.
As can be seen from the description above, at the voltage multiplier circuit 5, a capacitor is charged in each half-period of the high frequency pulses. When the voltage multiplier circuit is a voltage multiplier circuit of m times, consisting of a number m of capacitors, a charging process for all these capacitors is completed during a period m.t2 / 2. In other words, the direct current voltage Vo = mVh can be printed at the laser discharge tube 7 during a period m.t2 / 2.
In this case, the number n of high frequency pulses that a pulse train must include, must be set to a value greater than a number sufficient to charge each capacitor of the voltage multiplier circuit 5. In other words, a pulse train must consist of more than one m / 2 number of high frequency pulses. Furthermore, the voltage mVh to be printed at the laser discharge tube 7 is set to a value greater than the discharge start voltage Vp.
It is well known that the laser discharge tube 7 is a certain type of discharge tube and therefore has negative resistance. Consequently, as soon as the discharge begins in response to the starting voltage Vp, the tube voltage decreases according to whether the current
of this tube increases.
In other words, the impedance of the discharge tube decreases as the current of this tube increases. In addition, as the tube current increases, the glow discharge turns into an arc discharge following an abnormal glow discharge. In the presence of an abnormal luminescent discharge, as is known, the discharge tube exhibits a characteristic of positive resistance.
When the DC output voltage Vo of the above multiplier circuit is applied to the laser discharge tube 7 having this characteristic, this tube behaves as follows:
As mentioned above, a capacitor charges during the half-period of the high frequency pulses. In this case, when the circuit is loaded,
the time constant L of this circuit is C.Zs (where Zs represents the internal impedance of the transformer). Consequently, the discharge starting voltage Vp is
<EMI ID = 11.1>
Since this process takes place in vacuum, the rise in voltage Vo is very steep as indicated in (H) in Figure 2.
The tube current It will now be described with reference to (I) in FIG. 2: an electric discharge begins when the output voltage Vo of the multiplier circuit
voltage reaches a value corresponding to the discharge start voltage Vp. Next, since the internal impedance of the laser discharge tube decreases as the current It of the tube increases as mentioned above, this current It increases rapidly more.
The increase in the current of the tube gives rise to a further reduction in the impedance, which has the effect of further increasing the current It of the tube. Since the high frequency pulses are transmitted sequentially as shown in (G) in Figure 2, the voltage
Vo printed at the laser discharge tube decreases to a relatively lesser degree. In this regard, the current It of. tube rises to a very high extent as indicated in (I)
in figure 2.
Therefore, the current It of the tube increases more
faster because of some positive reaction phenomenon. However, since the voltage Vo continuously decreases as the current It of the tube increases
<EMI ID = 12.1>
can maintain its initial rate of growth and it saturates at a certain point.
A peak current value Ip is thus obtained.
<EMI ID = 13.1>
determined by the difference between the discharge start voltage Vp and a minimum voltage value Vm.,
Then, the voltage Vo begins to rise gradually again while the current It begins to decrease correspondingly. If the voltage Vo decreases to a value lower than a discharge maintenance voltage,
the discharge is interrupted and the current drops to zero. However, in the case of the present invention, the various constants of the circuit are selected so that the voltage printed above Vo never falls below the discharge maintenance voltage as long as the high frequency pulses are emitted. .
When all the high frequency pulses of the number n have been emitted, the direct current output voltage Vo drops suddenly and the current It falls to zero correspondingly. During the above-mentioned process, the laser discharge tube receives a pulse-like current. Then, when the driver circuit 4 has issued another train of switching pulses, the process is repeated in exactly the same manner as that described above.
A laser output beam is generated as a function of the tube current. However, since
this beam is influenced by the moderating effect, it transforms into a pulsed beam as indicated in (J) in FIG. 2. It goes without saying that the width of the pulses of the pulsed laser beam is determined by the width of the pulses of attack mentioned above.
As will be readily understood, a system
in which oscillator 8 will produce a direct current voltage (i.e. driving pulses of an extremely large width), will provide a continuous wave output as indicated by the dashed line in figure 2.
In the system described above, the current
It of the tube is determined unconditionally by the operating impedance Zt of the discharge tube of
<EMI ID = 14.1>
the width t1 of the high frequency pulses, by the period t2 of the pulses, etc.
<EMI ID = 15.1>
and the period t2 of the pulses can be easily controlled from the outside. However, the adjustment of the period t2 gives rise to a change in the characteristics of the apparatus, which is obviously not desirable. Given this characteristic, it is preferable
to adjust the width tl of the switching pulses by adjusting the variable resistor 9, thereby modifying the width tl of the high frequency pulses to produce a change in the amount of electric charge of the voltage multiplier, thus making it possible to modify
the speed of reduction of the DC output voltage Vo. As a result, the value Ip of the peak current going to the laser discharge tube 7 varies so that the output power of the laser can be changed accordingly.
As is known, in a gas laser apparatus, the operating area should always be maintained in a state of glow discharge. In general, the transition between a glow discharge and an arc discharge varies depending on the following parameters:
1) the shape of the discharge tube
2) the material of which the electrodes are made
discharge tube
3) the pressure of the gaseous medium inside the
discharge tube 4) the type of gaseous medium contained in the tube
discharge
5) the internal impedance of an excitation source
6) the intensity of the discharge tube current
7) the period during which continues
the current flow from the discharge tube.
Among these various factors, those which can be controlled from the excitation source of the discharge tube are factors (5) to (7). Consequently,
in order to prevent the formation of the arc discharge, it is necessary to determine, in relation to the laser discharge tube 7., different conditions such as the voltage multiplier circuit 5 and the voltage Vh at the secondary winding of the transformer high frequency 3, etc.
As will be understood by a person skilled in the art, adjusting the voltage Vh of this secondary winding to a high value makes it possible to produce a voltage greater than the discharge start voltage Vp, thus giving rise to a uniform discharge from the discharge tube if the number of multiplication steps of the voltage multiplier circuit 5 is not important. However, when the voltage multiplier circuit is designed for only a few multiplication steps while the voltage Vh of the secondary winding is set to a high value, when the laser discharge tube begins to be discharged by the output voltage Vh produced at this secondary winding, the laser discharge tube tends to receive current directly without charging
the capacitors as was the case previously. Following the experiments it has carried out, the Applicant has found that this phenomenon occurs more pronounced when the number of multiplication steps
voltage does not exceed 2. In the presence of this phenomenon, the glow discharge changes very quickly
into an arc discharge. This phenomenon can have two causes:
1) Since, at the time of charging / discharging, the voltage multiplier circuit 5 can be considered as the equivalent of a series circuit consisting of several capacitors, the impedance, of the discharge tube 7 towards the source supply (i.e. impedance
of the power source), depends on the number of capacitors or the number of voltage multiplier steps.
As a result, this impedance of the power source becomes lower as the number of voltage multiplier steps decreases and also as the capacity of the capacitors increases.
2) In the discharge circuit, it is necessary that the impedance of the power source from the discharge tube is large and that the voltage / current relationship has a constant current limiting characteristic. If the number of voltage multiplier steps is reduced to a value below a certain number, the impedance of the power source becomes too low to obtain the required characteristic mentioned above.
On the basis of the results of the experiments and of the considerations above, it has been found that, in the circuit of the type shown in FIG. 1, the voltage multiplier circuit must have at least three multiplier steps to obtain a stable glow discharge.
However, when this number of voltage multiplier steps is 10 or about 10, the loss due to the overlapping of the capacitors, diodes, etc., becomes significant. Consequently, if the safety factor of the glow discharge is also taken into account, the number of voltage multiplier steps is preferably set to a value from 4 to 8.
Assuming that the operating voltage of the laser discharge tube 7 is Vd, if the voltage Vh of the secondary winding of the transformer 3 is relatively close to the operating voltage Vd, the current of the secondary winding also arrives directly at the laser discharge tube 7 in the same manner as in the case described above. When the voltage Vh at the secondary winding becomes greater than about half of the operating voltage Vd, this phenomenon appears remarkably, thus giving rise to an arc discharge.
Consequently, in order to avoid this phenomenon, the voltage Vh at the secondary winding must be adjusted.
at a value not exceeding half the voltage of
<EMI ID = 16.1>
if the voltage at the secondary winding is set to an excessively low value, one could hardly obtain a constant output by obtaining a continuous wave output, although this output depends on the capacitance of the capacitors. Consequently, if the safety factor of the glow discharge is also taken into account, it is preferable to adjust the voltage Vh at the secondary winding to a value between approximately 1/3 and 1/4 of the operating voltage. Vd.
The capacitance C of the capacitors of the voltage multiplier circuit 5 is adjusted to a value giving a desired value for the current conduction capacitance
of the device and the impedance of the power source.
Although the voltage multiplier circuit 5 used in the embodiment described above is of the two-wave rectification type, it can obviously be replaced by a voltage multiplier circuit of the single-wave rectification type, although this last gives a slightly less yield
Well.
As can be seen from the description above, the laser device according to the present invention is characterized by the following points:
1) A pulse train consisting of a number n of high frequency pulses is emitted intermittently, then amplified and rectified by a multiplier circuit
tension before being applied directly to the laser tube.
2) The negative resistance characteristic of the laser tube is used to obtain a high peak pulsed laser beam.
3) A stable glow discharge can be obtained by providing at least three multiplier steps in the voltage multiplier circuit and by adjusting
the voltage Vh at the secondary winding of the high frequency transformer at a value not exceeding about half of the operating voltage Vd of the laser tube.
4) The width of the pulses of the pulsed laser beam can be adjusted by adjusting the duration or the start-up of the pulse train consisting of the high frequency pulses. In addition, the maximum power of the pulsed laser beam is adjustable and controllable by varying the width of the high frequency pulses.
The present invention provides a laser apparatus of simple structure which not only provides a high peak pulsed laser beam, but which also allows easy adjustment of the maximum power, the width of the pulses, etc. In addition, the apparatus according to the invention makes it possible to obtain a laser beam with a continuous wave. Furthermore, according to the invention, the apparatus can operate at a value close to the value of the current.
discharge at which one can obtain an approximately maximum efficiency of the laser tube in a whole range of operating conditions going from the state of a weak output to the state of maximum output of this device.
CLAIMS
1. Laser device, characterized in that it comprises:
a pulsed power source emitting, intermittently, a pulse train consisting of several successive pulses at high frequency;
a voltage multiplier circuit of m times amplifying the voltage value of the pulses by m times
at high frequency emitted by this pulsed power source, while rectifying these high frequency pulses; and
a laser discharge tube connected directly
to the DC output terminal of this voltage multiplier circuit of m times,
the number m of multiplier steps of this
voltage multiplier circuit being at least 3, while the voltage value of the high frequency pulses
does not exceed roughly half the operating voltage of this laser discharge tube.