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La présente invention concerne les dispositifs de commande de fré- quence pour oscillateur à micro-ondes et plus spécialement un dispositif stabili- sateur de fréquence pour un oscillateur à klystron.
Différentes tentatives ont été faites pour stabiliser les oscilla- teurs à micro-ondes. L'une d'elles est représentée et décrite dans le brevet américain N .2.681.998 du 22,juin 1954 et une autre est exposée dans la revue "Proceedings of the IRE", vol. 36, pages 794-800, juin 19480 Dans chacune, on utilise le dispositif de stabilisation dénommé MF (moyenne fréquence) suivant le- quel un oscillateur à klystron est lié à une cavité de résonance à Q élevé par un dispositif de circuits fonctionnant à une fréquence MF, habituellement de 30 mé- gacycleso Dans ces dispositifs, le signal sortant des guides d'onde utilisés pour les micro-ondes est une tension MF dont la polarité dépend de,
et l'amplitude est proportionnelle à la partie imaginaire du coefficient de réflexion de la cavité à Q élevée Après amplification MF, la tension de sortie est mélangée avec une tension de la même fréquence dans un mélangeur et le signal résultant est une ten- sion continue qui a les caractéristiques d'une tension de sortie de discrimina- teuro Cette tension continue est ensuite utilisée comme signal de commande pour la stabilisation de la fréquence de 1'oscillateur.,
L'invention a pour but principal de procurer un nouveau procédé de stabilisation de la fréquence d'un oscillateur à micro-ondes.
L'invention a aussi pour but de procurer un procédé de stabilisation MF utilisant une cavité à Q élevé.
Comme il ressortira de la description donné ci-après, le dispositif de commande de fréquence de la présente invention utilise le type de fonctionne- ment MF, mais il fonctionne suivant un principe entièrement différent des prin- cipes précités. Dans le dispositif de la présente invention, le signal sortant du circuit à micro-ondes est une tension MF dont l'amplitude est essentiellement constante dans toute la gamme de fonctionnement et dont la phase est déterminée par le déphasage du signal U.H.F.
traversant la cavité à Q élevée Ce signal MF est ensuite amplifié et mélangé avec une tension de référence de la même fré- quence dans un détecteur de phase dont la sortie est utilisée pour régler la fré- quence de l'oscillateur., Par conséquent, dans les systèmes antérieurs, l'infor- mation nécessaire est contenue dans l'amplitude du signal MF, tandis que, dans le nouveau système décrit ci-après, l'information est contenue dans la phase du signal MFo Si donc les niveaux de bruit des cristaux et des tubes constituaient un facteur de limitation dans les anciens systèmes de commande à haute fréquence, les techniques F.M. courantes, comme le limiteur, peuvent être appliquées au nouveau système pour isoler l'information de phase, sans que des problèmes sem- blables de niveaux de bruits se présentent.
L'invention ressortira clairement de la description détaillée donnée ci-après avec référence aux dessins annexés, dans lesquels:
La figure 1 est un schéma de circuit de la présente invention, et
La figure 2 est un graphique donnant les caractéristiques de trans- mission de la cavité de résonance représentée à la figure 1.
La figure 1 montre que de l'énergie micro-ondulatoire est appliquée à un guide d'onde 10 constituant ligne de transmission par un oscillateur à kly- tron 12 fonctionnant à une fréquence f1. De la ligne de transmission 10, l'é- nergie est envoyée dans une charge ou un dispositif d'utilisation non représenté.
Une partie de cette énergie est prélevée par un dispositif de couplage directif 14 et est appliquée à un cristal modulateur 16 dans lequel cette partie est mo- dulée par un oscillateur auxiliaire 18 fonctionnant à une fréquence f2, habituel- lemerit aux environs de 30 mégacycleso Le signal de sortie du cristal modulateur 16 apparaissant dans le guide d'onde 20 est un signal à double bande latérale et porteuse supprimée contenant les fréquences f1+f2 et f1-f2. Dans la description donnée. ci-après, on utilise la bande latérale supérieure, fl+f2, mais il va de
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soi que les mêmes résultats peuvent être obtenus avec l'une ou l'autre bande la- ' térale, la seule différence étant la fréquence d'accord de la cavité de résonan- ce 22.
La bande latérale voulue est sélectionnée par la cavité-,,de transmission , 22 à Q élevé et appliquée à un cristal mélangeur 24 dans lequel cette bande la- térale est combinée à un second échantillon du signal de sortie du klystron pré- levé par le dispositif de couplage directif 26 et la section de guide d'onde 28.
Le cristal mélangeur 24 produit un signal-différence de fréquence MF, ayant la fréquence f2. Le mélangeur 24 comprend un dispositif à fonction quadratique, dont la caractéristique peut être représentée par ip = a e2g où ip est le courant de sortie instantanée du mélangeur, a est une constante et eg est la tension d'entrée instantanée du mélangeur.
Les cristaux représentés à la figure 1 peuvent être montés de diffé- rentes manières. Par exemple, un cristal peut être monté à l'intérieur d'une section d'onde, un cristal peut être alimenté par deux guides différents, ou bien on peut utiliser une monture de cristal normale sur un dispositif de couplage directif. En fait, des tés magiques peuvent être utilisés pour obtenir un modu- lateur symétrique et un mélangeur symétrique si on le désire. Ces tés magiques constituent une exécution mécanique convenable et assurent en même temps une meilleure suppression de la porteuse dans le modulateur ainsi qu'une séparation plus efficace entre la sortie principale et les diverses bandes latérales.
Le signal de sortie du cristal mélangeur 24 traverse un amplificateur
MF. 30 et un limiteur 32, pour atteindre un détecteur de phase 35, où il est comparé à un signal de référence de fréquence f2 provenant de l'oscillateur 18.
La sortie du détecteur de phase est un signal à courant continu qui est appliqué à l'électrode réflex (non représentée) du klystron 12 par un amplificateur de courant continu 36.
Les caractéristiques de transmission de la cavité de résonance 22 sont données à la figure 2. Quand la fréquence du klystron s'écarte de la valeur voulue fi et atteint une nouvelle valeur fi + #f, un déphasage se produit dans l'énergie de bande latérale (dont la fréquence est maintenant f1+f2+#f) arri- vant au cristal mélangeur 24, comme indiqué à la figure 2.
Le signal de fréquen- ce f1+#f arrivant au cristal mélangeur par la section de guide d'onde 28 subit un déphasage uniquement dù à la différence de longueur du guide d'onde, 'ce, dé- phasage étant négligeable comparativement à celui provoqué par la cavité; pour de très faibles variations de fréquence (ce qui doit être le cas pour un oscilla- teur bien stabilisé), le système maintient son point de fonctionnement au sommet de la courbe de réponse de la cavité, et, en conséquence, le signal de sortie est en principe constant.
Le signal de sortie du cristal modulateur 16 peut être représenté par Ecm (cos#2t) (cos#1t) où Ec représente l'amplitude d'entrée de la porteuse à fréquence f1, m représen- te l'indice de modulation, et#1t etW2t représentent les temps angulaires en radians du signal de sortie du klystron 12 et de celui de l'oscillateur 18 res- pectivement.
Dans l'hypothèse où la cavité de résonance 22 transmet la bande la- térale supérieure; le signal arrivant au cristal mélangeur 24, après avoir traver- sé le guide d'onde 20, peut être représenté par
Ecm2K cos [(#1+#2) t + e] où K représente la fraction du signal transmise par la cavité et 9 représente le déphasage introduit par la cavité, comme représenté à la figure 2.
Une description détaillée et complète du fonctionnement du cristal mélangeur 24 est donnée dans "Electron Tube Circuits" de S. Seely ; Me Graw.Hill
Book Co. Inc. New York, pages 358-9, 1950. Pour la présente invention, il suffit
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de dire que le signal de fréquence f1 arrivant au cristal mélangeur 24, peut être représenté par
Ec cos (#1t+#) où Eo est l'amplitude du signal provenant du dispositif de couplage 26 et,dé- signe un déphasage déterminé par la différence de longueur réelle entre les che- mins parcourus par les deux signaux appliqués au cristal mélangeuro Si ce signal est mélangé à la sortie de la cavité 22 représenté par
EMI3.1
E ILIK cos r(lt 2)
t 7 dans un dispositif à fonction quadratique comme un mélangeur 25 de caractéristique ip = ae2g on peut démontrer que le courant de sortie à la fréquence-différence ou moyenne fréquence est donné par
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ai KEcBo cos (2t + G - "'l') Pour une forme d'élément déterminée,est fixe. En conséquence, la sortie du cristal mélangeur 24 est de la forme cos (#2t + #) ce qui constitue un signal à amplitude constante et à phase variable; en compa- rant ce signal de référence de fréquence f2 dans le détecteur de phase 34, on peut produire là tension de commande nécessaire au klystron 12.
Comme l'informa- tion voulue est contenue dans la phase de signal de sortie, le signal peut être comprimé dans un limiteur 32 de manière à éviter les niveaux de bruit difficiles, le système fonctionnant de façon satisfaisante malgré cette limitation.
Le type habituel de détecteur de phase exige que les deux signaux d'entrée soient déphasés entre eux de 90 dans le cas d'une sortie nulle. Il peut aussi y avoir un certain déphasage provoqué par l'amplificateur MF 30, et l'an- gle de déphassage #, quoique fixe, peut être différent de zéro.
Un déphaseur 38 est, de ce fait, intercalé dans le canal de signal de référence, entre l'oscil- lateur 18 et le détecteur de phase 34. Ce déphaseur est à commande manuelle et est réglé de manière à introduire un signal maximum dans le limiteur, de façon - - que le point de fonctionnement soit maintenu au sommet de la courbe de réponse de la cavité, comme précitée
La description précédente montre que la présente invention procure un dispositifde commande de fréquence dans lequel l'information voulue est contenue dans la phase d'un signal de sortie d'un mélangeur plutôt que dans son amplitude., Des limiteurs peuvent donc être utilisés pour réduire les effets des niveaux de bruit des cristaux et des tubes.
Comme la figure 1 le montre, les deux signaux arrivant au cristal mélangeur 24 parcourent, par construction, des chemins d'égale longueur. Cependant, la longueur de ces chemins peut être réglée indépendamment, si on le désire, pour un cas d'application déterminée Les deux signaux peuvent aussi être atténués de façon indépendante, si on le désire, pour un cas particulier d'application ou d'essai.
Quoique l'invention ait été décrite dans le cas d'une forme d'exé- cution déterminée, il va de soi que de nombreuses modifications de forme et de disposition peuvent y être apportées sans sortir du cadre de l'inventiono
REVENDICATIONS.
**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.
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The present invention relates to frequency control devices for a microwave oscillator and more especially to a frequency stabilizer device for a klystron oscillator.
Various attempts have been made to stabilize microwave oscillators. One of them is shown and described in US Pat. No. 2,681,998 of June 22, 1954 and another is disclosed in the journal "Proceedings of the IRE", vol. 36, pages 794-800, June 19480 In each one uses the stabilization device called MF (medium frequency) whereby a klystron oscillator is linked to a high Q resonance cavity by a circuit device operating at a high Q. MF frequency, usually 30 megacycleso In these devices, the signal exiting the waveguides used for microwaves is an MF voltage whose polarity depends on,
and the amplitude is proportional to the imaginary part of the high-Q cavity reflection coefficient After MF amplification, the output voltage is mixed with a voltage of the same frequency in a mixer and the resulting signal is a DC voltage which has the characteristics of an output voltage of euro discriminator. This DC voltage is then used as a control signal for stabilizing the frequency of the oscillator.
The main object of the invention is to provide a novel method for stabilizing the frequency of a microwave oscillator.
Another object of the invention is to provide an MF stabilization method using a high Q cavity.
As will be apparent from the description given below, the frequency control device of the present invention uses the MF type of operation, but it operates on a principle entirely different from the above principles. In the device of the present invention, the signal leaving the microwave circuit is an MF voltage whose amplitude is essentially constant throughout the entire operating range and whose phase is determined by the phase shift of the U.H.F. signal.
passing through the cavity at high Q This MF signal is then amplified and mixed with a reference voltage of the same frequency in a phase detector whose output is used to adjust the frequency of the oscillator., Therefore, in the previous systems, the necessary information is contained in the amplitude of the FM signal, while, in the new system described below, the information is contained in the phase of the MFo signal Si therefore the noise levels crystals and tubes were a limiting factor in older high frequency control systems, current FM techniques, such as limiter, can be applied to the new system to isolate phase information, without similar problems noise levels arise.
The invention will emerge clearly from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings, in which:
Figure 1 is a circuit diagram of the present invention, and
Figure 2 is a graph showing the transmission characteristics of the resonance cavity shown in Figure 1.
FIG. 1 shows that micro-wave energy is applied to a waveguide 10 constituting a transmission line by a klytron oscillator 12 operating at a frequency f1. From the transmission line 10, the energy is sent to a load or a user device not shown.
A part of this energy is taken by a directional coupling device 14 and is applied to a modulator crystal 16 in which this part is modulated by an auxiliary oscillator 18 operating at a frequency f2, usually lem- berit around 30 megacycles. The output signal of modulator crystal 16 appearing in waveguide 20 is a suppressed carrier double sideband signal containing the frequencies f1 + f2 and f1-f2. In the description given. below, we use the upper sideband, fl + f2, but it goes from
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However, the same results can be obtained with either sideband, the only difference being the tuning frequency of the resonant cavity 22.
The desired sideband is selected by the high Q transmission cavity 22 and applied to a mixer crystal 24 in which this sideband is combined with a second sample of the klystron output signal taken by the. directional coupling device 26 and the waveguide section 28.
The mixer crystal 24 produces a frequency difference signal MF, having the frequency f2. The mixer 24 comprises a quadratic function device, the characteristic of which can be represented by ip = a e2g where ip is the instantaneous output current of the mixer, a is a constant and eg is the instantaneous input voltage of the mixer.
The crystals shown in Figure 1 can be mounted in different ways. For example, a crystal can be mounted inside a wave section, a crystal can be powered by two different guides, or a normal crystal mount can be used on a directional coupling device. In fact, magic tees can be used to achieve a symmetrical modulator and a symmetrical mixer if desired. These magic tees provide a suitable mechanical execution and at the same time ensure better suppression of the carrier in the modulator as well as a more efficient separation between the main outlet and the various side bands.
The output signal of the mixer crystal 24 passes through an amplifier
MF. 30 and a limiter 32, to reach a phase detector 35, where it is compared to a reference signal of frequency f2 coming from oscillator 18.
The output of the phase detector is a DC signal which is applied to the reflex electrode (not shown) of the klystron 12 by a DC amplifier 36.
The transmission characteristics of the resonance cavity 22 are given in Fig. 2. When the frequency of the klystron deviates from the desired value fi and reaches a new value fi + #f, a phase shift occurs in the band energy. lateral (whose frequency is now f1 + f2 + # f) arriving at the mixer crystal 24, as shown in figure 2.
The signal of frequency f1 + # f arriving at the mixing crystal through the waveguide section 28 is phase shifted only due to the difference in length of the waveguide, this shift being negligible compared to that caused. through the cavity; for very small frequency variations (which must be the case for a well stabilized oscillator), the system maintains its operating point at the top of the cavity response curve, and, consequently, the output signal is in principle constant.
The output signal of modulator crystal 16 can be represented by Ecm (cos # 2t) (cos # 1t) where Ec represents the input amplitude of the carrier at frequency f1, m represents the modulation index, and # 1t and W2t represent the angular times in radians of the output signal of klystron 12 and that of oscillator 18, respectively.
On the assumption that the resonance cavity 22 transmits the upper sideband; the signal arriving at the mixer crystal 24, after passing through the waveguide 20, can be represented by
Ecm2K cos [(# 1 + # 2) t + e] where K represents the fraction of the signal transmitted by the cavity and 9 represents the phase shift introduced by the cavity, as shown in figure 2.
A detailed and complete description of the operation of mixing crystal 24 is given in "Electron Tube Circuits" by S. Seely; Me Graw.Hill
Book Co. Inc. New York, pages 358-9, 1950. For the present invention, it suffices
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to say that the signal of frequency f1 arriving at the mixer crystal 24, can be represented by
Ec cos (# 1t + #) where Eo is the amplitude of the signal coming from the coupling device 26 and, denotes a phase shift determined by the difference in real length between the paths traversed by the two signals applied to the mixing crystal o Si this signal is mixed with the output of the cavity 22 represented by
EMI3.1
E ILIK cos r (lt 2)
t 7 in a quadratic function device such as a mixer 25 with characteristic ip = ae2g it can be demonstrated that the output current at the frequency-difference or medium frequency is given by
EMI3.2
ai KEcBo cos (2t + G - "'l') For a given element shape, is fixed. Consequently, the output of the mixer crystal 24 is of the form cos (# 2t + #) which constitutes a signal to constant amplitude and phase variable; by comparing this reference signal of frequency f2 in phase detector 34, the required control voltage for klystron 12 can be generated.
Since the desired information is contained in the output signal phase, the signal can be compressed in limiter 32 to avoid difficult noise levels, with the system operating satisfactorily despite this limitation.
The usual type of phase detector requires that the two input signals be out of phase with each other by 90 in the case of zero output. There may also be some phase shift caused by the FM amplifier 30, and the phase shift angle #, although fixed, may be other than zero.
A phase shifter 38 is therefore interposed in the reference signal channel, between the oscillator 18 and the phase detector 34. This phase shifter is manually controlled and is adjusted so as to introduce a maximum signal into the signal. limiter, so that the operating point is maintained at the top of the response curve of the cavity, as mentioned above
The foregoing description shows that the present invention provides a frequency control device in which the desired information is contained in the phase of an output signal of a mixer rather than in its amplitude. Limiters can therefore be used to reduce the effects of crystal and tube noise levels.
As FIG. 1 shows, the two signals arriving at the mixer crystal 24 travel, by construction, paths of equal length. However, the length of these paths can be adjusted independently, if desired, for a particular application case. The two signals can also be attenuated independently, if desired, for a particular application or application case. test.
Although the invention has been described in the case of a specific embodiment, it goes without saying that numerous modifications of form and arrangement can be made to it without departing from the scope of the invention.
CLAIMS.
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