FR2624674A1 - Method and device for coherent amplitude modulation/demodulation - Google Patents
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Abstract
Description
PROCEDE ET DISPOSITIF DE
MODULATION-DEMODULATION D'AMPLITUDE COHERENTE
L'invention concerne les procédés et dispositifs de modulation-démodulation d'amplitude cohérente et, plus particulièrement, un procédé et un dispositif de démodulation cohérente d'un signal modulé dont une composante est a. porteuse supprimée et l'autre à porteuse résiduelle.METHOD AND DEVICE
MODULATION-DEMODULATION OF COHERENT AMPLITUDE
The invention relates to coherent amplitude modulation-demodulation methods and devices and, more particularly, to a method and a device for coherently demodulating a modulated signal of which a component is a. carrier deleted and the other carrier residual.
Il est connu de transmettre sur un même canal de fréquence deux signaux a(t) et b(t) distincts en modulant en amplitude deux signaux à la fréquence porteuse en quadrature U(t,O) et U(t,-9O#), l'un par le signal A(t) et l'autre par le signal B(t). Les signaux modulés P(t) et Q(t) sont ensuite additionne pour obtenir le signal à transmettre S(t). Pour obtenir un tel signal S(t), on peut utiliser le dispositif de la figure 1 qui comprend un générateur 1 du signal U(t,O) à la fréquence porteuse F, un premier multiplieur 2 auquel sont appliqués le signal
U(t,O) et le signal A(t), un deuxième multiplieur 3 auquel sont appliqués le signal B(t) et le signal U(t,-9o#) obtenu par déphasage de 90 du signal
U(t,O) dans un circuit déphaseur 4.Le signal de sortie modulé P(t) du multiplieur 2 et le signal de sortie. modulé Q(t) du multiplieur 3 sont appliqués à un circuit d'addition 5 qui fournit le signal à transmettre S(t). It is known to transmit two separate signals a (t) and b (t) on the same frequency channel by amplitude modulating two signals at the quadrature carrier frequency U (t, O) and U (t, -9O #). one by the signal A (t) and the other by the signal B (t). The modulated signals P (t) and Q (t) are then added to obtain the signal to be transmitted S (t). To obtain such a signal S (t), it is possible to use the device of FIG. 1 which comprises a generator 1 of the signal U (t, O) at the carrier frequency F, a first multiplier 2 to which the signal is applied.
U (t, O) and the signal A (t), a second multiplier 3 to which the signal B (t) and the signal U (t, -9o #) obtained by phase shift of 90 of the signal are applied.
U (t, O) in a phase shifter circuit 4.The modulated output signal P (t) of the multiplier 2 and the output signal. modulated Q (t) of the multiplier 3 are applied to an addition circuit 5 which supplies the signal to be transmitted S (t).
Le signal à transmettre S(t) est défini par la relation
s(t) = A(t)Ucos(gt + d) + B(t)Usin(gt + d) (1) formule dans laquelle g = tAfF et d est un déphasage quelconque.The signal to be transmitted S (t) is defined by the relation
s (t) = A (t) Ucos (gt + d) + B (t) Usin (gt + d) (1) where g = tAfF and d is any phase shift.
A la réception, le signal S(t) est démodulé de manière à retrouver les deux composantes initiales
A(t) et B(t). Cette démodulation est par exemple obtenue par un dispositif qui sera décrit en relation avec la figure 2. I1 comprend deux multiplieurs 6 et 7 auxquels est appliqué un signal à la fréquence porteuse F fourni par un générateur 8 Ce signal est de la forme U'(t,O) pour le multiplieur 6 et de la forme U'(t,-90), c'est-à-dire déphasé de -90 dans un circuit déphaseur 9 par rapport au signal U'(t,O).At the reception, the signal S (t) is demodulated so as to find the two initial components
A (t) and B (t). This demodulation is for example obtained by a device which will be described in relation to FIG. 2. It comprises two multipliers 6 and 7 to which a signal is applied at the carrier frequency F supplied by a generator 8. This signal is of the form U '(FIG. t, O) for the multiplier 6 and of the form U '(t, -90), that is to say phase-shifted by -90 in a phase shifter circuit 9 with respect to the signal U' (t, O).
Les signaux de sortie des multiplieurs 6 et 7 sont appliqués respectivement à des filtres passe-bas 10 et 11 de manière à fournir les signaux recherchés
A(t) et B(t).The output signals of the multipliers 6 and 7 are respectively applied to low-pass filters 10 and 11 so as to provide the signals sought.
A (t) and B (t).
Dans le dispositif de démodulation de la figure 2, il est nécessaire d'élaborer un signal U'(t,O) à la fréquence porteuse F. A cet effet, plusieurs solutions sont possibles et notamment la transmission d'un signal pilote dont la fréquence Fp est un multiple nF ou sous-multiple F/m de la fréquence porteuse.Dans cette solution, schématisée par le dispositif de la figure 3, le signal S(t) transmis est filtre dans un circuit 12 pour séparer le signal la fréquence-pilote Fp, ce dernier étant appliqué à un détecteur de phase 13 qui reçoit par ailleurs un signal à la fréquence Fp obtenu par division ou multiplication de fréquence dans un circuit 15 d'un signal à la fréquence F par un oscillateur 14 à fréquence variable commandé en tension, oscillateur plus connu sous l'expression anglo-saxonne Voltage
Controlled Oscillator" ou V.C.O. Le détecteur de phase 13 fournit un signal d'écart de phase qui, après amplification dans un circuit 17 et filtrage dans un circuit 16, commande l'oscillateur 14 pour réduire et annuler l'écart de phase.On obtient ainsi à la sortie de l'oscillateur 14, un signal U'(t,O) à la fréquence porteuse F.In the demodulation device of FIG. 2, it is necessary to elaborate a signal U '(t, O) at the carrier frequency F. For this purpose, several solutions are possible and in particular the transmission of a pilot signal whose frequency Fp is a multiple nF or sub-multiple F / m of the carrier frequency.In this solution, shown schematically by the device of FIG. 3, the signal S (t) transmitted is filtered in a circuit 12 to separate the signal frequency Fp-pilot, the latter being applied to a phase detector 13 which also receives a signal at the frequency Fp obtained by division or frequency multiplication in a circuit 15 of a signal at the frequency F by a variable frequency oscillator 14 controlled voltage, oscillator better known as the British Voltage
Controlled Oscillator "or VCO The phase detector 13 provides a phase difference signal which, after amplification in a circuit 17 and filtering in a circuit 16, controls the oscillator 14 to reduce and cancel the phase difference. thus at the output of the oscillator 14, a signal U '(t, O) at the carrier frequency F.
Cette solution, mettant en oeuvre un signal à la fréquence pilote Fp, présente l'inconvénient d'être sensible à des variations du temps de retard de groupe du canal de transmission, ce qui introduit une erreur de phase, variable et incontrôlable, entre le signal modulé et le signal pilote. This solution, implementing a signal at the pilot frequency Fp, has the disadvantage of being sensitive to variations in the group delay time of the transmission channel, which introduces a variable and uncontrollable phase error between the modulated signal and pilot signal.
Une autre solution consiste à faire en sorte que le signal S(t) comporte une composante à la fréquence porteuse. A la réception, pour obtenir le signal
U'(t,0), on utilise, par exemple, un dispositif selon le schéma de la figure 4. Le signal S(t) est appliqué à un détecteur de phase 16 par l'intermédiaire d'un circuit limiteur d'amplitude 30. L'autre entrée du détecteur de phase est connectée à la sortie d'un oscillateur 20 à fréquence variable voisine de F commandé en tension (V.C.O.). Le signal d'écart de phase du détecteur 16 est amplifié dans un circuit 18 et.filtré dans un circuit 19 avant d'être appliqué comme tension de commande à l'oscillateur 20. Another solution is to ensure that the signal S (t) comprises a component at the carrier frequency. At the reception, to get the signal
U '(t, 0) is used, for example, a device according to the diagram of Figure 4. The signal S (t) is applied to a phase detector 16 via an amplitude limiting circuit 30. The other input of the phase detector is connected to the output of a variable frequency oscillator 20 having a voltage controlled F (VCO). The phase difference signal of the detector 16 is amplified in a circuit 18 and filtered in a circuit 19 before being applied as control voltage to the oscillator 20.
Un tel procédé et dispositif présente l'inconvénient de mettre en oeuvre une boucle à verrouillage de phase. En outre, les erreurs de phase introduites par le transit du signal dans le limiteur d'amplitude sont la source de diaphonie entre les signaux A(t) et
B(t) et doivent, de ce fait, être compensées. Ce dernier inconvénient existe également dans la version avec fréquence pilote quand le filtre 12 introduit des erreurs de phase.Such a method and device has the disadvantage of implementing a phase-locked loop. In addition, the phase errors introduced by the transit of the signal in the amplitude limiter are the source of crosstalk between the signals A (t) and
B (t) and must, therefore, be compensated. This last disadvantage also exists in the pilot frequency version when the filter 12 introduces phase errors.
Un but de la présente invention est donc un procédé et un dispositif de modulation-démodulation d'amplitude cohérente qui ne présente pas les inconvénients précités pour les dispositifs à la fréquence pilote Fp ou à porteuse résiduelle. An object of the present invention is therefore a method and a coherent amplitude modulation-demodulation device that does not have the aforementioned drawbacks for the devices at the pilot frequency Fp or residual carrier.
Un autre but de la présente invention est .un procédé et un dispositif de modulation-démodulation d'amplitude cohérente qui présente une diaphonie minimale entre les signaux A(t) et B(t). Another object of the present invention is a coherent amplitude modulation-demodulation method and apparatus which exhibits minimal crosstalk between the signals A (t) and B (t).
Le procédé se rapporte à un procédé de modulation-démodulation d'amplitude cohérente de deux signaux caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes
a) une élaboration de deux signaux modulants a(t)
et b(t) tels que
a(t) = 1 + m A(t)
b(t) = B(t)
b) une modulation en amplitude d'un signal
Ucos(gt+d) à la fréquence porteuse F =
par les signaux précités de manière à obtenir
un signal à transmettre S(t) tel que
8(t) = U (1 + m A(T)) cos(gt+d)
+ U B(t) sin(gt+d) et,
c) une démodulation en amplitude du signal trans
mis SOt) par un signal U'(t,0) = 2/U cos(gt+e)
à la fréquence porteuse F pour obtenir un
signal p'(t) et par un signal U'(t,-90#)
déphasé de -90 par rapport å U'(t,0) pour
obtenir un signal q'(t), ledit signal U'(t,0)
ayant une phase e tel que d-e = -90#+2k.l80#. The method relates to a coherent amplitude modulation-demodulation method of two signals characterized in that it comprises the following operations
a) an elaboration of two modulating signals a (t)
and b (t) such as
a (t) = 1 + m A (t)
b (t) = B (t)
b) An amplitude modulation of a signal
Ucos (gt + d) at the carrier frequency F =
by the aforementioned signals so as to obtain
a signal to be transmitted S (t) such that
8 (t) = U (1 + m A (T)) cos (gt + d)
+ UB (t) sin (gt + d) and,
c) an amplitude demodulation of the trans signal
put SOt) by a signal U '(t, 0) = 2 / U cos (gt + e)
at the carrier frequency F to get a
signal p '(t) and by a signal U' (t, -90 #)
phase-shifted from -90 to U '(t, 0) for
obtain a signal q '(t), said signal U' (t, 0)
having a phase e such that = -90 # + 2k.l80 #.
L'invention se rapporte également à un dispositif de démodulation dans un système de modulation-démodulation mettant en oeuvre le procédé ci-dessus qui comprend un premier multiplieur auquel est appliqué le signal U'(t,0), un deuxième multiplieur auquel est appliqué le signal U'(t,0) par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur de -90', et un circuit d'élaboration du signal U'(t,0), caractérisé en ce que ledit circuit d'élaboration du signal U'(t,0) comprend
- un circuit intégrateur du signal p'(t), qui
fournit un signal p' (e)
- un oscillateur à fréquence variable commandé
par la tension p' (e) qui fournit le signal
U' (t, O). The invention also relates to a demodulation device in a modulation-demodulation system implementing the above method which comprises a first multiplier to which the signal U '(t, 0) is applied, a second multiplier to which is applied the signal U '(t, 0) by means of a phase-shifting circuit of -90', and a signal processing circuit U '(t, 0), characterized in that said circuit for generating the signal U '(t, 0) comprises
an integrating circuit of the signal p '(t), which
provides a signal p '(e)
- a controlled variable frequency oscillator
by the voltage p '(e) which provides the signal
U '(t, O).
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un #exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels
- la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un
dispositif de modulation d'amplitude cohérente
par deux signaux A(t) et B(t) selon l'art
antérieur de manière à obtenir un signal
composite S(t) ::
- la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un
dispositif de démodulation d'amplitude cohé
rente d'un signal S(t) selon l'art antérieur de
manière à obtenir les signaux A(t) et B(t.)
- la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un
dispositif d'élaboration d'un signal à la
fréquence porteuse F à partir d'un signal à la
fréquence pilote Fp, selon l'art antérieur
- la figure 4 est un schéma fonctionnel d'un
dispositif d'élaboration d'un signal à la
fréquence porteuse F à partir d'un signal
résiduel également à la fréquence F, et
- la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un
dispositif de démodulation d'amplitude cohé
rente selon. la présente invention.Other characteristics and advantages of the present invention will appear on reading the following description of a particular embodiment, said description being given in relation to the attached drawings in which
FIG. 1 is a block diagram of a
coherent amplitude modulation device
by two signals A (t) and B (t) according to the art
prior to obtaining a signal
composite S (t) ::
FIG. 2 is a block diagram of a
coherent amplitude demodulation device
of a signal S (t) according to the prior art of
to obtain the signals A (t) and B (t)
FIG. 3 is a block diagram of a
device for generating a signal at the
carrier frequency F from a signal at the
pilot frequency Fp, according to the prior art
FIG. 4 is a block diagram of a
device for generating a signal at the
carrier frequency F from a signal
residual also at the frequency F, and
FIG. 5 is a block diagram of a
coherent amplitude demodulation device
annuity according to. the present invention.
Selon la présente invention, les signaux modulants a(t) et b(t) doivent être de la forme a(t) = 1+ m A(t)
b(t) = B(t).According to the present invention, the modulating signals a (t) and b (t) must be of the form a (t) = 1+ m A (t)
b (t) = B (t).
Dans ces formules, A(t) est un signal quelconque, déterministe ou aléatoire et sa valeur moyenne A (ou son espérance mathématique) doit être telle que le produit m.A reste supérieur à -1 afin d'obtenir un résidu moyen à la fréquence porteuse qui est en phase avec le signal de la porteuse U(t). Le résidu r(t) à la fréquence porteuse s'exprime par
r(t) = (1 + mA) cos(gt+d) (3)
Par ailleurs B(t) est également un signal quelconque déterministe ou aléatoire dont la valeur moyenne est
B = O.In these formulas, A (t) is any deterministic or random signal and its average value A (or its expected value) must be such that the mA product remains greater than -1 in order to obtain an average residual at the carrier frequency which is in phase with the signal of the carrier U (t). The residue r (t) at the carrier frequency is expressed by
r (t) = (1 + mA) cos (gt + d) (3)
Moreover, B (t) is also any deterministic or random signal whose average value is
B = O.
Le signal composite S(t) qui résulte de la modulation telle que décrite ci-dessus dans le préambule est exprimé par S(t) = U(l+m A(t)) cos(gt+d) + U.B(t) sin(gt+d) (2) avec le symbole U désignant l'amplitude de la porteuse. C'est ce signal qui est appliqué, à la récéption, au dispositif de démodulation d'amplitude cohérente de la figure 5. Ce dispositif comprend deux multiplieurs 21 et 22 auxquels est appliqué le signal
S(t).A chaque multiplieur est également appliqué un signal U'(t) à la fréquence porteuse F, l'un U'(t,O), appliqué au multiplieur 21 et provenant directement d'un oscillateur 24 à la fréquence variable commandé en tension (V.C,O.) et l'autre, U'(t,-90#) par l'intermédiaire d'un circuit 23 de déphasage fixe de -90 pour être appliqué au multiplieur 22.The composite signal S (t) which results from the modulation as described above in the preamble is expressed by S (t) = U (l + m A (t)) cos (gt + d) + UB (t) sin (gt + d) (2) with the symbol U denoting the amplitude of the carrier. It is this signal which is applied, at the reception, to the coherent amplitude demodulation device of FIG. 5. This device comprises two multipliers 21 and 22 to which the signal is applied.
S (t). At each multiplier is also applied a signal U '(t) at the carrier frequency F, one U' (t, O), applied to the multiplier 21 and coming directly from an oscillator 24 at the frequency voltage controlled variable (VC, O.) and the other, U '(t, -90 #) through a fixed phase shift circuit 23 of -90 to be applied to the multiplier 22.
Le signal de sortie q' (t) du circuit multiplieur 22 est appliqué à un filtre passe-bas 29 qui donne à sa sortie un signal y(t). Par ailleurs le signal de sortie p' (t) du circuit multiplieur 21 est appliqué à un filtre passe-bas 28 qui donne à sa sortie un signal x(t). Le signal p'(t) est également appliqué à un amplificateur intégrateur 25 qui comprend donc un intégrateur 26 suivi d'un amplificateur 27. Le signal de sortie de l'amplificateur 27 est appliqué à 1'oscillateur 24 comme tension de commande de la fréquence. Les éléments 21, 24, 26 et 27 réalisent une boucle d'asservissement lorsque certaines conditions sont remplies. The output signal q '(t) of the multiplier circuit 22 is applied to a low-pass filter 29 which gives a signal y (t) at its output. Moreover, the output signal p '(t) of the multiplier circuit 21 is applied to a low-pass filter 28 which gives at its output a signal x (t). The signal p '(t) is also applied to an integrating amplifier 25 which therefore comprises an integrator 26 followed by an amplifier 27. The output signal of the amplifier 27 is applied to the oscillator 24 as the control voltage of the amplifier. frequency. The elements 21, 24, 26 and 27 realize a control loop when certain conditions are met.
Pour définir ces conditions et démontrer que x(t) et y(t) sont les signaux modulants que l'on - recherche, on suppose qu'à un instant donné, l'oscillateur 24 délivre un signal U'(t,0) de même fréquence que la porteuse U(t,0) mais de phase e, soit
U'(t) = 2/u cos(gt+e) on peut alors écrire les expressions
p'(t) = 2 (1 + m A(t)) cos(gt+d) cos(gt+e)
+ 2B(t) sin(gt+d) cos(gt+e)
q'(t) = 2( 1 + m A(t)) cos(gt+d) sin(gt+e)
+ 2B(t) sin(gt+d) sin(gt+e)
Ces expressions peuvent s'écrire sous la forme
p' (t) = (1 + m A(t)) (cos(2gt+d+e) + cos(d-e))
+ B(t) (sin(2gt+d+e) + sin(d-e)) (4)
q' < t) = (1 + m A(t)) (sin(2gt+d+e) + sin(d-e))
+ B(t) (cos(d-e) - cos(2gt+d+e))
Si le signal p'(t) est intégré dans le circuit 26, il découle que sa valeur moyenne est donnée par
p'(e) = (1 + mA) cos(d-e) (5)
La boucle d'asservissement a pour but d'agir sur la phase e de l'oscillateur 24 afin d'annuler p'(e).To define these conditions and to prove that x (t) and y (t) are the modulating signals that one seeks, it is supposed that at a given moment, the oscillator 24 delivers a signal U '(t, 0). of the same frequency as the carrier U (t, 0) but of phase e,
U '(t) = 2 / u cos (gt + e) we can then write the expressions
p '(t) = 2 (1 + m A (t)) cos (gt + d) cos (gt + e)
+ 2B (t) sin (gt + d) cos (gt + e)
q '(t) = 2 (1 + m A (t)) cos (gt + d) sin (gt + e)
+ 2B (t) sin (gt + d) sin (gt + e)
These expressions can be written in the form
p '(t) = (1 + m A (t)) (cos (2gt + d + e) + cos (of))
+ B (t) (sin (2gt + d + e) + sin (of)) (4)
q '<t) = (1 + m A (t)) (sin (2gt + d + e) + sin (of))
+ B (t) (cos (de) - cos (2gt + d + e))
If the signal p '(t) is integrated in the circuit 26, it follows that its average value is given by
p '(e) = (1 + mA) cos (of) (5)
The servo loop is intended to act on the phase e of the oscillator 24 to cancel p '(e).
Ce dernier sera nul pour
cos(d-e) = 0 soit pour (d-e) = (2k + 1) 90". This will be zero for
cos (de) = 0 for (de) = (2k + 1) 90 ".
Par ailleurs, si on a cos(d-e) = 0, on a également sin(d-e) = + 1. Pour respecter la polarité. des signaux démodulés vis-à-v#is des signaux modulants d'origine, on choisit sin(d-e) = 1, soit d-e = 90 + 2k.180 . Ces deux conditions ne peuvent être réalisée que si d-e = 90 + 2k.180 . On the other hand, if we have cos (d-e) = 0, we also have sin (d-e) = + 1. To respect the polarity. demodulated signals vis-à-vis original modulating signals, we choose sin (d-e) = 1, ie d-e = 90 + 2k.180. These two conditions can only be realized if d-e = 90 + 2k.180.
Lorsque ces conditions sont atteintes, leur report dans le jeu d'équations (3) et l'élimination des composants haute fréquence par filtrage passe-bas dans les filtres 28 et 29, conduit à
x(t) = B(t)
y(t) = 1 + m A(t) c'est-à-dire les signaux modulants.
Dans la description cirdessus de l'invention, on a supposé que le signal U(t) à la fréquence porteuse était de forme sinusoïdale pure sans harmonique.When these conditions are reached, their transfer to the equation set (3) and the elimination of high-frequency components by low-pass filtering in the filters 28 and 29 leads to
x (t) = B (t)
y (t) = 1 + m A (t), that is to say the modulating signals.
In the above description of the invention, it has been assumed that the signal U (t) at the carrier frequency is of pure sinusoidal form without harmonic.
L'invention s'applique également aux cas où le signal
U(t) comporte des harmoniques, par exemple lorsque
U(t) est un signal de forme rectangulaire de fréquence F, sous réserve que la rotation de phase qui existe entre le signal fondamental et ses harmoniques à la modulation, soit conservée à la démodulation.The invention also applies to cases where the signal
U (t) has harmonics, for example when
U (t) is a rectangular-shaped signal of frequency F, provided that the phase rotation between the fundamental signal and its modulation harmonics is preserved at demodulation.
La description qui vient d'être faite permet de définir un procédé de modulation-démodulation cohérente qui comporte les étapes suivantes
1. l'élaboration de deux signaux modulants a(t) et
b(t) tels que
a(t) = 1 + m A(t)
b(t) = B(t)
2. la modulation en amplitude d'un signal
Ucos(gt+d) à la fréquence porteuse F par les
signaux a-(t) et b(t) de manière à obtenir un
signal à transmettre S(t) tel que
s(t) = U(l+mA(t)) .cos(gt+d) +'U,B(t) sin(gt+e),
et
3. la démodulation en amplitude du signal reçu
S(t) par un signal U'(t,0) - = 2/U cos (gt+e) à
la fréquence porteuse F et par un signal
U'(t,-90*) déphasé de -90 par rapport à -
U'(t,0), ledit signal U'(t,0) ayant une phase e
tel que d-e = -906+2k.180. The description that has just been made makes it possible to define a coherent modulation-demodulation method which comprises the following steps
1. the development of two modulating signals a (t) and
b (t) such as
a (t) = 1 + m A (t)
b (t) = B (t)
2. Amplitude modulation of a signal
Ucos (gt + d) at the carrier frequency F by the
signals a- (t) and b (t) so as to obtain a
signal to be transmitted S (t) as
s (t) = U (l + mA (t)). cos (gt + d) + 'U, B (t) sin (gt + e),
and
3. Amplitude demodulation of the received signal
S (t) by a signal U '(t, 0) - = 2 / U cos (gt + e) to
the carrier frequency F and by a signal
U '(t, -90 *) out of phase by -90 with respect to -
U '(t, 0), said signal U' (t, 0) having a phase e
as of = -906 + 2k.180.
Le procédé de modulation-démodulation selon l'invention ne nécessite pas l'utilisation d'un discriminateur de phase et il en résulte un dispositif plus simple. En outre, comme le dispositif tend, sur une voie, à annuler directement le résidu de porteuse contenu dans le signal S(t), il en résulte un signal utile proche de la valeur maximale et par voie de conséquence#, un signal.de la voie adjacente proche de la valeur minimale, sur .ladite voie du signal utile. The modulation-demodulation method according to the invention does not require the use of a phase discriminator and the result is a simpler device. In addition, since the device tends, on a channel, to directly cancel the carrier residue contained in the signal S (t), a useful signal close to the maximum value and therefore consequently a signal is produced. the adjacent channel close to the minimum value, on this lane of the useful signal.
La réciproque s'applique à la voie adjacente. The reciprocal applies to the adjacent channel.
Claims (4)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8717460A FR2624674A1 (en) | 1987-12-15 | 1987-12-15 | Method and device for coherent amplitude modulation/demodulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8717460A FR2624674A1 (en) | 1987-12-15 | 1987-12-15 | Method and device for coherent amplitude modulation/demodulation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2624674A1 true FR2624674A1 (en) | 1989-06-16 |
Family
ID=9357865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8717460A Withdrawn FR2624674A1 (en) | 1987-12-15 | 1987-12-15 | Method and device for coherent amplitude modulation/demodulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2624674A1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2652698A1 (en) * | 1989-10-02 | 1991-04-05 | Sgs Thomson Microelectronics | DECODER FOR DECODING A CRYPT SOUND. |
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|---|---|---|---|---|
| FR998273A (en) * | 1949-10-27 | 1952-01-16 | Method of transmitting two channels on the same carrier wave, transmitters and receivers for its implementation | |
| US3944938A (en) * | 1973-08-16 | 1976-03-16 | Compagnie Industrielle Des Telecommunications Cit-Alcatel | Phase correlator |
| US4236042A (en) * | 1979-03-12 | 1980-11-25 | Harris Corporation | Compatible AM stereo system employing a modified quadrature modulation scheme |
-
1987
- 1987-12-15 FR FR8717460A patent/FR2624674A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| Title |
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