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La présente invention concerne les systèmes régulateurs de géné- ratrices et plus spécialement les circuits limiteurs d'excitation minimum ,qui s'y rapportent.
, Il est intéressant de maintenir la tension de sortie d'une génératrice en substance constante, mais aussi de prévoir un circuit limiteur d'excitation minimum afin que la génératrice ne décroche pas. Les anciens circuits limiteurs d'excitation minimum présentent de nombreux inconvé- nients. Par exemple, de nombreux circuits limiteurs d'excitation minimum anciens,répondent à la tension d'excitation de la génératrice et sont donc sensibles aux variations de température de l'air environnant la généra- trice. En outre, dans de nombreux circuits limiteurs anciens, il est im-- possible de régler cette limite avec sécurité à une valeur suffisamment proche du point de décrochage de la génératrice. La génératrice utilisant cet ancien type de circuit limiteur ne peut pas tirer tout le profit vou- lu de sa caractéristique à facteur de puissance en avant.
Encore un autre défaut de nombreux circuits d'excitation mini- mum anciens réside en ce que la limite d'excitation minimum varie avec les variations de la tension débitée dues aux variations de la charge ou du nombre de génératrices mises sur le réseau. De nombreux circuits d'excita- tiori minimum anciens ont encore le défaut qu'il est difficile de varier la limite d'excitation minimum d'une valeur à une autre.
La présente invention a pour but principal de procurer un nouveau circuit de commande de limite d'excitation minimum pour une génératrice, dont les appareils comprennent des éléments statiques sans parties mobiles.
L'invention a plus spécialement pour but de procurer un circuit de commande de limite d'excitation minimum qui puisse être réglé de manière à obtenir une limite très voisine du point de décrochage de la génératrice, en reliant entre eux un amplificateur magnétique et un circuit de sens qui donne, à la sortie une mesure de la tension du réseau et une mesure de la somme de la chute de tension réactive extérieure du réseau électrique et la chute de tension réactive synchrone de la génératrice, de fa- çon à produire, à la sortie de l'amplificateur magnétique, une tension déterminée indiquant si la tension après la réactance synchrone de la génétrice, avance de plus ou de moins de 90 sur la tension du réseau,
de manière à régler la limite d'excitation minimum de la génératrice et permettre à celle-ci de tirer profit de sa caractéristique de facteur de puissance en avant.
L'invention ressortira clairement de la description, donnée ciaprès, d'une forme d'exécution représentée, à titre d'exemple, aux dessins annexés, dans lesquels
Les figures 1A et 1B sont un schéma des appareils et circuits de la forme d'exécution de l'invention, et
La figure 2 est un diagramme vectoriel représentant les différentes composantes de tension et de courant obtenues par l'utilisation du circuit limiteur d'excitation minimum représenté à la figure 1.
Les figures lA et 1B représentent une génératrice triphasée à pôles non saillants 10 ayant un enroulement d'excitation 12. La génératrice 10 alimente les conducteurs 14, 16, 18 qui font partie d'un réseau électrique Une excitatrice 20 produit la tension inductrice relativement ée- vée nécessaire à l'enroulement d'excitation 12. L'excitation 20 comprend un induit 22 qui alimente l'enroulement d'excitation 12 de la génératrice 10, un enroulement d'auto-excitation 24 en shunt avec l'induit 22, et
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des enroulements d'excitation de sous- et de survoltage 26 et 28 dont le rôle sera exposé plus loin.
Afin de maintenir la tension de sortie de la génératrice 10 en substance constante, un circuit fermé de régulation 30, comprenant un amplificateur magnétique push-pull 32, relie la sortie de la génératrice 10 aux enroulements d'excitation de sous- et de survoltage 26 et 28 de l'excitatrice 20.
Suivant la présente invention, un circuit limiteur d'excitation minimum 34 est relié à la sortie de la génératrice 10 et coopère avec 1' amplificateur magnétique push-pull 32 du circuit fermé de régulation 30 pour empêcher le décrochage de la génératrice 10. De façon générale, le circuit limiteur d'excitation minimum 34 comprend un circuit de sens 36 et un amplificateur magnétique push-pull 38 associé à ce dernier pour obtenir une tension de sortie indiquant si la tension après la réactance synchrone de la génératrice 10 avance de plus ou de moins de 90 par rapport à la tension du réseau.
En outre, le circuit limiteur d'excitation minimum 34 comprend une self à saturation 40 répondant à la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38, et un circuit de shuntage 42 qui dérive une partie du signal de commande de l'amplificateur magnétique pushpull 32, une fois que la tension de sortie de la self à saturation 40 atteint un niveau déterminé, de manière à maintenir ainsi, pour la génératrice 10, une limite d'excitation minimum déterminée en substance constan- -Ce.
Comme précité, le circuit fermé de régulation 30 sert à maintenir la tension de sortie de la génératrice 10 en substance constante. Pour la clarté de l'exposé, les éléments et le fonctionnement du circuit fermé de régulation 30 seront décrits avant ceux du circuit limiteur d'excitation minimum 34.
Comme représenté, l'amplificateur magnétique push-pull 32 est de construction courante et comprend deux sections principales 46 et 48.
La section 46 a deux noyaux magnétiques 50, 52, et la section 48 a deux noyaux magnétiques 54,56. Des enroulements de charge 58, 60, 62, 64 sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques respectifs 50, 52, 54, 56.
Comme d'habitude, l'auto-saturation de l'amplificateur magnétique 32 est obtenue en mettant, en série avec les enroulements de charge 58, 60, 62, 64, des redresseurs respectifs d'auto-saturation 66, 68, 70,72.
Le circuit double de la section 46 est obtenu en mettant en parallèle le circuit série constitué par l'enroulement de charge 58 et le redressement d'auto-saturation 66 et le circuit série constitué par l'enroulement de charge 60 et le redresseur d'auto-saturation 68. Dé même, le circuit double de la section 48 est obtenu en mettant en parallèle le circuit série constitué par l'enroulement de charge 62 et le redresseur d'auto-saturation 70 et le circuit série constitué par l'enroulement de charge 64 et le redresseur d'auto-saturation 72.
L'énergie pour les enroulements de charge 58, 60, 62, 64 de 1' amplificateur magnétique 32 provient d'un transformateur 74 ayant un enroulement primaire 76 auquel la tension de sortie de la génératrice 10 est appliquée, et deux enroulements secondaires 78 et 80. Comme représenté, un redresseur de charge à double alternance 82 est relié au circuit double précité de la section 46 et à l'enroulement secondaire 78 du transformateur 74, de manière à obtenir du courant continu à la section 46.
De même, un redresseur de charge à double alternance 84 est relié au circuit double précité de la section 48 et à l'enroulement secondaire 80 du transformateur 74, de manière à obtenir du courant continu à la section 48.
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Dans le cas considéré, l'enroulement d'excitation de survoltage
28 de l'excitatrice 20 est commandé par le débit de redresseur de charge
82, et l'enroulement d'excitation de sous-voltage 26 de l'excitatrice'20 est commandé par le débit du redresseur de charge 84. En fonctionnement, les enroulements de sous- et de survoltage 26 et 28 sont opposés l'un à l' autre. Afin d'obtenir en substance des effets égaux et opposés des en- roulements d'excitation de sous- et de survoltage 26,28, qund la ten- sion débitée par la génératrice 10 a atteint son niveau de régulation,des résistances variables 86 et 87 sont mises en série respectivement avec 1' enroulement d'excitation de survoltage 28 et celui de sousvoltage 26.
Les sections 46 et 48 de l'amplificateur magnétique 32 sont ap- proximativement polarisées à la moitié de leur débit par des enroulements de polarisation 90, 92, 94, 96 qui sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques 50, 52, 54, 56 respectivement. En particulier, les enroule- ments de polarisation 90, 92, 94', 96 sont mis en série entre eux et ce cir- cuit série est relié à des conducteurs 98, 100 auxquels on applique une tension continue en substance constante. En fonctionnement, -le courant qui traverse les enroulements de polarisation 90, 92, 94, 96 crée un flux, dans les noyaux magnétiques correspondants, opposé au flux créé par le courant qui traverse les enroulements de charge respectifs 58, 60, 62, 64.
Afin de disposer d'un point de référence dans chacune des sec- tions 46 et 48 de l'amplificateur magnétique 32, des enroulements de référence 102, 104, 106, 108 sont couplés indûctivement aux noyaux magnéti- ques correspondants 50, 52, 54, 56. Les enroulements de référence 102, 104
106, 108 sont disposés de telle façon sur leurs noyaux magnétiques corres- pondants 50, 52, 54, 56, que le flux produit par le courant traversant les enroulements de référence 102, 104 soit opposé au flux produit par les en- roulements de référence correspondants 90, 92, et que le flux produit par le courant traversant les enroulements de référence 106, 108 s'ajoute au flux produit par les enroulements préférence correspondants 94, 96.
Comme représenté, les enroulements de référence 02, 104, 106, 108 sont reliés en série entre eux et avec d'autres enroulements qui seront décrits plus loin, ce circuit série étant'relié aux bornes de sortie d'un redresseur sec à double alternance 110. Afin que le courant circulant dans les enroulements de référence 102, 104, 106, 108 reste en substance constant, les bornes d'entrée du redresseur 110 sont connectées à un appareil à tension constante 112 dont la sortie est une tension alternative en substance constante, quelle que soit la valeur de la tension de sortie de la génératrice qui est appliquée à l'appareil à tension constante 112.
Comme d'habitude, des'enroulements de commande 114, 116, 118, 120 sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques respectifs 50,52,54,56,En particulier les enroulements de commande 114, 116, 118,120 sont reliés en série entre eux, le circuit série étant connecté aux bornes de sortie d'un redresseur sec à double alternance 122, Les bornes d'entrée du redresseur 122 sont reliées aux conducteurs de réseau 14 et 18 par un transformateur réglable 124, de façon que le courant voulu circule dans les enroulements de commande 114, 116, 118, 120.
Les enroulements de commande 114, 116, 118, 120 sot disposés de tals façon sur leurs noyaux magnétiques 50, 52, 54, 56 que le courant qui les traverse produise, dans les noyaux magnétiques correspondants, un flux opposé à celui créé par le courant circulant dans les enroulements de référence 102, 104, 106, 108. En fonctionnement, quand la tension de sortie de la génératrice 10 augmente et dépasse sa valeur normale, le courant qui traverse les enroulements de commande 114, 116, 118, 120 augmente de manière à diminuer le courant débité par la section 46 de l'amplificateur
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32 et augmenter le courant débité par la section 48 de l'amplificateur magnétique push-pull 32.
Ceci a pour effet d'augmenter le courant dans l'enroulement d'excitation de sousvoltage 26 de l'excitatrice 22 et de diminuer le courant dans l'enroulement d'excitation de survoltage 28, de manière à sousvolter ou à diminuer la tension de sortie de l'excitatrice 20.Une diminution de la tension de sortie de l'excitatrice 20 diminue -La tension aux bornes de l'enroulement d'excitation 12, de façon à ramener la tension de sortie de la génératrice 10 à sa valeur normale,
D'autre part, une diminution de la tension de sortie de la génétrice 10 jusqu'en dessous de sa valeur normale, provoque une diminution du courant circulant dans les enroulements de commande 114, 116, 118,120.
Une diminution du courant dans les enroulements de commande 114, 116, 118, 120 déséquilibre l'amplificateur magnétique push-pull 32 de façon que le courant débité par la section 46 de l'amplificateur 32 augmente et le courant débité par la section 48 diminue. Ceci a pour effet d'augmenter le courant dans l'enroulement d'excitation de survoltage 28 de l'excitatrice 22, et de diminuer le courant dans l'enroulement d'excitation de sousvoltage 26.
Ceci survolte ou augmente la tension débitée par l'excitatrice 20 et donc la tension aux bornes de 1 enroulement inducteur 12 de la génératrice 10, de façon à ramener la tension de sortie de la génératrice 10 à sa valeur normale,
Le circuit limiteur d'excitation minimum 34 sera décrit mainte- nant. En gros, le circuit de sens 36 comprend un circuit 130 répondant à la fois la mesure du courant débité par la génératrice 10 et à le tension aux bornes de la génératrice 10, de manière à obtenir une tension qui est une mesure déterminée de la tension du réseau. Plus exactement, le circuit 130 comprend une impédance à résistance variable 131 et un transformateur de potentiel 13,2 à enroulement primaire 134 et enroulement secondaire 136.
L'enroulement primaire 134 du transformateur de potentiel 132 est connecté entre les phases 1 et 3, c'est-à-dire aux conducteurs 14 et 18, le circuit 130 donnant ainsi une mesure de la tension aux bornes de la génératrice 10. Une tension proportionnelle à la tension aux bornes de la génératrice 10 apparaît au secondaire 1360 D'autre part, la résistance variable 131 est reliée à un transformateur de courant principal 140, le circuit 130 donnant ainsi aussi une mesure de courant débité par la génératrice 10.
Comme représenté, la résistance variable 131 est connectée en série avec l' enroulement secondaire 136 du transformateur de potentiel 132. Ainsi une tension proportionnelle à la tension du réseau apparaît aux bornes du circuit série composé de la résistance 131 et de l'enroulement secondaire 136.
Ceci ressort plus clairement de la figure 2, où le vecteur Et représente la tension aux bornes de la génératrice 10, et le vecteur Es représente la tension du réseau. Le vecteur jiXe représente la chute de tension réactive externe du réseau électrique, et une tension qui est une mesure de cette chute de tension réactive externe .apparaît aux bornes de la résistance variable 1310 En règlant celle-ci convenablement, on peut obtenir une mesure adéquate de la chute de tension réactive externe du réseau électrique.
Il faut noter que le courant est mesuré à la phase 2, de façon à le déphaser de 900 par rapport à Etc La tension alternative aux bornes de la résistance 131 peut être rendue proportionnelle à et mise en phase avec chute de tension réactive externe jiXeo En ajoutant la tension alternative aux bornes de la résistance 131 à la tension alternative aux bornes de l'enroulement secondaire 136, on peut reproduire la tension du réseau Es.
Dans la forme d'exécution représentée, le déphasage voulu entre la mesure du courant débité par la génératrice 10 et la mesure de la tension aux bornes de la génératrice 10 pour un état de fonctionnement donné, est obtenu en connectant l'enroulement primaire 134 du transformateur 132 entre les pha-
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ses 1 et 3, et en associant électriquement le transformateur de courant principal 140 à la phase 2. Il va de soi cependant, que le déphasage vou- lu entre la mesure de courant débité par la génératrice 10 et la tension aux bornes de celle-ci peut aussi être obtenu en intercalant un déphaseur convenable (non représenté) entre le transformateur de courant principal
140 et la résistance variable 131.
Le circuit de sens 36 comprend aussi un dispositif de circuit
141 pour obtenir une mesure déterminée de courant proportionnelle à la som- me de la chute réactive synchrone de la génératrice 10 et de la chute ré- active externe du réseau électrique. En particulier, un transformateur de courant auxiliaire 142, ayant un enroulement primaire 144 et un enroule- ment secondaire à prise 146, est relié au transformateur de courant prin- cipal 140 et à la résistance variable 131, de façon que le débit alternatif du transformateur de courant auxiliaire 142, spécialement de.l'enroulement secondaire 146, soit proportionnel à la somme de la chute de tension réac- tive synchrome de la génératrice 10 et de la chute de tension réactive ex- terne du réseau électrique.
En particulier, la résistance variable 131 est reliée en série avec l'enroulement primaire 144 du transformateur de courant auxiliaire 142, le circuit série étant mis aux bornes du transformateur de courant principal 140. En réglant la prise de l'enroulement sécon- daire 146, on peut donc obtenir une mesure exacte de la somme de la chute de tension réactive synchrone de la génératrice 10 et de la chute de tension réactive externe du réseau électrique.
Sur la figure 2, la chute de tension réactive synchrone de la génératrice 10 est représentée par le vecteur jiXd et la somme de la chute de tension réactive synchrone de la génératrice 10 et de la chute de tension' réactive externe du réseau électrique est représentée par la somme des vecteurs jiXd et jiXe. Le vecteur restant Ed représenté à la figure 2 représente la tension après la chute réactive synchrone de la génératrice 10.
Si 1 angle entre le vecteur Ed et le vecteur Es dépasse 90 , la génératrice 10, si elle est à pales non saillants, décroche en cas de commande manuelle. En d'autres mots, si cos (jiXd + jiXe) est inférieur à Es, la génératrice 10 ne décroche pas. Si cos (jiXd + jiXe) devient supérieur à Es, la génératrice 10 décroche.
Pour obtenir une tension proportionnelle à la différence entre Es et cas 0 (jiXd + jiXe) et une tension indiquant si Es est supérieur ou inférieur à la quantité cos (jiXd + jiXe), l'amplificateur magnétique push-pull 38 est rendu sensible à la tension aux bornes du circuit série comprenant la résistance variable 131 et l'enroulement secondaire 136 du transformateur de potentiel 132, et au courant débité par l'enroulement secondaire 146 du transformateur de courant auxiliaire 142.
L'amplificateur magnétique push-pull 38 comprend deux sections principales 150 et 1520 La section 150 comprend les noyaux magnétiques 154 et 156 et la section 152 comprend les noyaux magnétiques 158 et 160. Les enroulements de charge 162, 164, 166 et 168 sont couplés inductivement aux noyaux correspondants 154, 156, 158 et 160. L'auto-saturation de l'amplificateur magnétique 38 est obtenue en connectant en série avec les enroulements de charge 162, 164, 166, 168 des redresseurs d'auto-saturation correspondants 170, 172, 174 et 176. Le circuit double de la section 150 est obtenu en mettant en parallèle le circuit série composé de l'enroulement de charge 162 et du redresseur d'auto-saturation 170 avec le circuit série composé de l'enroulement de charge 164 et du redresseur d'auto-saturation 172.
De même, le circuit double de la section 152 est obtenu en mettant en parallèle le circuit série composé de l'enroulement de charge 166 et du redresseur d'auto-saturation 174 et le circuit série composé de l'enroule-
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ment de charge 168 et du redresseur d'auto-saturation 176.
Afin d'obtenir la valeur de tension voulue pour le enroulements de charge 162, 164, 166, 168 de l'amplificateur magnétique push-pull 38 et afin d'alimenter par tensions isolées les sections 150 et 152, i@ @ il est prévu un transformateur 180 ayant un enroulement primaire 182 et deux enroulements secondaires 184 et 186. Comme représenté, l'enroulement primaire 182 est mis aux bornes du circuit série composé de la résistance variable 131 et de l'enroulement secondaire 136 du transformateur de potentiel 132. Le transformateur 180 donne une mesure de la tension à vide Es.
Les enroulements de charge 162 et 164 de la section 150 de l'am- plificateur magnétique push-pull 38 reçoivent la tension aux bornes de l' enroulement secondaire 184 du transformateur 180, en reliant le circuit parallèle précité de la section 150 à l'enroulement secondaire 184 et à un redresseur de charge à double alternance 188. De même, les enroulements de charge 166 et 168 de la section 152 de l'amplificateur magnétique pushpull 38 reçoivent la tension aux bornes de l'enroulement secondaire 186, en reliant le circuit parallèle précité de la section 152 à l'enroulement secondaire 186 et à un redresseur de charge à double alternance 190.
D'autre part, la différence entre les sorties des sections 150 et 152 de l'am- plificateur magnétique push-pul 38 est obtenue, en reliant les résistan- ces de charge 192 et 194 entre elles et aux bornes de sortie des redresseurs 188 et 190 respectivement, de telle façon que la différence entre les sorties des sections 150 et 152 apparaisse aux bornes des résistances de charge combinées 192 et 194.
Les sections 150 et 152 de l'amplificateur magnétique push-pull 38 sont polarisées à environ la moitié de leur débt,, par des enroulements de polarisation 196, 198, 200, 202 qui sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques respectifs 154, 156, 158, 160. Comme représenté, les enroulements de polarisation 196, 198 sont reliés en série entre eux avec une résistance variable 203, le circuit série étant relié aux conducteurs 98 et 100 auxquels est appliquée une tension continue en substance constante. Les enroulements de polarisation 200, 202 sont aussi reliés en série entre eux et avec une résistance variable 205, ce circuit série étant aussi relié aux conducteurs 98 et 100.
Chacun des enroulements de polarisation 196, 198, 200, 202 est disposé de telle façon par rapport à son enroulement de charge 162, 164, 166, 168 respectivement que le courant qui traverse les enroulements de polarisation 196, 198, 200, 202 produise, dans les noyaux correspondants 154, 156, 158, 160 un flux opposé au flux produit par le courant 'traversant les' enroulements de charge 162, 164, 166, 168.
Les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques 154, 156, 158, 160 correspondants, et reliés en série entre eux ainsi qu'avec une résistance variable 212, le circuit série étant mis aux bornes de sortie d'un redresseur sec à double alternance 214. Les bornes d'entrée de ce dernier sont reliées au circuit série composé de la résistance variable 131 et de l'enroulement secondaire 136 du transformateur de potentiel 132. Les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 reçoivent donc une tension proportionnelle à la tension à vide Es.
En outre, les enroulements de commande à courant continu 204,206 de la section 150 de l'amplificateur magnétique 38 disposés de telle façon sur les noyaux correspondants 154, 156 que le courant circulant dans les enroulements de commande 204, 206 produise dans ces noyaux 154, 156 un flux qui s'ajoute au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de charge correspondants 162, 164.
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Les enroulements de commande à courant continu 208,210 de la section 152 sont disposés, au contraire, sur les noyaux correspondants 158, 160 de telle façon que le courant circulant dans les enroulements de commande
208, 210 produise, dans ces noyaux 158, 160 un flux opposé au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de charge 166,168 respec- tifs.
Des enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220,
222 sont aussi couplés inductivement avec les noyaux correspondants 154,
156, 158, 160. Afin que les enroulements de commande à courant alternatif
216, 218, 220, 222 répondent à une, mesure de i (Xe+Xd), les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220,222 sont connectés à l'en- roulement secondaire 146 du transformateur de courant auxiliaire 140. Il faut noter que ces enroulements de commande à courant alternatif 216, 218,
220, 222 sont disposés sur leurs noyaux magnétiques respectifs 154, 156,
158, 160 de telle façon que pendant l'opération de rappel, quand les enroulements de charge respectifs 162, 164,166, 168 ne sont parcourus par aucun courant de charge,
le flux produit par le courant circulant dans les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222 soit opposé au flux produit par le coutant circulant dans les enroulements de commande à courant continu correspondants 204, 206, 208, 210. Les grandeurs relatives du courant circulant dans les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222 et du courant circulant dans les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210, déterminent la polarité et la grandeur de la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38. Ceci ressortira plus clairement à la description du fonctionnement du circuit d'excitation minimum 34.
Des enroulements de feedback 224, 226, 228, 230 sont aussi couplés inductivement aux noyaux magnétiques 154, 156, 158, 160 respectivement. Ils sont attaqués par la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38 et sont disposés de telle façon sur leurs noyaux respectifs 154, 156, 158, 160 que le courant qui les traverse produise un flux opposé au flux résultant produit dans ces noyaux par les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 et les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222. Comme représenté, les enroulements de feedback 224, 226, 228,230 sont reliés en série entre eux et avec une résistance variable 232 qui peut être.réglée de façon à déterminer l'intensité du courant dans les enroulements de feedback 224, 226, 228, 230.
Une extrémité de ce circuit série est reliée à une extrémité de la résistance de charge 192, et l'autre extrémité de ce circuit série est reliée à une extrémité de la résistance de charge 194. On obtient ainsi, par les enroulements de feedback 224, 226, 228,230, une contre-réaction qui améliore la linéarité de la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38.
La tension de sortie d'un amplificateur magnétique push-pull équilibré à commande par courant alternatif est proportionnelle à l'intensité du courant alternatif qui traverse ses enroulements de commande'à courant alternatif multipliée par le cosinus de l'angle de déphasage entre sa tension d'alimentation et le courant alternatif circulant dans ses enroulements de commande à courant alternatif.
Si on considère donc uniquement les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218', 220, 222 et les enroulements de charge 162, 164, 166, 168 de l'amplificateur magnétique push-pull 38, la tension de sortie de l'amplificateur 38 est proportionnelle à cos # i(Xe + Xd), où i(Xe+Xd)est la tension proportionnelle au courant traversant les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222, et # est l'angle de déphasage entre Es, la tension
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d'alimentation ou à vide appliquée aux enroulements de charge 162, 164, 166, 168, et i(Xe + Xd) la tension proportionnelle au courant circulant dans les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222.
Si, au contraire, on prend aussi en considération l'effet produit'par les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210, la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38 est proportionnelle à Es - cos (Xe + Xd), puisqu'en fonctionnement, le courant dans les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210, est proportionnel à Es et l'action des enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 s'oppose à l'action respective des enroulements de commande à courant alternatif 216, 218,¯220, 222,
Il faut noter que les variations de la tension Es aux bornes du circuit série composé de la résistance 131 et de l'enroulement secondaire 136, appliquée aux enroulements de charge 162, 164, 166,
168, n'ont pas d'effet sur la grandeur ni la polarité de la tension de sortie de l' amplificateur magnétique push-pull 38.
La self à saturation 40 est prévue pour amplifier la sortie de 1 amplificateur magnétique push-pull 38 et pour produire, aux bornes de l'impédance ou résistance variable 234, une tension qui varie avec la gran- deur et la polarité de la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 380 Dans ce cas, la self à saturation 40 comprend les noyaux magnétiques 236 et 238. Des enroulements de charge 240 et 242 sont couplés inductivement aux noyaux magnétiques respectifs 236, 238.
L'énergie nécessaire aux enroulements de charge 240, 242 est fournie par un transformateur de potentiel 244, ayant un enroulement primaire 246 et un enroulement secondaire 248, en circuit avec un redresseur de charge à double alternan- ce 250 et les enroulements de charge 240, 242. Plus exactement, l'enroulement primaire 246 du transformateur 244 est relié aux conducteurs de réseau 14, 18. D'autre part, l'enroulement secondaire 248 du transformateur 244 est mis en série avec les enroulements de charge 240, 242, le circuit série étant relié aux bornes dtentrée du redresser de charge 250.
La tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38 est appliquée à la self à saturation 40 par des enroulements de commande 252, 254 couplés inductivement aux noyaux magnétiques correspondants 236, 238. En détail, les enroulements de commande 252, 254 sont reliés en série entre eux, et ce circuit série est mis aux bornes des résistances de charge 192, 194 de l'amplificateur magnétique push-pull 38.
Des enroulements de feedback 258, 260 couplés inductivement aux noyaux magnétiques 236, 238, assurent un gain plus élevé à la self à saturation 40. Comme représenté, les enroulements de feedback 258, 260 sont reliés en série avec la résistance variable 234, ce circuit série étant mis aux bornes de sortie du redresseur de charge 250.
Les enroulements de feedback 258, 260 sont disposés de telle façon que sur leur noyau correspondant 236, 238, que le courant circulant dans ces enroulements produise, dans les noyaux respectifs 236, 238, un flux qui s'ajoute'au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de commande 252, 254, quand la tension de sortie de l'amplificateur magnétique push-pull 38 a la polarité représentée., Les enroulements de feedback 258, 260 produisent donc de la réaction positive pour la self à saturation 40.
Des enroulements de référence 268, 270 sont couplés inductivement aux noyaux correspondants 236, 238, afin d'obtenir, entre l'extrémité supérieure de la résistance variable 234, comme représenté, et le curseur 262, une tension égale à la tension entre les points 264 et 266,quand le courant dans les enroulements de commande 252, 254 de la self à satu-
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ration 40 est nul. Plus exactement, les enroulements de référence 268,270 sont mis en série entre eux et avec les enroulements préférence 102,104,
106, 108 de l'amplificateur magnétique push-pull 32. Ce dernier circuit est mis aux bornes de sortie du redresseur 110. Les enroulements de réfé- rence 268, 270 de la self à saturation 40 sont donc parcourus par un cou- rant en substance constant.
Afin d'empêcher le circuit d'excitation minimum 34 d'envoyer du courant aux enroulements de commande 114, 116, 118, 120 de l'amplifica- teur magnétique push-pull 32, quand la tension entre l'extrémité supérieu- re de la résistance variable 234, comme représenté, et le curseur 262 est plus grande que la tension entre les points 264 et 266,'un redresseur 272 est prévu. Celui-ci connecte une partie déterminée de la résistance variable 234 en parallèle avec les enroulements de commande connectés en série
114, 116, 118, 120 de l'amplificateur magnétique push-pull 32. La tension aux bornes de la partie déterminée de la résistance variable 234 est filtrée dans un filtre 274, de manière à avoir une faible composante alternative et à obtenir un bon fonctionnement du redresseur 272.
La self de filtrage 276 du filtre 274 est calculée de façon à être saturée quand le redresseur 272 commence à être conducteur dans le sens normal du redressement, de façon à réduire ainsi le temps de réponse.
Afin d'utiliser le circuit d'excitation minimum 34, il faut d'abord réaliser quelques mises au point. Par exemple, les résistances varia- bles 203 et 205 doivent être réglées de façon que le débit de chacune dès sections 150 et 152 de l'amplificateur magnétique push-pull 38 soit de 50 pour cent environ. En outre, la résistance variable 131 doit être réglée de façon à obtenir la valeur voulue pour jiXe. L'enroulement secondaire à prise 146 du transformateur de courant auxiliaire 142 doit être réglé de facon à obtenir la valeur voulue pour j(Xe + Xd)i.
La résistance variable 212 est réglée de façon que le flux produit par le courant circulent dans les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222, soit, durant la période de rappel de l'opération, égal et opposé au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 quand la tension Ed après la réactance synchrone de la génératrice 10 devance la tension à vide Es de 90 . Le curseur 262 de la résistance 234 doit être réglé de façon que la tension entre le contact du curseur 262 et l'extrémité supérieure de la résistance variable 234, comme représenté, soit égale à la tension entre les points 264 et 266, quand le courant circulant dans les enroulements de commande 252 et 254 de la self à saturation est nul.
Ainsi la tension entre le curseur 262 et l'extrémité supérieure de la résistance 234, comme représenté, est égal à la tension entre les points 264 et 266, quand la tension Ed après la réactance synchrone de la génératrice lo devance de 90 la tension à vide Es.
Le fonctionnement du circuit d'excitation minimum 34 est décrit ci-après. Il est supposé que le réseau électrique est dans un état tel que la tension Ed après la réactance synchrone de la génératrice 10 devance la tension à vide Es de moins de 90 , c'est-à-dire que Es est plus grand que cos i(Xe + Xd).
Le redresseur 214 débite dans ce cas, dans les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210, un courant qui produit, dans les noyaux respectifs 154, 156, 158, 160, un flux supérieur au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 2220
Il est supposé aussi que l'extrémité supérieure de l'enroulement secondaire 146 du transformateur 140, comme représentéseatúneapolarielarité positive par rapport à l'extrémité inférieure, et aussi que les extré-
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mités de gauche des enroulements secondaires 184 et 186 du transformateur 180, comme représenté, ont une polarité positive par rapport à leurs extrémités de droite.
Dans ces conditions, le courant circule de l'extrémité de gauche de l'enroulement secondaire 184,dans l'enroulement de charge 162 de la section 150, le redresseur d'auto-saturation 170, le redresseur de charge 188, la résistance de charge 192 et le redresseur de charge 184, jusqu'à l'extrémité de droite de l'enroulement secondaire 184. Au même instant, le courant circule aussi de l'extrémité de gauche de l'enroulement secondaire 186, par l'enroulement de charge 168 de la section 152, le redresseur d'auto-saturation 176, le redresseur de charge 190, la résistance de charge 194, et le redresseur de charge 190, pour aboutir à l'extrémité de droite de l'enroulement secondaire 186 du transformateur 180.
Durant la même demi-période, quand la tension aux bornes des enroulements secondaires a la polarité représentée, le courant circule aussi du curseur de l'enroulement secondaire 146, par les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222, vers l'extrémité inférieure de l'enroulement secondaire 146. Le courant dans les enroulements de commande à courant continu 206, 208, pendant cette partie du cycle, circule dans un sens tel que le flux produit dans les noyaux 156 et 158 correspondants soit opposé au flux produit par les enroulements de commande à courant alternatif associé 218, 220.
Pendant cette période du cycle, le rappel se fait dans les noyaux 156, 158 à un niveau de flux déterminé par les grandeurs relatives des flux produits par les enroulements de commande à courant alternatif 218,220 et les enroulements de commande à courant continu correspondants 206, 208. Comme il était supposé que la tension de réseau Es était supérieure à la quantité cos i(Xe + Xd), la grandeur du flux produit par les enroulements de commande à courant continu 206, 208 est supérieure à celle du flux produit par les enroulements de commande à courant alternatif 218, 220.
Comme le flux résultant produit par l'enroulement de commande à courant continu 208 et l'enroulement de commande à courant alternatif 220 s'ajoute au flux produit par l'enroulement de polarisation 200, et comme le flux résultant produit par l'enroulement de commande à courant à courant continu 206 et l'enroulement de commande à courant alternatif 218 est supposé au flux produit par l'enroulement de polarisation 198, le noyau magnétique 158 est rappelé à un niveau de flux plus bas que le noyau 156.
C'est pourquoi, durant la demi-période suivante de fonctionnement, quand les enroulements de charge 164, 166 sont alimentés, la sortie de la section 150 est supérieure, à celle de la section 1520 Dans le cas considéré, l'extrémité de gauche de la résistance de charge 192, comme représenté, a une polarité positive par rapport à l'ex- trémité de droite de la résistance de charge 194.
Pendant la même demi-période de fonctionnement, quand le curseur de l'enroulement secondaire 146 du transformateur 140 a une polarité positive par rapport à l'extrémité de gauche de l'enroulement secondaire 146,1' excitation* des enroulements de charge 162 et 168 amène les noyaux respectifs 154, 160 à la saturation.
Pendant la demi-période suivant de fonctionnement, quand l'extrémité inférieure da l'enroulement secondaire 146, comme représenté, a une polarité positive par rapport à l'extrémité supérieure, et quand les extrémités de droite de droite des enroulements secondaires 184, 186 du transformateur 180 ont une polarité positive par rapport aux extrémités de gau- che, le courant circule de l'extrémité de droite de L'enroulement secondaire 184, par le redresseur de charge 188, la.¯résistance de charge 192, le
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redresseur de charge 188, le redresseurd auto-satùration'i'2,st l'nrou- lement de charge 164, vers l'extrémité de gauche de l'enroulement secondaire 184.
Pendant cette même demi-période, le courant circule de l'extré-
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mité droite de l'enroulement secondaire 186 du transformateur 180, par le redresseur de charge.190, la résistance de charge 194, le redresseur de charge 190, le redresseur d'auto-saturation 174 et l'enroulement de char- ge 166, vers l'extrémité de gauche de l'enroulement secondaire 186 du transformateur 180. Donc, pendant cette demi-période de fonctionnement, les noyaux 156 et 158 sont amenés à saturation, les valeurs relatives des tensions aux bornes des résistances de charge 192, 194 étant déterminées par les niveaux de rappel des deux noyaux 156, 158 dans la demi-période de fonctionnement précédente.
Pendant la même demi-période de fonctionnement, quand l'extré- mité inférieure de l'enroulement secondaire 146 du transformateur 140, comme représenté, a une polarité positive par rapport à son extrémité su- périeure, le courant dans les enroulements de commande à courant alterna- tifcircule dans un sens tel que le flux qu'il produit dans les noyaux
154, 160 soit opposé au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de commande à courant continu respectifs associés 204, 210.
Pendant cette demi-période de fonctionnement, les noyaux 154, 160 sont rappelés à un niveau de flux déterminé par les grandeurs relatives des flux produits par les enroulements de commande à courant alternatif 216, 222 et les enroulements de commande à courant continu respectifs associés 204, 210. Comme il était supposé que la tension de réseau Es était supérieure à la quantité cos i(Xe + Xd), le flux résultant produit par 1' enroulement de commande à courant alternatif 216 et l'enroulement de commande à courant continu 204 est opposé au flux produit par l'enroulement de polarisation 196. De même, le flux résultant produit par l'enroulement de commande à courant alternatif 222 et l'enroulement de commande à courant continu 210 s'ajoute au flux produit par l'enroulement de polarisation 202.
De cette manière, le noyau magnétique 160 est rappelé à un niveau de flux plus bas que le noyau 154. Donc, dans les mêmes conditions considérées, la tension de sortie de la section 150 est plus grande que celle de la section 152, quand les enroulements de charge 162 et le.8 sont excités. On obtient évidemment le même résultat que durant la demi-période précédente, quand les enroulements de charge 164,166 sont excités.
Puisque, dans les conditions ci-dessus, l'extrémité de gauche de la résistance de charge 192, comme représenté, a une polarité positive par rapport à l'extrémité de droite de la résistance de charge 194, le courant dans les enroulements de commande 252,254 de la self à saturation 40 circule dans un sens tel que le flux produit dans les noyaux respectifs 236,238 s'ajoute au flux produit par le courant circulant dans les enroulements de référence correspondants 268,270. La différence de potentiel entre le curseur 262 et l'extrémité supérieure de la résistance 234, comme représenté, est donc supérieure à la tension entre les points 264 et 266.
Dans ces conditions, le redresseur 272 bloque la tension aux bornes de la résistance 234 et le circuit d'excitation minimum 34 n'a pas d'effet sur l'amplificateur magnétique push-pull 32 qui fait partie du circuit fermé de régulation 30, et celui-ci continue à maintenir la tension débitée par la génératrice 10 en substance constante.
Comme précité, quand la tension Ed après la réactance synchrone de la génératrice 10 devance de 90 la tension de réseau Es, le flux produit dans les différents noyaux par les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218,220 et 222 est égal au flux produit dans les noyaux correspondants par les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210. Dans l'état considéré, la tension de sortie de l'am- plificateur magnétique push-pull 38 est nulle, et en substance aucun courant ne traverse les enroulements de commande 252, 254 de la self à saturation 40.
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Si au contraire,la tension Ed après la réactance synchrone de la génératrice 10 augmente son angle de déphasagede façon à devancer la tension de réseau Es de plus de 90 , le flux produit par les enroulements de commande à courant alternatif 216, 218, 220, 222 est supérieur au flux produit par les enroulements de commande à courant continu 204, 206, 208, 210 dans les différents noyaux. Dans ce cas, les noyaux 154 et 156 sont, pendant, leurs périodes de rappel respectives, ramenés; à un niveau de flux plus bas que les noyaux 158 et 160 durant leurs périodes de rappels respectives. Le débit de la section 152 est donc supérieur au débit de la section 150, dans les conditions considérées.
L'extrémité de droite de la résistance de charge 194, comme représenté, a une polarité positive par rapport à l'extrémité gauche de la résistance de charge 192, par conséquente Le courant circule donc de l'extrémité droite de la résistance de charge 194, par les enroulements de commande 254, 252 de la self à saturation 40, pour aboutir à l'extrémité gauche de la résistance de charge 192. Le courant circulant dans les enroulements de commande 254, 252 produit, dans les noyaux 238,236, un flux opposé au flux produit dans les mêmes noyaux par les enroulements de référence 270, 268. Ceci a pour effet de diminuer la tension entre le curseur 262 et l'extrémité supérieure de la résistance 234, comme représenté, jusqu'à une valeur inférieure à la tension entre les points 264 et 266.
Ceci, à son tour, a pour effet de shunter une partie du courant de commande débité par le resresseur 122, à travers la résistance 234. C'est-à-dire que, lorsque la tension entre le curseur 262 et l'extrémité supérieure de la résistance 234 descend encore plus sous la valeur de- la tension entre les points 264 et 266, une plus grande partie du courant de commande contourne les enroulements de comman-- de 114, 116, 118, 120 de l'amplificateur magnétique push-pull 32 du circuit fermé de régulation 30.
Quand le courant diminue dans les enroulements de commande 114, 116, 118, 120 de l'amplificateur magnétique push-pull 32, le débit de la section 46 de l'amplificateur 32 augmente et le débit de la section 48 di- minue. Ceci augmente le courant passant dans l'enroulement d'excitation de survoltage 28 de l'excitatrice 20 et augmente le courant dans l'enroulement d'excitation de sous-voltage 26. L'augmentation du courant dans l'enroulement d'excitation de survoltage 28 a pour effet d'augmenter le courant circulant dans l'enroulement inducteur 12 de la génératrice 10, de façon à empêcher le décrochage de la génératrice 10.
Il va de soi que, si la génératrice 10 est remplacée par une génératrice à pôles saillants (non représenté), l'angle de déphasage entre Ed et Es peut dépasser 90 avant décrochage. Les éléments représentés aux figures lA et 1B peuvent être réglés de façon à avoir une limite d'excitation minimum basée sur un angle de plus de 90 , si on utilise une génératrice à pôles saillants.
L'appareil décrit ci-dessus sert à maintenir une limite d'excitation minimum statique. Il va de soi qu'en retardant la mesure du courant débité par la génératrice 10 pris à la phase 2, ou en devançant la mesure de la tension aux bornes de la génératrice, prise entre phases 1 et 3, l'appareil représenté peut être utilisé pour maintenir une limite d'excitation minimum dynamique, L'appareil de la présente invention présente plusieurs avantages.
Par exemple, le fonctionnement du circuit limiteur d'excitation minimum 34 n'est pas influencé par la température de l'air environnant l'enroulement inducteur 12 de la génératrice 10, comme c'était le cas avec beaucoup d'an- ciens circuits limiteurs d'excitation minimum. En outre, la limite d'excitation minimum statique de la génératrice 10 peut changer de valeur très
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rapidement en déplaçant simplement le curseur de la résistance variable 131 et en réglant convenablement la prise de l'enroulement secondaire 146 du transformateur de courant auxiliaire 142.
D'autre part, la limite d'excitation minimum de la génératrice 10 ne varie pas malgré les variations de la tension du réseau Es dues, par exemple, aux variations de la charge de la génératrice, 10, ou parce que le nombre de génératrices connectées (non représenté) au réseau change. Il faut noter aussi que le circuit limiteur d'excitation minimum 34 est composé d'éléments statiques. Les problèmes d'entretien'sont donc réduits au minimum. En outre, la sensibilité limiteuse du circuit d'excitation minimum est en substance constante.
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R E V E R D I C A T T 0 N S.
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Dispositif de commande de limite d'excitation minimum de généra- trice à courant alternatif ; comprenant un circuit de sens dont le débit est une mesure de la tension du réseau et une mesure de la somme de la chute réactive externe du réseau électrique et de la chute de tension réactive synchrone de la génératrice, un amplificateur magnétique push-pull ayant des enroulements de charge, des enroulements de commande à courant continu et des enroulements de commande à courant alternatif, les enroulements de charge répondant à la dite mesure de la tension du réseau, les enroulements de commande à courant alternatif coopérant avec les enroulements de charge et répondant à la dite mesure de la somme des chutes de tension réactives,
et les enroulements de commande à courant continu étant en opposition avec les enroulements de commande à courant alternatif et répondant à la dite mesure de la tension du réseau, et d'autres circuits pour exciter l'enroulement inducteur de la génératrice par le courant circulant, dans les enroulements de charge de l'amplificateur magnétique push-pull, une fois que les grandeurs relatives du dit courant ont atteint une valeur déterminée.
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The present invention relates to generator regulator systems and more particularly to minimum excitation limiting circuits, which relate thereto.
It is interesting to keep the output voltage of a generator substantially constant, but also to provide a minimum excitation limiter circuit so that the generator does not stall. Older minimum excitation limiting circuits have many drawbacks. For example, many old minimum excitation limiter circuits respond to the excitation voltage of the generator and are therefore sensitive to variations in temperature of the air surrounding the generator. In addition, in many older limiter circuits, it is not possible to safely set this limit to a value sufficiently close to the generator stall point. The generator using this older type of limiter circuit may not take full advantage of its forward power factor characteristic.
Yet another shortcoming of many older minimum excitation circuits is that the minimum excitation limit varies with variations in voltage supplied due to variations in load or in the number of generators placed on the network. Many old minimum excitation circuits still have the defect that it is difficult to vary the minimum excitation limit from one value to another.
The main object of the present invention is to provide a novel minimum excitation limit control circuit for a generator, the apparatuses of which comprise static elements without moving parts.
The object of the invention is more especially to provide a minimum excitation limit control circuit which can be adjusted so as to obtain a limit very close to the generator stall point, by interconnecting a magnetic amplifier and a circuit. direction which gives, at the output a measurement of the voltage of the network and a measurement of the sum of the external reactive voltage drop of the electrical network and the synchronous reactive voltage drop of the generator, so as to produce, to the output of the magnetic amplifier, a determined voltage indicating whether the voltage after the synchronous reactance of the generator, advances by more or less than 90 over the network voltage,
so as to set the minimum generator excitation limit and allow the generator to take advantage of its forward power factor characteristic.
The invention will emerge clearly from the description, given below, of an embodiment shown, by way of example, in the accompanying drawings, in which
Figures 1A and 1B are a diagram of the apparatus and circuits of the embodiment of the invention, and
FIG. 2 is a vector diagram representing the various voltage and current components obtained by using the minimum excitation limiter circuit shown in FIG. 1.
Figures 1A and 1B show a three-phase non-salient pole generator 10 having an excitation winding 12. The generator 10 supplies the conductors 14, 16, 18 which form part of an electrical network. An exciter 20 produces the relatively strong inductive voltage. - Vee necessary for the excitation winding 12. The excitation 20 comprises an armature 22 which supplies the excitation winding 12 of the generator 10, a self-excitation winding 24 in shunt with the armature 22, and
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under- and over-voltage excitation windings 26 and 28, the role of which will be explained below.
In order to keep the output voltage of generator 10 substantially constant, a closed regulating circuit 30, comprising a push-pull magnetic amplifier 32, connects the output of generator 10 to the under- and boost-voltage excitation windings 26. and 28 of exciter 20.
According to the present invention, a minimum excitation limiter circuit 34 is connected to the output of the generator 10 and cooperates with the push-pull magnetic amplifier 32 of the closed regulation circuit 30 to prevent the generator 10 from stalling. Generally, the minimum excitation limiter circuit 34 comprises a sense circuit 36 and a push-pull magnetic amplifier 38 associated with the latter to obtain an output voltage indicating whether the voltage after the synchronous reactance of the generator 10 advances more or less. less than 90 in relation to the network voltage.
Further, the minimum excitation limiter circuit 34 includes a saturation inductor 40 responding to the output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38, and a bypass circuit 42 which derives part of the control signal from the pushpull magnetic amplifier 32, once the output voltage of the saturation inductor 40 reaches a determined level, so as to maintain, for the generator 10, a minimum excitation limit determined in substance constant.
As mentioned above, the closed regulation circuit 30 serves to maintain the output voltage of the generator 10 substantially constant. For the clarity of the explanation, the elements and the operation of the closed regulation circuit 30 will be described before those of the minimum excitation limiter circuit 34.
As shown, the magnetic push-pull amplifier 32 is of standard construction and includes two main sections 46 and 48.
Section 46 has two magnetic cores 50, 52, and section 48 has two magnetic cores 54,56. Load windings 58, 60, 62, 64 are inductively coupled to the respective magnetic cores 50, 52, 54, 56.
As usual, the self-saturation of the magnetic amplifier 32 is achieved by placing, in series with the load windings 58, 60, 62, 64, respective self-saturation rectifiers 66, 68, 70, 72.
The double circuit of section 46 is obtained by putting in parallel the series circuit constituted by the load winding 58 and the self-saturation rectification 66 and the series circuit constituted by the load winding 60 and the rectifier of self-saturation 68. Similarly, the double circuit of section 48 is obtained by placing in parallel the series circuit formed by the load winding 62 and the self-saturation rectifier 70 and the series circuit formed by the winding 64 and the auto-saturation rectifier 72.
Energy for the load windings 58, 60, 62, 64 of the magnetic amplifier 32 comes from a transformer 74 having a primary winding 76 to which the output voltage of the generator 10 is applied, and two secondary windings 78 and 80. As shown, a full-wave load rectifier 82 is connected to the aforementioned double circuit of section 46 and to the secondary winding 78 of transformer 74, so as to obtain direct current at section 46.
Likewise, a full-wave load rectifier 84 is connected to the aforementioned double circuit of section 48 and to the secondary winding 80 of transformer 74, so as to obtain direct current at section 48.
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In the case considered, the overvoltage excitation winding
28 of exciter 20 is controlled by the flow of charge rectifier
82, and the undervoltage excitation winding 26 of the exciter 20 is controlled by the output of the charge rectifier 84. In operation, the undervoltage and booster windings 26 and 28 are opposed to each other. to the other. In order to obtain substantially equal and opposite effects of the under- and over-voltage excitation windings 26,28, when the voltage supplied by the generator 10 has reached its regulation level, variable resistors 86 and 87 are placed in series respectively with one overvoltage excitation winding 28 and that of undervoltage 26.
Sections 46 and 48 of magnetic amplifier 32 are approximately biased at half their rate by bias windings 90, 92, 94, 96 which are inductively coupled to magnetic cores 50, 52, 54, 56, respectively. In particular, the bias windings 90, 92, 94 ', 96 are placed in series with each other and this series circuit is connected to conductors 98, 100 to which a substantially constant DC voltage is applied. In operation, the current flowing through the bias windings 90, 92, 94, 96 creates a flux, in the corresponding magnetic cores, opposed to the flux created by the current flowing through the respective load windings 58, 60, 62, 64 .
In order to have a reference point in each of the sections 46 and 48 of the magnetic amplifier 32, reference windings 102, 104, 106, 108 are inductively coupled to the corresponding magnetic cores 50, 52, 54. , 56. The reference windings 102, 104
106, 108 are so arranged on their corresponding magnetic cores 50, 52, 54, 56, that the flux produced by the current passing through the reference windings 102, 104 is opposed to the flux produced by the reference windings corresponding 90, 92, and that the flux produced by the current passing through the reference windings 106, 108 is added to the flux produced by the preferably corresponding windings 94, 96.
As shown, the reference windings 02, 104, 106, 108 are connected in series with each other and with other windings which will be described later, this series circuit being connected to the output terminals of a dry full-wave rectifier. 110. In order for the current flowing through the reference windings 102, 104, 106, 108 to remain substantially constant, the input terminals of rectifier 110 are connected to a constant voltage device 112 whose output is substantially alternating voltage. constant, whatever the value of the output voltage of the generator which is applied to the device at constant voltage 112.
As usual, control windings 114, 116, 118, 120 are inductively coupled to the respective magnetic cores 50,52,54,56, in particular the control windings 114, 116, 118,120 are connected in series with each other, the series circuit being connected to the output terminals of a full-wave dry rectifier 122, the input terminals of the rectifier 122 are connected to the network conductors 14 and 18 by an adjustable transformer 124, so that the desired current flows in the control windings 114, 116, 118, 120.
The control windings 114, 116, 118, 120 are so arranged on their magnetic cores 50, 52, 54, 56 that the current passing through them produces, in the corresponding magnetic cores, a flux opposite to that created by the current flowing in the reference windings 102, 104, 106, 108. In operation, when the output voltage of the generator 10 increases and exceeds its normal value, the current flowing through the control windings 114, 116, 118, 120 increases by so as to reduce the current drawn by section 46 of the amplifier
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32 and increase the current drawn by section 48 of the push-pull magnetic amplifier 32.
This has the effect of increasing the current in the undervoltage excitation winding 26 of the exciter 22 and decreasing the current in the booster excitation winding 28, so as to undervolve or decrease the voltage by output of the exciter 20. A decrease in the output voltage of the exciter 20 decreases - The voltage at the terminals of the excitation winding 12, so as to bring the output voltage of the generator 10 to its normal value ,
On the other hand, a decrease in the output voltage of the generator 10 to below its normal value causes a decrease in the current flowing in the control windings 114, 116, 118,120.
A decrease in the current in the control windings 114, 116, 118, 120 unbalances the magnetic push-pull amplifier 32 so that the current supplied by section 46 of amplifier 32 increases and the current supplied by section 48 decreases . This has the effect of increasing the current in the booster excitation winding 28 of the exciter 22, and of decreasing the current in the undervoltage excitation winding 26.
This boosts or increases the voltage supplied by the exciter 20 and therefore the voltage at the terminals of the inductor winding 12 of the generator 10, so as to bring the output voltage of the generator 10 to its normal value,
The minimum excitation limiter circuit 34 will now be described. Basically, the sense circuit 36 comprises a circuit 130 responding to both the measurement of the current delivered by the generator 10 and to the voltage across the generator 10, so as to obtain a voltage which is a determined measurement of the voltage. network. More exactly, the circuit 130 comprises a variable resistance impedance 131 and a potential transformer 13.2 with primary winding 134 and secondary winding 136.
The primary winding 134 of the potential transformer 132 is connected between phases 1 and 3, that is to say to the conductors 14 and 18, the circuit 130 thus giving a measurement of the voltage at the terminals of the generator 10. A voltage proportional to the voltage at the terminals of the generator 10 appears at the secondary 1360 On the other hand, the variable resistor 131 is connected to a main current transformer 140, the circuit 130 thus also giving a measurement of the current supplied by the generator 10.
As shown, the variable resistor 131 is connected in series with the secondary winding 136 of the potential transformer 132. Thus a voltage proportional to the network voltage appears across the series circuit composed of the resistor 131 and the secondary winding 136. .
This emerges more clearly from FIG. 2, where the vector Et represents the voltage at the terminals of the generator 10, and the vector Es represents the voltage of the network. The vector jiXe represents the external reactive voltage drop of the electrical network, and a voltage which is a measure of this external reactive voltage drop. Appears at the terminals of the variable resistor 1310 By adjusting it properly, a suitable measurement can be obtained. the external reactive voltage drop of the electrical network.
Note that the current is measured in phase 2, so as to phase-shift it by 900 with respect to Etc.The alternating voltage across resistor 131 can be made proportional to and phased with external reactive voltage drop jiXeo En adding the alternating voltage across the resistor 131 to the alternating voltage across the terminals of the secondary winding 136, the network voltage Es can be reproduced.
In the embodiment shown, the desired phase shift between the measurement of the current delivered by the generator 10 and the measurement of the voltage at the terminals of the generator 10 for a given operating state, is obtained by connecting the primary winding 134 of the generator. transformer 132 between the phases
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ses 1 and 3, and by electrically associating the main current transformer 140 with phase 2. It goes without saying, however, that the desired phase shift between the measurement of the current supplied by the generator 10 and the voltage at the terminals of the latter. This can also be obtained by inserting a suitable phase shifter (not shown) between the main current transformer
140 and the variable resistor 131.
The sense circuit 36 also includes a circuit device
141 to obtain a determined current measurement proportional to the sum of the synchronous reactive drop of the generator 10 and the external reactive drop of the electrical network. In particular, an auxiliary current transformer 142, having a primary winding 144 and a secondary tap winding 146, is connected to the main current transformer 140 and to the variable resistor 131, so that the AC output of the transformer of auxiliary current 142, especially of secondary winding 146, is proportional to the sum of the synchronous reactive voltage drop of generator 10 and the external reactive voltage drop of the power grid.
In particular, the variable resistor 131 is connected in series with the primary winding 144 of the auxiliary current transformer 142, the series circuit being put across the main current transformer 140. By adjusting the tap of the secondary winding 146 , it is therefore possible to obtain an exact measurement of the sum of the synchronous reactive voltage drop of the generator 10 and of the external reactive voltage drop of the electrical network.
In Figure 2, the synchronous reactive voltage drop of the generator 10 is represented by the vector jiXd and the sum of the synchronous reactive voltage drop of the generator 10 and the external reactive voltage drop of the electrical network is represented by the sum of the vectors jiXd and jiXe. The remaining vector Ed shown in Figure 2 represents the voltage after the synchronous reactive drop of generator 10.
If the angle between the vector Ed and the vector Es exceeds 90, the generator 10, if it has non-protruding blades, stalls in the event of manual control. In other words, if cos (jiXd + jiXe) is less than Es, generator 10 does not pick up. If cos (jiXd + jiXe) becomes greater than Es, generator 10 picks up.
To obtain a voltage proportional to the difference between Es and case 0 (jiXd + jiXe) and a voltage indicating whether Es is greater or less than the quantity cos (jiXd + jiXe), the push-pull magnetic amplifier 38 is made sensitive to the voltage across the series circuit comprising the variable resistor 131 and the secondary winding 136 of the potential transformer 132, and the current supplied by the secondary winding 146 of the auxiliary current transformer 142.
The push-pull magnetic amplifier 38 has two main sections 150 and 1520 Section 150 includes magnetic cores 154 and 156 and section 152 includes magnetic cores 158 and 160. Load windings 162, 164, 166 and 168 are coupled inductively to the corresponding cores 154, 156, 158 and 160. The auto-saturation of the magnetic amplifier 38 is achieved by connecting in series with the load windings 162, 164, 166, 168 corresponding auto-saturation rectifiers 170 , 172, 174 and 176. The double circuit of section 150 is obtained by putting in parallel the series circuit composed of the load winding 162 and the auto-saturation rectifier 170 with the series circuit composed of the winding of load 164 and auto-saturation rectifier 172.
Likewise, the double circuit of section 152 is obtained by putting in parallel the series circuit composed of the load winding 166 and the self-saturating rectifier 174 and the series circuit composed of the winding-
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load 168 and auto-saturation rectifier 176.
In order to obtain the desired voltage value for the load windings 162, 164, 166, 168 of the push-pull magnetic amplifier 38 and in order to supply the sections 150 and 152 with isolated voltages, i @ @ it is provided a transformer 180 having a primary winding 182 and two secondary windings 184 and 186. As shown, the primary winding 182 is terminated in the series circuit composed of the variable resistor 131 and the secondary winding 136 of the potential transformer 132. The transformer 180 gives a measurement of the no-load voltage Es.
Load windings 162 and 164 of section 150 of magnetic push-pull amplifier 38 receive the voltage across secondary winding 184 of transformer 180, by connecting the aforementioned parallel circuit of section 150 to the terminal. secondary winding 184 and to a full-wave charge rectifier 188. Likewise, the charge windings 166 and 168 of section 152 of the pushpull magnetic amplifier 38 receive the voltage across the secondary winding 186, connecting the Aforementioned parallel circuit from section 152 to secondary winding 186 and a full-wave charge rectifier 190.
On the other hand, the difference between the outputs of the sections 150 and 152 of the magnetic push-pul amplifier 38 is obtained, by connecting the load resistors 192 and 194 to each other and to the output terminals of the rectifiers 188. and 190 respectively, such that the difference between the outputs of sections 150 and 152 appears across the combined load resistors 192 and 194.
Sections 150 and 152 of the push-pull magnetic amplifier 38 are biased at about half of their flow, by bias windings 196, 198, 200, 202 which are inductively coupled to the respective magnetic cores 154, 156, 158 , 160. As shown, the bias windings 196, 198 are connected in series with one another with a variable resistor 203, the series circuit being connected to conductors 98 and 100 to which a substantially constant DC voltage is applied. The bias windings 200, 202 are also connected in series with one another and with a variable resistor 205, this series circuit also being connected to the conductors 98 and 100.
Each of the bias windings 196, 198, 200, 202 is so arranged with respect to its load winding 162, 164, 166, 168 respectively that the current flowing through the bias windings 196, 198, 200, 202 produces, in the corresponding cores 154, 156, 158, 160 a flow opposite to the flow produced by the current 'passing through' the load windings 162, 164, 166, 168.
The direct current control windings 204, 206, 208, 210 are inductively coupled to the corresponding magnetic cores 154, 156, 158, 160, and connected in series with each other as well as with a variable resistor 212, the series circuit being put to output terminals of a full-wave dry rectifier 214. The input terminals of the latter are connected to the series circuit composed of the variable resistor 131 and the secondary winding 136 of the potential transformer 132. The control windings to direct current 204, 206, 208, 210 therefore receive a voltage proportional to the no-load voltage Es.
Further, the direct current drive windings 204,206 of section 150 of the magnetic amplifier 38 so arranged on the corresponding cores 154, 156 that the current flowing through the drive windings 204, 206 generates in these cores 154, 156 a flux which is added to the flux produced by the current flowing in the corresponding load windings 162, 164.
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The direct current control windings 208,210 of section 152 are arranged, on the contrary, on the corresponding cores 158, 160 such that the current flowing in the control windings
208, 210 produces, in these cores 158, 160 a flux opposite to the flux produced by the current flowing in the respective load windings 166, 168.
AC drive windings 216, 218, 220,
222 are also inductively coupled with the corresponding cores 154,
156, 158, 160. In order that the AC control windings
216, 218, 220, 222 respond to a measurement of i (Xe + Xd), the AC control windings 216, 218, 220,222 are connected to the secondary winding 146 of the auxiliary current transformer 140. It It should be noted that these AC drive windings 216, 218,
220, 222 are arranged on their respective magnetic cores 154, 156,
158, 160 such that during the return operation, when the respective load windings 162, 164,166, 168 are not traversed by any load current,
the flux produced by the current circulating in the alternating current control windings 216, 218, 220, 222 is opposed to the flux produced by the costant circulating in the corresponding direct current control windings 204, 206, 208, 210. The quantities The relative values of the current flowing in the AC drive windings 216, 218, 220, 222 and the current flowing in the DC drive windings 204, 206, 208, 210, determine the polarity and magnitude of the output voltage of the magnetic push-pull amplifier 38. This will emerge more clearly from the description of the operation of the minimum excitation circuit 34.
Feedback windings 224, 226, 228, 230 are also inductively coupled to the magnetic cores 154, 156, 158, 160 respectively. They are driven by the output voltage of the magnetic push-pull amplifier 38 and are arranged in such a way on their respective cores 154, 156, 158, 160 that the current passing through them produces a flow opposite to the resulting flow produced in these cores by the DC drive windings 204, 206, 208, 210 and the AC drive windings 216, 218, 220, 222. As shown, the feedback windings 224, 226, 228,230 are connected in series with each other and with a variable resistor 232 which can be adjusted to determine the strength of the current in the feedback windings 224, 226, 228, 230.
One end of this series circuit is connected to one end of the load resistor 192, and the other end of this series circuit is connected to one end of the load resistor 194. In this way, the feedback windings 224 are obtained. 226, 228,230, a feedback which improves the linearity of the output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38.
The output voltage of an AC driven balanced push-pull magnetic amplifier is proportional to the strength of the AC current flowing through its AC drive windings multiplied by the cosine of the phase angle between its voltage. power supply and the alternating current flowing through its alternating current control windings.
So if we consider only the AC drive windings 216, 218 ', 220, 222 and the load windings 162, 164, 166, 168 of the push-pull magnetic amplifier 38, the output voltage of the amplifier 38 is proportional to cos # i (Xe + Xd), where i (Xe + Xd) is the voltage proportional to the current flowing through the AC control windings 216, 218, 220, 222, and # is the phase angle between Es, the tension
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power supply or no-load applied to the load windings 162, 164, 166, 168, and i (Xe + Xd) the voltage proportional to the current flowing in the AC control windings 216, 218, 220, 222.
If, on the contrary, the effect produced by the direct current control windings 204, 206, 208, 210 is also taken into consideration, the output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38 is proportional to Es - cos (Xe + Xd), since in operation, the current in the DC control windings 204, 206, 208, 210, is proportional to Es and the action of the DC control windings 204, 206, 208, 210 opposes the respective action of the AC drive windings 216, 218, ¯220, 222,
It should be noted that the variations of the voltage Es at the terminals of the series circuit composed of the resistor 131 and of the secondary winding 136, applied to the load windings 162, 164, 166,
168, have no effect on the magnitude or polarity of the output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38.
The saturation inductor 40 is provided to amplify the output of 1 magnetic push-pull amplifier 38 and to produce, across the variable impedance or resistor 234, a voltage which varies with the magnitude and the polarity of the voltage of output of push-pull magnetic amplifier 380 In this case, the saturation inductor 40 comprises the magnetic cores 236 and 238. Load windings 240 and 242 are inductively coupled to the respective magnetic cores 236, 238.
The power for the load windings 240, 242 is supplied by a potential transformer 244, having a primary winding 246 and a secondary winding 248, in circuit with a full-wave load rectifier 250 and the load windings 240 , 242. More exactly, the primary winding 246 of the transformer 244 is connected to the network conductors 14, 18. On the other hand, the secondary winding 248 of the transformer 244 is placed in series with the load windings 240, 242, the series circuit being connected to the input terminals of the charge rectifier 250.
The output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38 is applied to the saturation choke 40 by control windings 252, 254 inductively coupled to the corresponding magnetic cores 236, 238. In detail, the control windings 252, 254 are connected in series with each other, and this series circuit is placed across the load resistors 192, 194 of the magnetic push-pull amplifier 38.
Feedback windings 258, 260, inductively coupled to the magnetic cores 236, 238, provide a higher gain at the saturation choke 40. As shown, the feedback windings 258, 260 are connected in series with the variable resistor 234, this circuit. series being put to the output terminals of the charge rectifier 250.
The feedback windings 258, 260 are so arranged that on their corresponding core 236, 238, the current flowing in these windings produces, in the respective cores 236, 238, a flux which is added to the flux produced by the current flowing in the control windings 252, 254, when the output voltage of the magnetic push-pull amplifier 38 has the polarity shown., The feedback windings 258, 260 therefore produce positive feedback for the saturation choke 40 .
Reference windings 268, 270 are inductively coupled to corresponding cores 236, 238, in order to obtain, between the upper end of the variable resistor 234, as shown, and the slider 262, a voltage equal to the voltage between the points 264 and 266, when the current in the control windings 252, 254 of the saturated choke
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ration 40 is zero. More exactly, the windings of reference 268,270 are placed in series with each other and with the windings preferably 102,104,
106, 108 of the push-pull magnetic amplifier 32. This latter circuit is placed at the output terminals of the rectifier 110. The reference windings 268, 270 of the saturation inductor 40 are therefore traversed by a current in constant substance.
In order to prevent the minimum excitation circuit 34 from sending current to the control windings 114, 116, 118, 120 of the push-pull magnetic amplifier 32, when the voltage between the upper end of variable resistor 234, as shown, and slider 262 is greater than the voltage between points 264 and 266, a rectifier 272 is provided. This connects a determined part of the variable resistor 234 in parallel with the control windings connected in series.
114, 116, 118, 120 of the magnetic push-pull amplifier 32. The voltage across the determined part of the variable resistor 234 is filtered in a filter 274, so as to have a low AC component and to obtain a good operation of rectifier 272.
The filter choke 276 of the filter 274 is calculated to be saturated when the rectifier 272 begins to conduct in the normal direction of rectification, thereby reducing the response time.
In order to use the minimum excitation circuit 34, it is first necessary to carry out some adjustments. For example, the variable resistors 203 and 205 should be adjusted so that the flow rate of each of sections 150 and 152 of the magnetic push-pull amplifier 38 is about 50 percent. In addition, the variable resistor 131 must be adjusted so as to obtain the desired value for jxe. The secondary tapped winding 146 of the auxiliary current transformer 142 must be adjusted to obtain the desired value for j (Xe + Xd) i.
The variable resistor 212 is adjusted so that the flux produced by the current flows through the AC drive windings 216, 218, 220, 222, that is, during the recall period of the operation, equal and opposite to the produced flux. by the current flowing in the direct current control windings 204, 206, 208, 210 when the voltage Ed after the synchronous reactance of the generator 10 exceeds the no-load voltage Es by 90. Slider 262 of resistor 234 should be set so that the voltage between the contact of slider 262 and the upper end of variable resistor 234, as shown, is equal to the voltage between points 264 and 266, when the current circulating in the control windings 252 and 254 of the saturation choke is zero.
Thus the voltage between the cursor 262 and the upper end of the resistor 234, as shown, is equal to the voltage between the points 264 and 266, when the voltage Ed after the synchronous reactance of the generator lo is 90 ahead of the voltage at empty Es.
The operation of the minimum excitation circuit 34 is described below. It is assumed that the electrical network is in a state such that the voltage Ed after the synchronous reactance of the generator 10 leads the no-load voltage Es by less than 90, that is, Es is greater than cos i (Xe + Xd).
The rectifier 214 in this case delivers, in the direct current control windings 204, 206, 208, 210, a current which produces, in the respective cores 154, 156, 158, 160, a greater flux than the flux produced by the current circulating in the ac control windings 216, 218, 220, 2220
It is also assumed that the upper end of the secondary winding 146 of the transformer 140, as shown has positive polarities with respect to the lower end, and also that the ends
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Left ends of secondary windings 184 and 186 of transformer 180, as shown, have positive polarity with respect to their right ends.
Under these conditions, current flows from the left end of secondary winding 184, to section 150 load winding 162, self-saturating rectifier 170, load rectifier 188, resistor load 192 and the load rectifier 184, to the right end of secondary winding 184. At the same time, current also flows from the left end of secondary winding 186, through the winding of load 168 of section 152, the self-saturating rectifier 176, the load rectifier 190, the load resistor 194, and the load rectifier 190, to terminate at the right end of the secondary winding 186 of the transformer 180.
During the same half-period, when the voltage across the secondary windings has the polarity shown, current also flows from the slider of the secondary winding 146, through the AC drive windings 216, 218, 220, 222, to the lower end of the secondary winding 146. The current in the DC drive windings 206, 208, during this part of the cycle, flows in such a direction that the flow produced in the cores 156 and 158 corresponding is opposite to the flux produced by the associated AC drive windings 218, 220.
During this period of the cycle, the recall takes place in the cores 156, 158 to a level of flux determined by the relative magnitudes of the fluxes produced by the AC control windings 218,220 and the corresponding DC control windings 206, 208 As it was assumed that the grid voltage Es was greater than the quantity cos i (Xe + Xd), the magnitude of the flux produced by the DC control windings 206, 208 is greater than that of the flux produced by the windings. AC drive 218, 220.
As the resulting flux produced by the DC drive winding 208 and the AC drive winding 220 add to the flux produced by the bias winding 200, and as the resulting flux produced by the winding of DC drive 206 and AC drive winding 218 is assumed to flux produced by bias winding 198, magnetic core 158 is biased to a lower flux level than core 156.
Therefore, during the next half-period of operation, when the load windings 164, 166 are energized, the output of section 150 is greater, than that of section 1520 In the case considered, the left end of load resistor 192, as shown, has positive polarity with respect to the right end of load resistor 194.
During the same half period of operation, when the slider of the secondary winding 146 of the transformer 140 has positive polarity with respect to the left end of the secondary winding 146,1 'energizing * the load windings 162 and 168 brings the respective cores 154, 160 to saturation.
During the next half-period of operation, when the lower end of the secondary winding 146, as shown, has positive polarity with respect to the upper end, and when the right-to-right ends of the secondary windings 184, 186 of transformer 180 have a positive polarity with respect to the left ends, current flows from the right end of the secondary winding 184, through the charge rectifier 188, the load resistor 192, the
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load rectifier 188, the self-saturation rectifier 'i'2, is the load winding 164, towards the left end of the secondary winding 184.
During this same half-period, current flows from the extreme
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right side of the secondary winding 186 of the transformer 180, by the load rectifier 190, the load resistor 194, the load rectifier 190, the self-saturating rectifier 174 and the load winding 166, towards the left end of the secondary winding 186 of the transformer 180. Thus, during this half-period of operation, the cores 156 and 158 are brought to saturation, the relative values of the voltages across the load resistors 192, 194 being determined by the recall levels of the two cores 156, 158 in the preceding half-period of operation.
During the same half period of operation, when the lower end of the secondary winding 146 of the transformer 140, as shown, has positive polarity with respect to its upper end, the current in the control windings at alternating current flows in such a direction that the flux it produces in the nuclei
154, 160 is opposed to the flux produced by the current flowing through the associated respective DC control windings 204, 210.
During this half-period of operation, the cores 154, 160 are recalled to a flux level determined by the relative magnitudes of the fluxes produced by the AC drive windings 216, 222 and the associated respective DC drive windings 204 210. Since it was assumed that the grid voltage Es was greater than the quantity cos i (Xe + Xd), the resulting flux produced by the AC control winding 216 and the DC control winding 204 is opposed to the flux produced by the bias winding 196. Likewise, the resulting flux produced by the AC drive winding 222 and the DC drive winding 210 adds to the flux produced by the winding polarization 202.
In this way, the magnetic core 160 is recalled to a lower flux level than the core 154. Therefore, under the same considered conditions, the output voltage of section 150 is greater than that of section 152, when load windings 162 and le.8 are energized. Obviously the same result is obtained as during the previous half-period, when the load windings 164,166 are energized.
Since, under the above conditions, the left end of load resistor 192, as shown, has positive polarity with respect to the right end of load resistor 194, the current in the control windings 252,254 of the saturation choke 40 flows in such a direction that the flux produced in the respective cores 236,238 is added to the flux produced by the current flowing in the corresponding reference windings 268,270. The potential difference between cursor 262 and the upper end of resistor 234, as shown, is therefore greater than the voltage between points 264 and 266.
Under these conditions, the rectifier 272 blocks the voltage across the resistor 234 and the minimum excitation circuit 34 has no effect on the push-pull magnetic amplifier 32 which is part of the closed regulation circuit 30, and the latter continues to keep the voltage delivered by the generator 10 substantially constant.
As mentioned above, when the voltage Ed after the synchronous reactance of the generator 10 is 90 ahead of the network voltage Es, the flux produced in the various cores by the AC control windings 216, 218, 220 and 222 is equal to the flux produced in the corresponding cores by the direct current control windings 204, 206, 208, 210. In the considered state, the output voltage of the push-pull magnetic amplifier 38 is zero, and in substance no current flows through the control windings 252, 254 of the saturation choke 40.
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If, on the contrary, the voltage Ed after the synchronous reactance of the generator 10 increases its phase angle so as to advance the network voltage Es by more than 90, the flux produced by the alternating current control windings 216, 218, 220, 222 is greater than the flux produced by the DC drive windings 204, 206, 208, 210 in the various cores. In this case, the cores 154 and 156 are, during their respective return periods, brought back; at a lower flux level than cores 158 and 160 during their respective boost periods. The flow rate of section 152 is therefore greater than the flow rate of section 150, under the conditions considered.
The right end of load resistor 194, as shown, has positive polarity with respect to the left end of load resistor 192, therefore current flows from the right end of load resistor 194 , by the control windings 254, 252 of the saturation choke 40, to terminate at the left end of the load resistor 192. The current flowing in the control windings 254, 252 produces, in the cores 238,236, a flux opposite to the flux produced in the same cores by the reference windings 270, 268. This has the effect of decreasing the voltage between the slider 262 and the upper end of the resistor 234, as shown, to a value less than the tension between points 264 and 266.
This, in turn, has the effect of shunting some of the control current supplied by resressor 122, through resistor 234. That is, when the voltage between slider 262 and the upper end of resistor 234 drops even further below the value of the voltage between points 264 and 266, more of the control current bypasses the control windings of 114, 116, 118, 120 of the magnetic push amplifier -pull 32 of the closed control circuit 30.
As the current decreases in the control windings 114, 116, 118, 120 of the magnetic push-pull amplifier 32, the flow rate of section 46 of amplifier 32 increases and the flow rate of section 48 decreases. This increases the current flowing through the booster excitation winding 28 of the exciter 20 and increases the current in the undervoltage excitation winding 26. Increasing the current in the excitation winding of boosting 28 has the effect of increasing the current flowing in the inductor winding 12 of the generator 10, so as to prevent the generator 10 from stalling.
It goes without saying that, if the generator 10 is replaced by a generator with salient poles (not shown), the phase angle between Ed and Es can exceed 90 before stalling. The elements shown in Figures 1A and 1B can be set to have a minimum excitation limit based on an angle greater than 90, if a salient pole generator is used.
The apparatus described above serves to maintain a static minimum excitation limit. It goes without saying that by delaying the measurement of the current delivered by the generator 10 taken in phase 2, or by advancing the measurement of the voltage at the terminals of the generator, taken between phases 1 and 3, the apparatus shown can be Used to maintain a dynamic minimum excitation limit. The apparatus of the present invention has several advantages.
For example, the operation of the minimum excitation limiter circuit 34 is not influenced by the temperature of the air surrounding the field winding 12 of the generator 10, as was the case with many old circuits. minimum excitation limiters. In addition, the static minimum excitation limit of generator 10 can vary greatly.
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quickly by simply moving the slider of variable resistor 131 and properly adjusting the tap of secondary winding 146 of auxiliary current transformer 142.
On the other hand, the minimum excitation limit of the generator 10 does not vary despite the variations in the grid voltage Es due, for example, to variations in the load of the generator, 10, or because the number of generators connected (not shown) to the network changes. It should also be noted that the minimum excitation limiter circuit 34 is composed of static elements. Maintenance problems are therefore reduced to a minimum. In addition, the limiting sensitivity of the minimum excitation circuit is substantially constant.
EMI13.1
R E V E R D I C A T T 0 N S.
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AC generator minimum excitation limit control device; comprising a sense circuit whose flow rate is a measurement of the network voltage and a measurement of the sum of the external reactive drop of the electrical network and the synchronous reactive voltage drop of the generator, a push-pull magnetic amplifier having load windings, direct current control windings and alternating current control windings, the load windings responding to said measurement of the grid voltage, the alternating current control windings cooperating with the load windings and responding to said measurement of the sum of the reactive voltage drops,
and the direct current control windings being in opposition to the alternating current control windings and responding to said measurement of the network voltage, and other circuits for energizing the inductor winding of the generator by the flowing current, in the load windings of the push-pull magnetic amplifier, once the relative magnitudes of said current have reached a determined value.