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PERFECTIONNEMENT AUX CIRCUITS ULTRA HAUTE FREQUENCE REGLABLES.
La présente invention concerne, de façon générale, les filtres pour signaux haute fréquence, et plus spécialement un circuit résonnant pou- vant servir de filtre passe-bande réglable sur une partie de la gamme ultra haute fréquence (UHF) et dont la bande passante peut être facilement réglée.
Récemment, aux Etats-Unis d'Amérique, la bande UHF de 500 à 890 mégacycles (mc) a été allouée expérimentalement à la diffusion d'images de télévision. Les circuits d'accord ou réglables de l'invention conviennent spé- cialement pour accorder les récepteurs sur une station émettrice de télévi- sion choisie dans cette bande UHF déterminée. On admettra qu'un circuit d'ac- cord pour cette bande ne peut pas être constitué d'éléments de circuit sépa- rés, parce que la fréquence des ondes porteuses est trop élevée. D'autre part, la fréquence d'une onde porteuse dans cette bande n'est pas assez élevée pour que les circuits résonnants consistent en une cavité résonnante ou un guide d'onde, éléments couramment employés dans la bande UHF supérieure.
On sait que les cavités et guides d'onde sont particulièrement utiles'aux fréquences de 3.000 mc. et plus.
Tout récepteur de radio destiné à recevoir des signaux dans la bande précitée, exige un filtre passe-bande réglable qui peut être placé entre l'antenne et le premier amplificateur haute fréquence ou, s'il n'y en a pas, entre l'antenne et l'étage mélangeur. Un filtre passe-bande de ce gen- re doit avoir un Q élevé même aux hautes fréquences, Q désignant un nombre de rendement parfois dénommé facteur d'amplification et qui peut être défini com- me le rapport entre l'énergie emmagasinée par le circuit résonnant et l'éner- gie dissipée. Un filtre passe-bande de ce genre doit avoir une largeur de bande constante dans toute sa gamme d'accord. Comme la largeur de bande dé- pend essentiellement du facteur de couplage, le circuit doit avoir un facteur de couplage constant dans toute la gamme d'accord.
Le filtre passe-bande doit avoir, en outre, des flancs très droits en dehors de la bande passante, de manière à réduire au minimum les diverses émissions parasites. Dans un récep- teur de broadcasting, la facilité de fabrication et le coût peu élevé sont
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aussi des facteurs importants.
Le filtre passe-bande de l'invention est équivalent à deux cir- cuits résonnants. La bande passante d'un filtre utilisé dans un récepteur ou convertisseur de télévision UHF, doit être relativement large et peut être de l'ordre de 12 mc. Par conséquent, les deux circuits résonnants constituant le filtre sont couplés au-delà du couplage critique. Pour obtenir la bande pas- sante de la largeur voulue, l'écartement des deux circuits résonnants qui dé- termine le facteur de couplage, doit être maintenu dans des tolérances très étroites difficiles à respecter dans la production en série. Il est donc sou- haitable aussi de prévoir un moyen de régler la largeur de bande du filtre résonnant.
La présente invention a pour but de procurer un filtre résonnant pouvant être accordé sur une grande partie de la gamme des fréquences, par exemple entre 50 et environ 1.000 mégacycles, de manière à présenter une ban- de passante de largeur constante déterminée.
L'invention a aussi pour but de procurer un filtre équivalent à deux circuits résonnants et ayant un coefficient de couplage uniforme et donc une largeur de bande constante dans toute sa gamme d'accord.
L'invention a encore pour but de procurer un filtre dont la ban- de passante pour signaux UHF soit de largeur réglable.
L'invention vise principalement à procurer un filtre équivalent à deux circuits résonnants, accordable sur une grande partie de la bande UHF et ayant une bande passante dont la largeur puisse être réglée à une valeur déterminée, de façon que la largeur de bande reste sensiblement constante dans toute la gamme d'accord.
Un filtre conforme à la présente invention consiste en deux cir- cuits résonnants qui peuvent être identiques. Chaque circuit comprend deux éléments capacitifs conducteurs espacés et isolés électriquement entre eux et deux conducteurs connectés individuellement aux éléments de condensateur. Cha- que conducteur représente une self.
Un élément d'accord, tel qu'un noyau métallique, est associé aux éléments de condensateur de manière à former capacité entre chacun des élé- ments et le noyau d'accord. Celui-ci peut être mobile par rapport aux élé- ments de condensateur de façon qu'au moins une des capacités varie quand le noyau d'accord a un mouvement relatif, pour varier la fréquence de résonance du circuit. Les extrémités libres du conducteur sont réunies et peuvent être mises à la terre.
Les deux cLrcuits sont placés l'un à côté de l'autre de manière à être couplés entre eux électrostatiquement.et électromagnétiquement. Une paire de bornes d'entrée peut être prévue entre un conducteur d'un circuit et la terre, tandis qu'une paire de bornes de sortie est prévue entre le conduc- teur de l'autre circuit et la terre.
L'expérience a montré qu'un filtre de ce genre peut avoir un Q initial d'environ 250 et une gamme d'accord jusqu'à 3 sur 1. Le couplage et, par conséquent, la largeur de bande du filtre sont constants dans toute la gamme d'accord . De préférence, le facteur de couplage est supérieur au cou- plage critique de manière à obtenir une bande plus large que la bande passan- te requi se.
Des moyens sont aussi prévus pour régler la largeur de la bande passante à une valeur voulue. Ceci est obtenu au moyen d'une spire en court- circuit, telle qu'une plaque métallique ou une spire métallique fermée sur elle-même. Cette spire en court-circuit est placée entre les deux circuits ré- sonnants et peut prendre une position angulaire variable par rapport aux cir- cuits. Le coefficient de couplage effectif entre les deux circuits peut être réduit, en variant la position angulaire de la spire en court-circuit, de ma- nière à réduire et à régler la largeur de la bande passante à la valeur vou- lue.
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Les nouvelles particularités de l'invention considérées comme caractéristiques sont décrites dans les revendications annexées. L'invention ainsi que ses buts et avantages ressortiront clairement de la description don- née ci-après, avec référence au dessin annexé, d'ans lequel :
La Fig. 1 est une vue perspective d'un filtre conforme à la pré- sente invention.
La Fig. 2 est un circuit équivalent du filtre de la Fig. 1.
La Fig. 3 est un graphique donnant le courant secondaire du fil- tre de la Fig. 1 en fonction de la fréquence,pour des conditions de couplage différentes; et
Les Figs. 4 à 10 sont des vues de face de variantes d'une spire en court-circuit ou dispositif de réglage du couplage du filtre de la Fig. 1.
La Fig. 1 représente un filtre du type précité, comprenant deux circuits résonnants 10 et 11 pouvant être identiques. Le circuit 10 comprend un cylindre creux ou tube 12 en une matière à constante diélectrique élevée comme, par exemple, de la céramique ou du verre. Le tube 12 est, de préféren- ce, en verre, matière facile à fabriquer avec une constante diélectrique éle- vée et avec une épaisseur de paroi qui peut être maintenue dans des tolérances étroites en fabrication de série.
Une paire d'éléments conducteurs de condensateur 13 et 14,sont prévus sur la face extérieure du tube en verre 12. Les éléments de condensa- teur 13, 14 consistent en un conducteur comme, par exemple, du cuivre ou de l'argent qui peut être déposé sur la circonférence du tube en verre 12, de manière à former des manchons. Une paire de conducteurs 15 et 16 sont connec- tés aux revêtements 13 et 14 respectivement. Les conducteurs peuvent par exem- ple être en un métal convenable comme du cuivre ou du laiton ou bien ils peu- vent être argentés.
De préférence, les extrémités libres des conducteurs 15, 16 sont réunies. Ceci peut se faire à l'aide d'une plaque métallique 17 avec la- quelle les conducteurs 15, 16 font corps. La plaque métallique 17 peut donc avoir deux pattes conductrices 15, 16 repliées vers le haut à angle droit par rapport à la plaque 17.
Un élément conducteur d'accord mobile 20 est associé aux éléments de condensateur ou revêtements 13, 14. L'élément d'accord peut prendre la for- me d'un noyau métallique 20 qui, dans une de ses positions extrêmes, se trou- ve engagé dans les deux manchons 13, 14. Le noyau d'accord 20 peut avoir une extrémité effilée 21 étudiée de manière qu'il y ait une relation déterminée entre le mouvement du noyau d'accord 20 et la variation résultante de la fré- quence de résonance du filtre résonnant. Le noyau d'accord 20 peut êtra dépla- cé au moyen de fils 22 isolés électriquement entre eux au moyen de perles de verre 23.
Le noyau d'accord 20 peut être amené dans sa première position ex- trême représentée à la Fig. 1 et dans une seconde position extrême 24 dans laquelle c'est son extrémité effilée 21 qui est placée entre les manchons 13 et 14.
On peut donc constater que la capacité entre le revêtement 13 et le noyau 20 varie avec le mouvement du noyau d'accord. D'autre part, la capa- cité entre le revêtement 14 et le noyau 20 reste sensiblement constante pen- dant le déplacement du noyau d'accord.
Le second circuit résonnant 11 comprend un tube 26 aussi en une matière ayant une constante diélectrique élevée et pourvu de deux-revêtements 27, 28. Les conducteurs 30, 31 peuvent être constitués par une autre paire de pattes faisant partie de la plaque 17 et à angle droit avec celle-ci. Un noyau d'accord 32 peut être glissé dans le tube 26.
Le fonctionnement du filtre de la Fig. 1 s'explique le mieux en se reportant au circuit équivalent de la Fig. 2. Les deux circuits résonnants portent de nouveau les références 10 et 11. Le circuit résonnant 11 comprend une self 35, un condensateur variable 36, un condensateur fixe. 37 et une ré- .
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sistance 38 reliés en série. La-self 35 représente la self-induction combinée des conducteurs 30 et 31. Les condensateurs 36,37 indiquent respectivement la capacité entre le noyau 32 et les revêtements 27, 28, tandis que la résis- tance 38 représente toute la.résistance du circuit.11.
De même, le second circuit résonnant 10 comprend une self 40, un condensateur variable 41, un second condensateur fixe 42 et une résistance 43 aussi reliés en série. La self 40 représente la self-induction combinée des conducteurs 15 et' 16. Les condensateurs 41 et 42 indiquent respectivement la capacité entre le noyau 20 et le revêtement 13, et entre le revêtement 14 et le noyau 20. Enfin, la résistance 43 représente toute la résistance du cir- cuit 10.
Un circuit d'entrée, qui peut, par exemple, être l'antenne, est couplé entre la patte ou conducteur 30 et la plaque 17. Pour adapter l'impédan- ce du circuit d'entrée à celle du circuit 11, un point intermédiaire du con- ducteur 30 peut être connecté à une borne d'entrée 45 indiquée par un fil, tandis que la plaque 17 peut être mise à la terre.
Le circuit de sortie,pouvant être, par exemple, l'étage mélan- geur ou le premier amplificateur haute fréquence est aussi connecté entre le conducteur ou patte 16 et la plaque 17. De nouveau, pour adapter ces impédan- ces, un point intermédiaire du conducteur 16 peut être relié à la borne 47, tandis que la seconde borne est constituée par le fil 46 qui peut être mis à la terre.
Dans le circuit équivalent de la Fig. 2, une paire de bornes d'entrée 50,51 peuvent être connectées respectivement à un point intermédiai- re de la self 35 et à la terre. Une paire de bornes de sortie 52, 53 peuvent être connectées entre un point intermédiaire de la self et la terre.
Les deux circuits résonnants 10 et 11 sont couplés entre eux élec- tromagnétiquement et électrostatiquement. Comme il a été expliqué, le couplage est de préférence supérieur au couplage critique pour obtenir la largeur vou- lue de bande passante. Le coefficient de couplage électromagnétique est déter- miné principalement par la distance entre les circuits résonnants 10 et 11.
Cette distance est évidemment définie par l'espace entre la première paire des conducteurs 15,16 et la seconde paire 30, 31. Le coefficient de couplage électrostatique est déterminé principalement par le diamètre des tubes 12 et 26 et par la distance. séparant, cas. deux .tubes.
Comme cela a été expliqué, il est difficile de maintenir ces dis- tances, et surtout la distance entre les tubes 12 et 26, dans les tolérances étroites requises pour avoir exactement la largeur voulue de la bande passan- te. C'est pourquoi, suivant la présente invention, des moyens sont prévus pour régler la largeur de la bande passante à la valeur désirée. Ces moyens consis- tent dans la spire en court-circuit 55 qui peut, par exemple, être une pla- que métallique rectangulaire disposée entre les circuits 10 et 11. La spire en court-circuit ou plaque 55 peut être montée sur tout support convenable com- me une tige 56 piquée dans la plaque 17, de manière à permettre de régler la position angulaire de la plaque 55 par rapport aux circuits 10 et 11.
Le circuit 55a de la Fig. 2 est le circuit équivalent de la spire en court-circuit 55. Il comprend une self 57 et une résistance 58 connectées en série. La spire en court-circuit 55 est équivalente à un circuit non ac- cordé composé d'une self et d'une résistance. Les dimensions de la plaque 55 sont telles que sa fréquence de résonance sur les ondes électriques soit con- sidérablement au-dessus de la gamme d'accord du circuit de la Fig. 1. Le cir- cuit 55a est couplé aux circuits résonnants 10 et 11, ce qui est indiqué par les accolades K. -
La courbe en pointillé 60 de la Fig. 3 représente le courant du secondaire,le circuit 10, c'est-à-dire le courant de sortie en fonction de la fréquence, en l'absence de la spire en court-circuit 55.
La fréquence mé- diane de la bande passante représentée par la courbe 60, est indiquée par f0', tandis que f2 et f1 indiquent respectivement les deux pointes du courant
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secondaire. La largeur de la bandepassante est donc f2 - f1 Soit la défini- tion de G :
EMI5.1
G indique donc la bande passante relative en fonction de la fré- quence de résonance. La valeur de G est une fonction de K, K étant le coeffi- cient de couplage entre les circuits couplés 10 et 11, en l'absence de la spi- re en court-circuit 55. Par conséquent, on peut obtenir la formule suivante:
EMI5.2
La formule (2) vaut pour autant que le Q du circuit résonnant 10 soit égal à celui du circuit résonnant 11. En outre, le coefficient de coupla- ge K doit être plus grand que le couplage critique Kc.
En présence de la spire en court-circuit 55, le coefficient de couplage sera différent et cela changera la forme de la courbe 60 de la Fig.3.
Soit-M l'inductance mutuelle entre la spire en court-circuit 55 et les cir- cuits résonnants 10 et 11, soit L1 la valeur de la self 35 ou 40 des circuits résonnants respectifs 11 et 10, L2 la valeur de la self 57, r2 la valeur de la résistance 58, et K' le coefficient de couplage entre la spire en court- circuit 55 et les circuits résonnants 10 et 11. Si le Q de la self en court- circuit est élevé, c'est-à-dire plus grand que 10 par exemple, L qui est la self équivalente du circuit de la Fig. 1 en présence de la spire en court- circuit 55 peut être définie comme suit: (3) Le = L1 (1-K')
La courbe 61 de la Fig. 3 représente le courant secondaire en fonction de la fréquence du circuit résonnant de la Fig. 1, en présence de la self en court-circuit 55.
Les pointes de résonance de la courbe 61 sont indi- quées par f'2 et f'1' tandis que f'0 désigne la fréquence médiane de la ban- de passante. On peut constater que f'0 est différent de f0 Ceci peut s'expri- mer mathématiquement par l'équation suivante tirée de l'équation (3):
EMI5.3
En outre., G' peut être défini comme suit
EMI5.4
L'équation (2) devient ainsi :
EMI5.5
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où Ke est le coefficient de couplage équivalent entre les circuits 10 et 11, en présence de la spire en court-circuit 55. Comme l'inductance mutuelle M entre la spire 55 et les circuits 10 et 11 est négative par rapport à l'in- ductance mutuelle entre les circuits couplés 10 et 11 seuls, la présence de la spire en court-circuit 55 réduit le coefficient de couplage. Par consé- quent Ke est plus petit que K.
Comme la courbe 61 le montre clairement, la présence de la spi- re en court-circuit 55 réduit la largeur de la bande passante et l'importan- ce de la réduction dépend de la grandeur de K' commandée par la position an- gulaire de la spire 55 par rapport aux circuits 10 et 11. Par conséquent, la largeur de la bande passante représentée par la courbe 60 sans spires 55 doit donc être plus grande que celle requise. Si la spire 55 est perpendiculaire aux tubes 12 et 26, l'effet de cette spire en court-circuit 55 sur la largeur de bande est minimum; si la spire 55 est parallèle aux tubes 12 et 26, l'ef- fet est maximum.
Il faut remarquer que l'effet de la spire en court-circuit 55 est particulièrement marqué dans la bande UHF. A des fréquences plus basses, la présence d'une spire en court-circuit de ce genre introduirait d'énormes pertes dans les circuits accordés. Ceci est dû au fait que la composante ré- sistive de l'impédance de la spire en court-circuit est approximativement éga- le à (2#foM)ê pour des fréquences basses. D'autre part aux fréquences UHF, r la composante résistive de l'impédance de la spire en court-circuit est ap- proximativement égale à (2#foM)ê, où Q2 est le Q de la spire en court- r2Q2ê circuit 55. Si Q2 est élevé, la composante résistive de la spire en court- circuit devient négligeable et le Q du filtre n'est donc pas notablement di- minué.
La différence des fréquences f'0 - f0 sera généralement bien petite. Cependant le changement du centre de la bande passante, qui peut être provoqué par un réglage de la position angulaire de la spire en court- circuit 55, peut être facilement compensé par le réglage des noyaux d'ac- cord 20 et 32. Les formules précédentes montrent que la largeur de la bande passante n'est pas fonction de la fréquence et qu'elle reste donc sensible- ment constante dans toute la gamme d'accord. Ceci est vrai aussi longtemps que le coefficient de couplage reste constant dans la gamme d'accord. En fait, le couplage magnétique est plus fort à l'extrémité basse fréquence de la gamme d'accord, tandis que le couplage électrostatique est plus fort à l'extrémité haute fréquence de la gamme d'accord.
Par conséquent, le coef- ficient de couplage reste pratiquement constant dans la gamme d'accord en- tière.
La gamme d'accord peut, comme il a été dit, avoir une éten- due aussi grande que 3 sur 1 et elle est réglable, en choisissant la con- stante diélectrique des tubes 12,26, l'épaisseur de paroi des tubes et la couche d'air entre les revêtements 13, 14 et le niyau associé 20, par exem- ple. Le filtre de l'invention travaille sur une partie de la gamme des fré- quences allant d'environ 50 à environ 1.000 me.
La spire encourt-circuit utilisée suivant l'invention pour ré - gler la largeur de la bande passante, peut prendre différentes formes, comme le montrent les Figs. 4 à 10. La Fig. 4 représente une plaque carrée 63, tan- dis que la Fig. 5 représente une plaque rectangulaire 64, plus haute que lar- ge. Les Figs. 6 et 7 représentent respectivement un anneau 65 métallique car- ré et un anneau 66 métallique rectangulaire. Les Figs. 8 et 9 représentent respectivement une bague métallique ovale 67 et une bague métallique circu- laire 68. Enfin, la Fig. 10 représente une plaque métallique 70 perforée de trous 7.
L'expérience a montré que le Q du filtre de la Fig. 1 non char- gé est approximativement 250, valeur réduite à 50 environ par la charge re-
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présentée par les circuits d'entrée et de sortie. Les revêtements 13, 14 et 27, 28 peuvent être, par exemple, en cuivre ou en cuivre et argent. L'ex- trémité 21 du noyau 20 est effilée pour faciliter la mise en ligne du fil- tre avec l'oscillateur local dans un récepteur superhétérodyne et pour obte nir une relation sensiblement linéaire entre le mouvement des noyaux et la fréquence médiane résultante de la bande passante du filtre.
La self-induction des conducteurs 15; 16 et 30, 31 détermine principalement la gamme des fréquences d'accord des circuits. Les conducteurs 15, 16,30 et 31 ont une longueur déterminée constante. La valeur minimum de la capacité de chacun des circuits à résonance série 10 et 11 peut.être ren- due inférieure à 1 micromicrofarad, ce qui donne un rapport self-capacité élevé.
La plaque 17 peut, par exemple, être en cuivre d'une épaisseur de 50 millièmes de pouce (1,25 mm). Les pattes 15,16 peuvent être écartées l'une de l'autre de 1,25 pouce (32 mm) tandis que la distance entrées pat- tes 16 et 31, en leurs points milieux, peut être d'environ 1 3/8 pouce (35 mm).
La distance entre le bord inférieur du tube 12 et la plaque 17 peut être d'environ 7/8 pouce (22). Un filtre avec ces dimensions peut être réglé en- tre 5000 et 890 mc.
Il est évident que les noyaux 20 et 32 ne doivent pas être né- cessairement mobiles. Ils peuvent être fixes pour une bande passante déter- minée ayant une largeur réglable par la spire en court-circuit 55. En outre, le circuit résonnant ayant une largeur variable, conformément à la présente invention, ne doit pas avoir nécessairement la forme représentée à la Fig. 1.
Tout ce qu'il faut est un filtre résonnant composé de deux circuits résonnants ayant de la self-induction et de la capacité réparties de façon à résonner sur la même fréquence déterminée. En outre, les deux circuits doivent être placés l'un près de l'autre de manière à avoir un coefficient de couplage, entre eux, supérieur au couplage critique. La largeur de la bande passante du filtre peut être réglée au moyen d'une spire en court-circuit.
On a décrit ci-dessus un filtre UHF composé de deux circuits à résonance série ayant un couplage uniforme dans toute la gamme d'accord. La largeur de la bande passante du filtre reste donc constante dans toute la gam- me d'accord qui peut atteindre 3 sur 1. Le circuit est simple à accorder et à mettre en ligne et a un Q élevé même à l'extrémité haute fréquence de la gamme d'accord, il convient bien à la fabrication en série et est d'un coût peu élevé.
En outre, il est prévu un moyen de régler la largeur de la ban- de passante. Ceci peut se faire à l'aide d'une spire en court-circuit et la, largeur de la bande passante est déterminée par la position angulaire de la spire en court-circuit par rapport au circuit résonnant.
REVENDICATIONS.
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