Dispositif de chauffage par induction
La présenté' invention concerne un dispositif
de chauffage par induction destiné notamment à servir de dispositif de cuisson pour appareil électroménager de cuisson.
Un dispositif de chauffage par induction comprend un matériau électrcconducteur soumis à un champ magnétique alternatif qui produit dans le matériau des pertes par courant de Foucault et par hystéresis, si bien que ce matériau s'échauffe. Le champ magnétique est engendré par une bobine d'induction excitée par un courant alternatif à fréquence élevée, par exemple une fréquence ultrasonique de l'ordre de 30 kHz.
Dans les dispositifs connus le courant de chauffage excitant la bobine d'induction est produit par un convertisseur comprenant essentiellement un étage de redressement et un ensemble de commutation à semiconducteurs commandés par un générateur d'impulsions.
Les dispositifs connus présentent néanmoins plusieurs inconvénients majeurs, à savoir :
1. Comme la bobine d'induction a une impédance faible,
<EMI ID=1.1>
dont 1 à 2 ohms de valeur active, le convertisseur doit pouvoir fournir un courant d'amplitude élevée afin que la puissance de chauffage produite puisse être élevée..
2. En raison de la fréquence élevée et de l'impédance fortement réactive de la bobine d'induction à cette fréquence, la bobine d'induction constitue pour le convertisseur d'énergie ultrasonique une charge ayant un mauvais facteur de puissance. De ce fait, l'obten-
<EMI ID=2.1>
apparente beaucoup plus importante que la puissance active désirée.
3. De ces deux premiers inconvénients il est aisé de déduire que les composants électroniques de commutation tels que transistors, thyristors, etc..., qui se trouvent éventuellement connectés en série avec la bobine, doivent être capables de supporter ces courants et tensions élevés, ce qui occasionne des pertes importantes au niveau de ces composants.
4. Le réglage de la puissance délivrée dans un ustensile de cuisson pose des problèmes encore plus épineux. Il existe plusieurs possibilités pour régler cette puissance:
(a) Varier -la tension d'alimentation continue du convertisseur. Pour obtenir cette variation on peut utiliser soit un redresseur contrôlé en phase connecté au réseau de distribution, soit un circuit d'alimentation à découplage haute fréquence. La première solution présente des inconvénients majeurs du point de vue de
la normalisation nationale et/ou internationale sur
la limitation des perturbations apportées aux réseaux
de distribution d'énergie. La seconde solution peut s'avérer onéreuse.
(b) Utiliser le convertisseur à sa puissance normale et obtenir un réglage de puissance en variant un
rapport cyclique marche-arrêt : la commande se fait alors par des "trains d'alternances" synchronisées ou non avec la tension d'alimentation du réseau de distribution. Ici aussi, la normalisation indiquée plus haut peut rendre la réalisation difficile.
(c) Varier la fréquence de fonctionnement du convertisseur ; la puissance délivrée par un système de chauffage par induction dans un matériau électroconducteur est en effet proportionnelle au carré de la fréquence du champ inducteur. Outre les problèmes de réalisation électronique que pose cette solution, apparaissent aussi des problèmes tels que :
- difficulté accrue d'éliminer les perturbations radioélectriques produites par le système de chauffage à induction <EMI ID=3.1> tensité sont audibles et gênantes pour les personnes et les animaux, et pour les commandes à distance par ultrasons (téléviseur, etc...)
- l'utilisation de fréquences élevées dans l'état actuel de la technologie des semi-conducteurs (c'est- <EMI ID=4.1>
le système onéreux et diminue le rendement énergétique du système de chauffage par induction.
(d) Varier mécaniquement la distance entre la bobine d'induction et l'ustensile de cuisson ; la puissance ultrasonique couplée dans un matériau électroconducteur dépend aussi du couplage entre ce matériau et la bobine inductrice ; cette approche est complexe et nécessite des techniques particulières de protection du convertisseur.
<EMI ID=5.1>
chauffage par induction qui élimine les inconvénients cités ci-dessus. Le dispositif suivant l'invention se caractérise par un filtre d'accord formant avec la bobine d'induction un circuit résonant série-parallèle dont les sections série et parallèle sont accordées
à des fréquences déterminées, la section parallèle comprenant la bobine d'induction ; un circuit généra-
<EMI ID=6.1>
appliquer des impulsions rectangulaires de fréquence élevée au filtre d'accord ; et un circuit pour régler la largeur des impulsions appliquées au circuit résonant.
Le circuit comprend également des moyens agencés en sorte de tester le dispositif de chauffage en permanence à périodes régulières afin de déterminer s'il est en état de fonctionnement normal ou s'il est en état d'être remis automatiquement en fonctionnement normal.
L'invention sera décrite ci-après plus en détail sur un exemple de forme de réalisation illustré aux dessins joints sur lesquels :
la figure 1 représente ach6matiquement un dispositif de chauffage par induction suivant l'invention ; - la figure 2 montre des formes d'ondes servant à comprendre le fonctionnement du circuit de la figure 1;
- les figures 3a à 31 illustrent diverses formes de réalisation du circuit selon l'invention.
On a montré schématiquement à la figure 1 la constitution d'un dispositif de chauffage par induction pour un appareil ménager de cuisson. Une bobine d'induction 1 montée en-dessous d'une plaque 2 en matière non conductrice de l'électricité, engendre un champ
<EMI ID=7.1>
énergie à un ustensile de cuisson 3 par l'intermédiaire de l'entrefer et de la plaque 2 de manière à porter li
<EMI ID=8.1>
induction 1 est alimentée par un circuit générateur de signal de fréquence ultrasonique comprenant essentiellement un oscillateur 4 et une bascule 5.
La figure 2 montre des formes d'ondes apparaissant en différents points du circuit. Le diagramme A montre un exemple de forme d'onde engendrée par l'oscillateur 4. La fréquence des impulsions rectangulaires est par exemple de 60 kHz. Ces impulsions attaquent la bascule 5, connue en soi, ayant deux sorties complémentaires auxquelles apparaissent des trains d'impulsions complémentaires montres aux diagrammes C et D . Le premier de ces trains d'impulsions est appliqué à une première entrée d'un circuit-ET 7 et le second train est appliqué à une entrée du circuit-ET 8. La seconde entrée de chacun de ces circuits-ET reçoit un train d'impulsions
montré au diagramme B, produit par un générateur d'impulsions 9, commandé lui-même par les transitions positives du signal engendré par l'oscillateur 4,
via le circuit-porte 25.
A la sortie de chacun des circuits-ET 7 et 8 apparaît une impulsion chaque fois qu'il y a concordance des niveaux logiques 1 aux deux entrées du circuit-ET. A la sortie du circuit-ET 7 apparaît un train d'impulsions comme montré au diagramme E, à la sortie du circuit-ET 8 apparaît un train d'impulsions comme montré au diagramme F. Les impulsions E et F amplifiéeset mises en forme dans les amplificateurs 11 et 12, respectivement, pilotent judicieusement les bases des transistors 13 et 14, respectivement, qui se trouvent
<EMI ID=9.1>
connu en soi. Celui-ci comprend un transformateur 16 de conception particulière qui, suivant l'invention, est un transformateur à noyau ferritique adapté à la fréquence de travail. La géométrie de ce noyau est choisie afin de permettre l'utilisation du transtormateur en régime linéaire à la puissance désirée.
Ce transformateur peut être réalisé de diverses manières :
(a) avec enroulements primaire et secondaire isolés
(transformateur classique) comme le montre ia figure 3a ; : (b) avec enroulements primaire et secondaire non isolés
(auto-transformateur) comme le montre la figure 3b ; (c) avec enroulements primaire et secondaire isolés ou non mais en créant un flux magnétique de fuite bien défini au niveau du noyau du transformateur ; ceci a pour effet de créer une inductance de fuite qui, ramenée au secondaire, a une valeur telle qu'elle peut remplacer l'inductance 18 du circuit résonant série-parallèle comme le montre les figures 3c et 3d.
Le rapport de transformation entre les différents enroulements est judicieusement choisi en sorte d'obtenir une puissance désirée pour une tension d'alimentation déterminée. Il est possible, en choisissant convenablement les valeurs des composants 17, 18, 20 et 1 décrits ultérieurement, et sous certaines conditions
de tension d'alimentation et de puissance désirée, d'arriver à l'une ou l'autre des solutions montrées aux figures 3e et 3f, c'est-à-dire utiliser un transformateur sans prises intermédiaires.
Si par exemple on connectait une charge résistive aux bornes du secondaire du transformateur de la figure 3a, il apparaîtrait aux bornes de cette charge des impulsions bipolaires rectangulaires comme montré au diagramme G.
Suivant l'invention, le secondaire du transformateur
16 est connecté à un circuit résonant série-parallèle constitué du condensateur 17, de l'inductance 18, du condensateur 20 et de la bobine d'induction 1. Les valeurs des composants 17, 18, 20 et 1 sont choisies d'une façon telle que, la bobine d'induction étant chargée par un ustensile de cuisson adéquat et pour
une fréquence choisie, l'impédance d'entrée du circuit résonant série-parallèle présente les particularités suivantes :
a) elle devient pratiquement purement résistive, ce qui a pour résultat que le facteur de puissance devient voisin de l'unité ; b) l'amplitude de sa partie réelle devient plusieurs fois supérieure à la valeur de la partie réelle de l'impédance d'une bobine d'induction considérée seule, ce qui, en tenant compte du rapport de transformation du transformateur, a pour effet de diminuer considérablement le courant commuté par les éléments semi-conducteurs du convertisseur.
Dans le montage suivant l'invention,, la forme d' onde du courant collecteur des transistors 13 et 14,
est sensiblement semi-sinusoïdal, ce qui diminue fortement les pertes par commutation et par voie de conséquence accroît la fiabilité et améliore le rendement.
De plus, le choix judicieux des valeurs des composants 17, 18, 20 et 1 permet l'obtention, dans la bobine d'induction, d'un courant et d'une tension sinusoïdaux à faible taux de distorsion. De ces particularités résultent plusieurs avantages importants par rapport aux systèmes connus :
(a) les circuits soumis à des variations brusques de courant et de tension, et donc susceptibles de générer des perturbations radio-électriques, peuvent être facilement enfermés dans des enceintes type "cage de Faraday" ; la bobine inductrice, quant à elle, émet peu de parasites radio-électriques car elle est parcourue par un courant sinusoïdal de pureté spectrale raisonnable ; b) l'amplitude du courant sinusoïdal parcourant la bobine d'induction est directement proportionnelle à la largeur et à l'amplitude des impulsions rectangu- <EMI ID=10.1>
<EMI ID=11.1>
amplitude des impulsions constante (amplitude liée à la tension d'alimentation du convertisseur push-pull)
<EMI ID=12.1>
largeur de ces impulsions. Comme le convertisseur est alimenté par un circuit de redressement classique connecté directement au réseau de distribution, la charge que représente ce système de chauffage pour le réseau peut être similaire à une charge résistive variable ; c) contrairement à certains systèmes de chauffage par induction connus, l'absence d'ustensile de cuisson sur la bobine d'induction provoque dans le montage suivant l'invention :
- une impédance d'entrée élevée du circuit résonant série-parallèle, ce qui assure la stabilité.du convertisseur et limite le courant commuté par lesssemi-conducteurs, alors que dans certains autres systèmes, <EMI ID=13.1>
catastrophique du convertisseur.;
- un déphasage très important entre le courant et la tension de la bobine d'induction, ce déphasage permettant une détection aisée et très précise de la présence d'un ustensile de cuisson adéquat ou d'un couplage suffisant de l'ustensile ; ceci n'est pas le cas dans la plupart des systèmes connus où la détection de présence et/ou de couplage est basée sur une détection d'amplitude et/ou sur des phénomènes magnétomécaniques.
Suivant l'invention, pour régler la puissance on prévoit de régler l'angle de conduction des transistors
13 et 14. Pour ce faire, on prévoit un moyen 19 dans le générateur d'impulsions 9 afin de régler la largeur 9 des impulsions produites (voir diagramme B).
Un circuit est encore prévu pour contrôler la présence d'un ustensile de cuisson adéquat et/ou son couplage avec la bobine d'induction. Ce circuit est agencé en sorte de mesurer le décalage de phase entre la tension aux bornes de la bobine 1 et le courant la traversant. Le transformateur 21 mesure la tension
aux bornes de la bobine 1 tandis que le transformateur
22 mesure le courant qui la traverse. Les signaux.produits aux secondaires des transformateurs 21 et-22 sont appliqués à un circuit comparateur de phase 23 agencé en sorte de mesurer la différence de phase entre les deux signaux et de produire un signal de niveau logique 1 lorsque :
(a) il n'y a pas de tension sur ni de courant dans la bobine 1, c'est-à-dire lorsque le convertisseur <EMI ID=14.1>
(b) la différence de phase entre tension et courant ne dépasse pas une valeur prédéterminée, c'est-à-dire lorsqu'un ustensile de cuisson adéquat est présent et/ou est couplé de façon suffisante avec la.bobine d'induction.
Le circuit comparateur de phase 23 est agencé en outre pour produire un signal de niveau logique 0 lorsque la différence de phase est supérieure à la valeur prédéterminée, c'est-à-dire lorsqu'un ustensile adéquat n'est pas présent et/ou n'est pas couplé de façon suffisante avec la bobine d'induction.
La sortie du comparateur de phase 23 attaque un multivibrateur monostable 24 déclenchable par une transition de signal négative. La sortie du multivibrateur 24 est connectée à une entrée du circuit-ET 25 dont l'autre entrée est connectée à la sortie de l'oscillateur 4 et dont la sortie est connectée à une entrée de commande du générateur d'impulsions 9.
La sortie du multivibrateur 24 est à l'état 0 lorsque le multivibrateur 24 reçoit une transition
de signal négative et elle conserve cet état 0 pendant un laps de temps déterminé après quoi elle repasse dans son état stable 1. Pendant que la sortie du multivibratour 24 est à l'état 0 le circuit-ET 25 se.,trouve bloque et inhibe le générateur d'impulsions 9 et l'empêche temporairement de produire les impulsions B : le convertisseur ne-fonctionne pas. Ce cas se produit lorsqu'un ustensile de cuisson adéquat n'est pas présent et/ou n'est pas couplé de façon suffisante avec la bobine 1 car alors la sortie du circuit 23 est à l'état logique 0. Par contre, lorsque la sortie du multivibrateur 24 est à l'état 1, le circuit-ET 25 est validé et applique un signal de commande au générateur d'impulsions 9 en sorte de faire fonctionner le convertisseur normalement.
Ainsi donc, lorsqu'un ustensile de cuisson adéquat est présent et/ou se trouve couplé de façon suffisante avec la bobine d'induction 1, la sortie du circuit 23
<EMI ID=15.1>
trouve pas déclenché, sa sortie restant à l'état stable 1 : le convertisseur fonctionne: normalement. Par contre, en l'absence d'ustensile adéquat ou lorsqu'un ustensile n'est pas couplé de façon suffisante avec la bobine
<EMI ID=16.1>
ce qui a pour effet de déclencher le multivibrateur 24 dont la sortie prend pendant un court laps de temps l'état 0, bloquant ainsi temporairement le convertisseur. Après que le laps de temps prédéterminé se soit .écoulé, le multivibrateur 24 reprend son état stable et remet
le convertisseur en fonctionnement normal et le cycle recommence. Le circuit vérifie ainsi en permanence
la présence et/ou le couplage convenable d'un ustensile de cuisson adéquat et lorsque ces conditions ne se
trouvent pas vérifiées il se met en position d'attente
tout en effectuant périodiquement un nouveau test
(par exemple toutes les secondes) pour tenter de redémarrer le système. Le temps de réaction de la boucle
de mesure est de l'ordre de quelques dizaines de
microsecondes. Ainsi, le dispositif de chauffage par
induction suivant l'invention ne consomme que très pou d'énergie pendant l'état d'attente, et le champ magnétique est inexistant tant qu'un ustensile de cuisson
n'est pas présent.
REVENDICATIONS
1.- Dispositif de chauffage par induction comprenant une bobine d'induction afin d'engendrer un champ magnétique dans l'espace environnant, caractérisé en
ce qu'il comprend un filtre d'accord formant avec la
bobine d'induction un circuit résonant série-parallèle
dont les sections série et parallèle sont accordées
à des fréquences déterminées, la section parallèle
comprenant la bobine d'induction : un circuit générateur
de puissance agencé en sorte d'appliquer
des impulsions rectangulaires de fréquence élevée au
filtre d'accord ; et un circuit pour régler la largeur
des impulsions appliquées au circuit résonant. '
Induction heating device
The present invention relates to a device
induction heating intended in particular to serve as a cooking device for household cooking appliances.
An induction heating device comprises an electrically conductive material subjected to an alternating magnetic field which produces eddy current and hysteresis losses in the material, so that this material heats up. The magnetic field is generated by an induction coil excited by an alternating current at high frequency, for example an ultrasonic frequency of the order of 30 kHz.
In known devices, the heating current exciting the induction coil is produced by a converter essentially comprising a rectifier stage and a semiconductor switching assembly controlled by a pulse generator.
The known devices nevertheless have several major drawbacks, namely:
1. As the induction coil has low impedance,
<EMI ID = 1.1>
including 1 to 2 ohms of active value, the converter must be able to supply a high amplitude current so that the heating power produced can be high.
2. Due to the high frequency and the highly reactive impedance of the induction coil at this frequency, the induction coil is a load for the ultrasonic energy converter with a bad power factor. As a result, the
<EMI ID = 2.1>
apparent much greater than the desired active power.
3. From these first two drawbacks it is easy to deduce that the electronic switching components such as transistors, thyristors, etc., which are possibly connected in series with the coil, must be able to withstand these high currents and voltages. , which causes significant losses in these components.
4. The adjustment of the power delivered to a cooking utensil poses even more difficult problems. There are several possibilities to adjust this power:
(a) Vary the DC supply voltage of the converter. To obtain this variation, one can use either a phase-controlled rectifier connected to the distribution network, or a high-frequency decoupled power supply circuit. The first solution has major drawbacks from the point of view of
national and / or international standardization on
limitation of disturbances to networks
of energy distribution. The second solution can prove to be expensive.
(b) Use the converter at its normal power and obtain a power adjustment by varying a
On-off duty cycle: control is then carried out by "alternation trains", synchronized or not with the supply voltage of the distribution network. Here too, the standardization indicated above can make implementation difficult.
(c) Vary the operating frequency of the converter; the power delivered by an induction heating system in an electrically conductive material is in fact proportional to the square of the frequency of the inductive field. In addition to the electronic production problems posed by this solution, problems also appear such as:
- increased difficulty in eliminating radio disturbances produced by the induction heating system <EMI ID = 3.1> which are audible and annoying for people and animals, and for ultrasonic remote controls (television, etc.) )
- the use of high frequencies in the current state of semiconductor technology (that is - <EMI ID = 4.1>
the expensive system and decreases the energy efficiency of the induction heating system.
(d) Mechanically vary the distance between the induction coil and the cooking utensil; the ultrasonic power coupled in an electrically conductive material also depends on the coupling between this material and the inductor coil; this approach is complex and requires special converter protection techniques.
<EMI ID = 5.1>
induction heating which eliminates the drawbacks mentioned above. The device according to the invention is characterized by a tuning filter forming with the induction coil a series-parallel resonant circuit, the series and parallel sections of which are tuned.
at determined frequencies, the parallel section comprising the induction coil; a general circuit
<EMI ID = 6.1>
applying high frequency rectangular pulses to the tuning filter; and a circuit for adjusting the width of the pulses applied to the resonant circuit.
The circuit also comprises means arranged so as to test the heating device continuously at regular periods in order to determine whether it is in normal operating state or if it is in a state of being automatically returned to normal operation.
The invention will be described below in more detail on an exemplary embodiment illustrated in the accompanying drawings in which:
FIG. 1 shows ach6matically an induction heating device according to the invention; FIG. 2 shows waveforms serving to understand the operation of the circuit of FIG. 1;
- Figures 3a to 31 illustrate various embodiments of the circuit according to the invention.
FIG. 1 schematically shows the constitution of an induction heating device for a household cooking appliance. An induction coil 1 mounted below a plate 2 of non-electrically conductive material, generates a field
<EMI ID = 7.1>
energy to a cooking utensil 3 via the air gap and the plate 2 so as to carry li
<EMI ID = 8.1>
induction 1 is supplied by an ultrasonic frequency signal generator circuit essentially comprising an oscillator 4 and a flip-flop 5.
Figure 2 shows waveforms appearing at different points in the circuit. Diagram A shows an example of a waveform generated by oscillator 4. The frequency of the rectangular pulses is for example 60 kHz. These pulses attack the flip-flop 5, known per se, having two complementary outputs to which appear complementary pulse trains shown in diagrams C and D. The first of these pulse trains is applied to a first input of an AND-circuit 7 and the second train is applied to an input of the AND-circuit 8. The second input of each of these AND-circuits receives a d-train. 'impulses
shown in diagram B, produced by a pulse generator 9, itself controlled by the positive transitions of the signal generated by oscillator 4,
via gate circuit 25.
At the output of each of the AND-circuits 7 and 8, a pulse appears each time there is a match between logic levels 1 at the two inputs of the AND-circuit. At the output of AND-circuit 7 appears a train of pulses as shown in diagram E, at the output of AND-circuit 8 appears a train of pulses as shown in diagram F. The pulses E and F amplified and shaped in amplifiers 11 and 12, respectively, judiciously drive the bases of transistors 13 and 14, respectively, which are located
<EMI ID = 9.1>
known per se. This comprises a transformer 16 of particular design which, according to the invention, is a transformer with a ferritic core adapted to the working frequency. The geometry of this core is chosen so as to allow the use of the transformer in linear mode at the desired power.
This transformer can be made in various ways:
(a) with isolated primary and secondary windings
(conventional transformer) as shown in Figure 3a; : (b) with uninsulated primary and secondary windings
(auto-transformer) as shown in Figure 3b; (c) with primary and secondary windings, isolated or not, but creating a well-defined magnetic leakage flux at the level of the transformer core; this has the effect of creating a leakage inductance which, reduced to the secondary, has a value such that it can replace the inductance 18 of the series-parallel resonant circuit as shown in FIGS. 3c and 3d.
The transformation ratio between the different windings is judiciously chosen so as to obtain a desired power for a determined supply voltage. It is possible, by suitably choosing the values of components 17, 18, 20 and 1 described later, and under certain conditions
supply voltage and desired power, to arrive at one or other of the solutions shown in Figures 3e and 3f, that is to say, use a transformer without intermediate taps.
If, for example, a resistive load were connected to the terminals of the secondary of the transformer in figure 3a, rectangular bipolar pulses would appear across this load as shown in diagram G.
According to the invention, the secondary of the transformer
16 is connected to a series-parallel resonant circuit consisting of capacitor 17, inductor 18, capacitor 20 and induction coil 1. The values of components 17, 18, 20 and 1 are chosen in a manner such as, the induction coil being loaded by a suitable cooking utensil and for
a chosen frequency, the input impedance of the series-parallel resonant circuit has the following features:
a) it becomes practically purely resistive, which results in the power factor becoming close to unity; b) the amplitude of its real part becomes several times greater than the value of the real part of the impedance of an induction coil considered alone, which, taking into account the transformation ratio of the transformer, has the effect to considerably reduce the current switched by the semiconductor elements of the converter.
In the assembly according to the invention, the waveform of the collector current of transistors 13 and 14,
is substantially semi-sinusoidal, which greatly reduces switching losses and consequently increases reliability and improves efficiency.
Moreover, the judicious choice of the values of the components 17, 18, 20 and 1 makes it possible to obtain, in the induction coil, a sinusoidal current and a voltage with low distortion rate. From these features result several important advantages over known systems:
(a) circuits subjected to sudden variations in current and voltage, and therefore liable to generate radio-electric disturbances, can easily be enclosed in enclosures of the "Faraday cage" type; the induction coil, for its part, emits little radio-electric interference because it is traversed by a sinusoidal current of reasonable spectral purity; b) the amplitude of the sinusoidal current flowing through the induction coil is directly proportional to the width and amplitude of the rectangular pulses - <EMI ID = 10.1>
<EMI ID = 11.1>
constant pulse amplitude (amplitude linked to the supply voltage of the push-pull converter)
<EMI ID = 12.1>
width of these pulses. As the converter is supplied by a conventional rectifier circuit connected directly to the distribution network, the load that this heating system represents for the network can be similar to a variable resistive load; c) unlike certain known induction heating systems, the absence of cooking utensils on the induction coil causes in the assembly according to the invention:
- a high input impedance of the series-parallel resonant circuit, which ensures the stability of the converter and limits the current switched by the semiconductors, while in some other systems, <EMI ID = 13.1>
catastrophic converter .;
a very large phase shift between the current and the voltage of the induction coil, this phase shift allowing easy and very precise detection of the presence of a suitable cooking utensil or of sufficient coupling of the utensil; this is not the case in most of the known systems where the detection of presence and / or coupling is based on detection of amplitude and / or on magnetomechanical phenomena.
According to the invention, to adjust the power, provision is made to adjust the conduction angle of the transistors
13 and 14. To do this, means 19 are provided in the pulse generator 9 in order to adjust the width 9 of the pulses produced (see diagram B).
A circuit is also provided to check the presence of a suitable cooking utensil and / or its coupling with the induction coil. This circuit is arranged so as to measure the phase shift between the voltage across the terminals of coil 1 and the current flowing through it. The transformer 21 measures the voltage
at the terminals of coil 1 while the transformer
22 measures the current flowing through it. The signals produced at the secondaries of transformers 21 and-22 are applied to a phase comparator circuit 23 arranged so as to measure the phase difference between the two signals and to produce a logic level 1 signal when:
(a) there is no voltage on nor current in coil 1, i.e. when the converter <EMI ID = 14.1>
(b) the phase difference between voltage and current does not exceed a predetermined value, i.e. when a suitable cookware is present and / or is sufficiently coupled with the induction coil.
The phase comparator circuit 23 is further arranged to produce a signal of logic level 0 when the phase difference is greater than the predetermined value, that is to say when a suitable utensil is not present and / or is not sufficiently coupled with the induction coil.
The output of phase comparator 23 drives a monostable multivibrator 24 triggerable by a negative signal transition. The output of the multivibrator 24 is connected to an input of the AND-circuit 25 whose other input is connected to the output of the oscillator 4 and whose output is connected to a control input of the pulse generator 9.
The output of the multivibrator 24 is at state 0 when the multivibrator 24 receives a transition
signal negative and it keeps this state 0 for a determined period of time after which it returns to its stable state 1. While the output of multivibratour 24 is at state 0, the AND-circuit 25 is blocked and inhibited. the pulse generator 9 and temporarily prevents it from producing the pulses B: the converter does not work. This case occurs when a suitable cooking utensil is not present and / or is not sufficiently coupled with coil 1 because then the output of circuit 23 is at logic 0. On the other hand, when the output of the multivibrator 24 is at state 1, the AND-circuit 25 is enabled and applies a control signal to the pulse generator 9 so as to make the converter operate normally.
Thus, when a suitable cooking utensil is present and / or is sufficiently coupled with the induction coil 1, the output of the circuit 23
<EMI ID = 15.1>
not found triggered, its output remaining in a stable state 1: the converter operates: normally. On the other hand, in the absence of a suitable utensil or when a utensil is not sufficiently coupled with the coil
<EMI ID = 16.1>
This has the effect of triggering the multivibrator 24, the output of which takes state 0 for a short period of time, thus temporarily blocking the converter. After the predetermined period of time has elapsed, the multivibrator 24 returns to its stable state and resets
the converter in normal operation and the cycle begins again. The circuit thus continuously checks
the presence and / or the proper coupling of a suitable cookware and when these conditions do not
not found verified he goes into waiting position
while periodically performing a new test
(for example every second) to attempt to restart the system. The reaction time of the loop
of measurement is of the order of a few tens of
microseconds. Thus, the heater by
induction according to the invention consumes very little energy during the standby state, and the magnetic field is nonexistent as long as a cooking utensil
is not present.
CLAIMS
1.- Induction heating device comprising an induction coil in order to generate a magnetic field in the surrounding space, characterized by
what it includes a chord filter forming with the
induction coil a series-parallel resonant circuit
whose serial and parallel sections are tuned
at determined frequencies, the parallel section
including the induction coil: a generator circuit
power arranged so as to apply
rectangular pulses of high frequency at
tuning filter; and a circuit to adjust the width
pulses applied to the resonant circuit. '