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Procédés et appareils pour stabiliser la fréquence d'un oscillateur.
L'invention concerne les procédés et appareils pour stabiliser la fréquence ces oscillateurs, particulièrement des oscillateurs à micro-ondes tels que les klystrons, magnétrons et semblables.
Le contrôle précis de la fréquence d'un oscillateur dé- pend principalement de l'obtention d'une référence de fréquence précise telle que celle fournie, aux fréquences micro-ondulatoires, par une bande d'absorption d'un gaz à résonance moléculaire, ou, à des fréquences plus basses, par un cristal piézo-électrique.
Malgré l'emploi d'un étalon de fréquence stable et très précis, la fréquence d'un oscillateur stabilisé peut tout de même subir des variations parce que la fréquence nominale à laquelle l'os- cillateur est stabilisé subit les variations des conditions de fonctionnement, tels que la tension réseau, des composants de l'appareil stabilisateur qui transmet ou utilise l'information pré-
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cise de fréquence. Par conséquent dans les appareils dont la fréquence nominale subit de telles variations, la difficulté à obtenir une fréquence précise de l'étalon est simplement reportée du domaine du contrôle de fréquence au domaine d'autres variables de fonctionnement, comme la tension d'alimentation.
C'est un problème très difficile à plusieurs aspects que de vouloir sé- parer les variables de fonctionnement qui affectent la stabilité de la fréquence de réglage d'un appareil stabilisateur parti- culier et de compenser leurs variations à moins d'un millionième près, ce problème étant différent pour différents dispositifs stabilisateurs même de types identiques.
Conformément à la présente invention, on rend la fré- quence de réglage d'un oscillateur stabilisé indépendante des conditions de fonctionnement du dispositif stabilisateur en dé- terminant la fréquence de réglage au moyen de deux étalons de fréquence, l'un deux étant la fréquence de résonance d'un élément de circuit à résonance aiguë, et l'autre étant la fréquence de débit nul d'un discriminateur.
Plus exactement, la fréquence de résonance d'un étalon est balayée de façon répétée par la sortie d'un oscillateur mo- dulé en fréquence de manière à produire des impulsions étroites donnant une information précise fréquence/temps, et la fréquence de débit nul du second étalon est balayée de façon répétée par la fréquence de battement des deux oscillateurs de manière à pro- duire une onde ou impulsion qui change brusquement de polarité au passage de la fréquence de débit nul. La fréquence de l'oscil- lateur stabilisé est réglée, de préférence automatiquement, de manière à maintenir une relation fixe de phase ou de temps entre les impulsions étroites fréquence/temps et les zéros de l'onde erreur de fréquence/temps.
Plus spécialement, si l'oscillateur à stabiliser est un générateur de micro-ondes, l'un des étalons de fréquence est @
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une cellule à gaz présentant de la résonance moléculaire dans la gamme des fréquences à micro-ondes et balayéepar le générateur de balayage, et l'autre étalon de fréquence est un discrimina- teur dont la fréquence de débit nul est faible comparée aux fré- quences des oscillateurs.
L'invention consiste aussi en procédés et appareils ayant les caractéristiques décrites ci-après.
L'invention sera bien comprise en se référant aux des- sins annexés, dont :
La figure 1 est un schéma d'un dispositif oscillateur stabilisé.
Les figures 2A, 2B et 2C donnent des courbes servant à l'explication de la figure 1.
La figure 3 donne le schéma d'un dispositif de commande conforme à l'invention.
La figure 4 est un schéma étudié en corrélation avec des facteurs du fonctionnement des dispositifs des figures 1 et 3 ; et
La figure 5 montre la relation entre les facteurs de stabilité et de fidélité étudiés en corrélation avec les figures précédentes.
Sur la figure 1, le bloc 10 représente l'ensemble d'un oscillateur dont la fréquence doit être stabilisée.
Pour simplifier l'exposé, on suppose que l'oscillateur 10 est un oscillateur à micro-ondes du type klystron ou magné- tron par exemple utilisé en générateur de signaux ou en émetteur d'informations du type audio ou video. Dans cette hypothèse, la sortie de l'oscillateur est envoyée dans une ligne de transmission 11, tel un guide d'onde ou une ligne concentrique, reliée à une antenne, un amplificateur ou une autre charge représentée dans sa généralité par le rectangle 12 ; partie du débit de l'oscilla- teur 10 qui doit être utilisée pour la stabilisation est appliquée @
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à un mélangeur 14, telle une diode ou un redresseur à cristal, par l'intermédiaire d'un circuit comprenant, dans le dispositif particulier de la figure 1, un couplage directionnel 13.
Le mélangeur 14 reçoit aussi la sortie d'un second os- cillateur 15 dont la fréquence varie périodiquement, sous l'ef- fet d'un modulateur 16 à "dents de scie", de manière à balayer de façon répétée une gamme de fréquences contenant la fréquence de résonance d'un étalon qui sera défini ultérieurement. Dans le dispositif particulier décrit, l'oscillateur 15 peut être aussi un générateur de micro-ondes tel qu'un klystron ou un ma- gnétron.
La sortie du mélangeur 14 contient donc une composante à fréquence de battement variable représentée par la courbe D des figures 2A-2C continuellement égale à la différence entre les fréquences fixe et variable des oscillateurs 10 et 15 respecti- vement. L'étendue de la bande de fréquences balayée par l'oscilla- teur 15 est grande comparativement au plus grand écart de fréquen- ce attendu de l'oscillateur 10, et la gamme de fréquences balayée par l'oscillateur 15 est ou supérieure ou inférieure aux fréquen- ces de travail de l'oscillateur 10. En supposant le premier cas, dans chaque cycle de balayage de l'oscillateur 15, la fréquence de battement augmente progressivement d'une valeur faible à une valeur plus élevée et revient ensuite à la valeur de départ, comme indiqué aux figures 2A-2C.
La courbe de battement de fréquen- ces particulière de chacune des figures 2A-2C est obtenue en sup- posant que la gamme de balayage est au-dessus de la fréquence de l'oscillateur 10 et que l'onde de modulation est en dent de scie.
Evidemment, si la gamme de balayage est en dessous de la fréquence de l'oscillateur ou si l'onde de modulation utilisée a une autre forme, la forme de la courbe D sera différente, mais elle peut être utilisée aussi, comme il ressortira clairement de la descrip- tion ci-dessous.
Pour simplifier l'exposé, il est supposé ci-après que
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la fréquence de battement varie comme indiqué aux figures 2A-2C.
Quand la fréquence Fo de l'oscillateur 10 a sa valeur normale ou désirée, la fréquence de battement varie de LN à HN. Si la va- leur de la fréquence Fo de l'oscillateur diminue, la largeur de la bande balayée par la fréquence reste la même, mais les fré- quences extrêmes de la gamme sont plus basses et ce de la dévia- tion de fréquence (-¯Fo), figure 2B. D'autre part, si la fré- quence Fo de l'oscillateur 10 est audessus de sa valeur norma- le, les fréquences extrêmes de la sortie de battement du mélan- geur 14 sont relevées de la déviation (+ ¯ Fo), figure 2C.
L'amplificateur 17 qui reçoit la sortie du mélangeur 14 est un amplificateur à large bande d'un type connu quelconque, étudié de façon à laisser passer sans distorsion une bande de fréquences allant de préférence de la fréquence LN moins la plus grande déviation attendue ¯Fo à la fréquence HN plus la plus grande déviation ¯Fo attendue.
La sortie de l'amplificateur 17 est appliquée à un dis- criminateur approprié, représenté dans sa généralité par le rec- tangle 18, et dont la caractéristique fréquence/débit est repré- sentée par un exemple à la courbe E des figures 2A-2C. Un des divers discriminateurs convenables est représenté à la figure 3 et décrit ultérieurement. Comme on peut le voir à chacune des figures 2A-2C, quand la fréquence de battement appliquée varie d'une limite à l'autre de sa gamme dans chaque cycle de balayage, le signal de sortie E du discriminateur est une onde ou impul- sion à polarité brusquement changeante, le signal augmentant en amplitude jusqu'à un sommet d'une polarité et passant ensuite par zéro vers le maximum de la polarité opposée.
L'intérêt du procédé réside en ce que la forme de la courbe E de sortie peut changer à cause de variations dans les conditions de fonctionnement, telles l'amplitude du signal de battement de fréquence, la vitesse de balayage de l'oscillateur 15 ou les tensions d'alimentation des tubes utilisés dans les di-
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verses parties desjcircuits, le changement de polarité de l'onde ou impulsion E se fera toujours à la même fréquence FD (voir figures 2A-2C).
En résumé, chaque fois que la différence entre les fré- quences des oscillateurs 10 et 15 passe par la fréquence FD de sortie nulle du discriminateur 18, la sortie E de celui-ci passe par zéro en changeant brusquement de polarité. La fréquence de sortie nulle FD du discriminateur peut, comme indiqué à la figure 2A, être choisie de manière à correspondre approximativement au point milieu de la gamme normale HN - LN de la fréquence de batte- ment variable et par conséquent dans cette hypothèse, la sortie E du discriminateur passera par zéro à un temps T au milieu du cycle de balayage.
Au contraire, quand la fréquence Fo de l'oscil- lateur 10 est en-dessous ou au-dessus de la normale, la sortie E du discriminateur passera par son point zéro FD plus tard ou plus tôt dans le cycle, comme représenté graphiquement aux figures 2B et 2C respectivement. Ainsi, la sortie E du discriminateur con- tient une information précise d'erreur de fréquence/temps qui n'est pas affectée par des variables non liées aux déviations de fréquen- ce de l'oscillateur 10 telles que, par exemple, changement dans la cadence de répétition de l'oscillateur 15, le rendement du mélan- geur 14, et le gain de l'amplificateur 17.
Pour stabiliser automatiquement l'oscillateur 10, les impulsions sortant du discriminateur 18 peuvent être appliquées à un des circuits d'entrée d'un comparateur de phases 22 dont un autre circuit d'entrée reçoit des impulsions de référence de temps P produites chaque fois que la fréquence de l'oscillateur 15 pas- se par la fréquence de résonance moléculaire du gaz dans la cel- lule 19.
Comme il a été expliqué plus en détail dans des brevets belges antérieurs, entre autres le brevet nO.487.006, le spectre d'absorption des micro-ondes de l'ammoniac,du sulfure de carbone, @
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des halogénures de méthyle et d'autre gaz à moment dipolaire comprend des bandes distinctes et différentes de fréquences pour chaque gaz. Aux pressions basses, pour le gaz ammoniac par exemple, chacune de ces bandes se subdivise en plusieurs bandes étroites nettement définies, chacune de celles-ci correspondant à une fréquence déterminée.
La bande de gaz choisie comme étalon précis de fréquen- ce se trouve dans la gamme de balayage de l'oscillateur 15 de sorte que pour chaque cycle de balayage de l'oscillateur 15 la sortie du détecteur 20 qui utilise l'énergie micro-ondulatoire transmise par la cellule 19 varie brusquement comme l'indique la courbe P des figures 2A-2C de manière à produire une impulsion étroite. Il faut remarquer que le moment où cette impulsion se produit dans chaque cycle de l'oscillateur de balayage 15 est rigidement lié au moment de la production d'une fréquence parti- culière de balayage et il s'ensuit que toute variation du temps séparant la production de cette impulsion de la sortie nulle du discriminateur de fréquences de battement 18 ne peut être due qu'à un écart de la fréquence de l'oscillateur 10 par rapport à la valeur normale.
Dans les dispositifs généralement semblables décrits dans le brevet nO.487.006, des impulsions étroites étaient ti- rées de la sortie du mélangeur de fréquences de battement au moyen d'un amplificateur à bande étroite, et ces impulsions étroi- tes déclenchaient un oscillateur à dents de scie produisant une onde semblable à celle représentée par la courbe S de la figure 2A. Avec ce dispositif il n'a pas été possible de maintenir la fréquence de l'oscillateur constante à un dix-millionième près, à cause des variations de la tension d'alimentation de l'oscilla- teur qui affectent la forme de la courbe S qui est la courbe de charge et de décharge d'un condensateur dans le circuit de l'os- cillateur à dents de scie.
Dans un tel système, le point de ré- glage se trouve par exemple au milieu de la partie décharge de la
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courbe S et est donc décalé de + ¯T par rapport au moment de la production de l'impulsion d'amorçage. Si ce décalage était cons- tant, on pourrait le compenser par un réglage, mais il est au contraire fonction de certaines variables telles que l'amplitude de l'impulsion d'amorçage, la transconductance du tube à dents de scie et la grandeur et la cadence du balayage de l'oscillateur 15, variables qui ne peuvent pas être facilement commandées avec précision.
Par conséquent, comme les courbes S et Sl de la figure 2A le montrent graphiquement, les variations de la fréquen- ce nominale ou de réglage dues à des variations dans les condi- tions de fonctionnement non en rapport avec les écarts de fréquen- ce de l'oscillateur stabilisé peuvent dépasser les limites nor- males de déviation de fréquence Fo, et le dispositif de la figure 1 peut les détecter et les compenser. Dans le dispositif de la figure 1 où la fréquence nominale ne dépend pas de telles varia- bles de fonctionnement, la précision du réglage de la fréquence est beaucoup augmentée.
En utilisant un commutateur électronique, les impul- sions de sortie E du discriminateur 18 et les impulsions de sor- tie P du détecteur 20 peuvent être appliquées alternativement à un circuit d'entrée d'un tube à rayons cathodiques (non repré- senté), l'autre circuit d'entrée recevant une tension de balaya- ge provenant du modulateur 16; les sorties E et P se présenteront, dans ce cas,sur l'écran du tube comparateur pratiquement comme elles se présentent aux figures 2A-2C. Un opérateur pourrait ajuster manuellement une commande de la fréquence de l'oscilla- teur 10 pour maintenir l'écart de temps déterminé entre les deux courbes de la figure 2A et garder ainsi la fréquence de l'oscilla- teur 10 à une valeur fixe.
Dans le cas d'un klystron par exemple, l'élément de commande du tube pourrait être le dispositif d'accord d'une cavité de klystron ou le bouton de commande d'une impédance réglant la tension d'alimentation d'une des électrodes du tube.
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Une telle commande manuelle est très peu pratique, et il est beaucoup plus pratique d'envoyer l'information précise fréquence/ temps et l'information précise erreur de fréquence/temps à un comparateur de phases approprié représenté dans sa généralité par le rectangle 22 dont la sortie unidirectionnelle varie en fonc- tion de l'écart de fréquence de l'oscillateur 10 et est envoyée par une ligne de commande 23 à l'oscillateur pour compenser son écart de fréquence. Un type approprié connu de comparateur de phases est représenté à la figure 3 et brièvement décrit ci-dessous.
Le réglage automatique de la fréquence de l'oscillateur 10 est obtenuen comprenant dans ou en formant avec l'amplifica- teur à large bande 17, le discriminateur 18, le détecteur de coïncidence ou comparateur de phases 22, et la ligne de commande 23, un circuit fermé de feedback entre les circuits de sortie et d'entrée de l'oscillateur recevant une information précise fré- quence/temps fournie par le gaz à résonance moléculaire 19. Pour des raisons qui ressortiront clairement de l'exposé de la figure 4, l'oscillateur stabilisé 10 s'opposera à la modulation de sa fréquence pour la transmission d'informations à audio et vidéo- fréquences, et qi l'on veut moduler l'oscillateur 10 en fréquence, il faudra avoir recours au dispositif décrit dans le brevet belge n .492.355 du 23 Novembre 1949 et représenté à la figure 4.
Une forme particulière d'amplificateur 21 convenant à l'amplification de la sortie du détecteur 20 de la figure 1 est représentée à la figure 3 sous la référence 21A. Plus exacte- ment, le tube amplificateur 24 convertit les impulsions négatives P en impulsions positives amplifiées appliquées à un circuit dif- férenciateur comprenant un condensateur 25 et une résistance 26.
Les impulsions dérivées résultantes sont appliquées à leur tour à la grille d'un tube écreteur 27 servant à produire des impul- sions négatives amincies et amplifiées appliquées à leur tour à un tube inverseur 28 qui produit des paires d'impulsions simulta- nées P' P" à polarités opposées, chaque paire contenant l'infor-
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mation précise fréquence/temps d'une impulsion correspondante P.
Une description plus détaillée de l'amplificateur 21A, inutile ici, peut être trouvée dans le brevet n .487.212.
Les deux trains d'impulsions P'P" tirés ainsi du cir- cuit anode-cathode du tube final 28 de l'amplificateur 21A sont envoyés par l'intermédiaire de condensateurs 29, 29 aux bornes d'entrée 30,30 d'un comparateur de phases 22A qui, dans l'exé- cution particulière présente, est semblable à celui de la figure 7 du brevet n .487.212. Les impulsions P' P" sont appliquées res- pectivement à l'anode et à la cathode de diodes polarisées de manière opposée 32, 33 ou redresseurs équivalents du comparateur de phases. Les résistances 34, 34 connectées entre l'anode du redresseur 32 et la cathode du redresseur 33 forment un bouclage pour le passage du courant continu dans le circuit contenant ces résistances et redresseurs.
Une des bornes,de sortie 3$ du compa- rateur de phases est reliée au fil commun aux résistances 34, 34 et l'autre borne de sortie 36 est reliée au fil entre la cathode du redresseur 32 et l'anode du redresseur 33.
La sortie du discriminateur est appliquée au compara- teur de phases par une connexion allant à la borne commune de ré- sistances semblables 36, 36 connectées en série entre les bornes d'entrée 30, 30. Quand la relation de temps entre les impulsions P' P" et l'onde E change de la condition représentée à la figure 2A en celle de la figure 2B ou 2C, la différence de potentiel entre les bornes de sortie 35, 36 du comparateur de phases aug- mente ou diminue suivant le sens de l'écart en fréquence de l'os- cillateur 10, et l'importance du changement est fonction de la grandeur de l'écart. Ce courant continu variable peut être utili- sé pour régler la fréquence de l'oscillateur 10 suivant n'impor- te quel procédé connu; un de ces procédés est décrit ultérieure- ment.
A titre d'exemple de discriminateur 18 utilisé dans le
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dispositif de la figure 1, la figure 3 représente le discrimi- nateur 18A du type dénommé "désaccordé". Dans ce type de discri- minateur, le dernier tube 40 de l'amplificateur à large bande 17 comprend un circuit accordé 41 résonnant à la fréquence choisie de sortie nulle FD . Deux circuits accordés 42 et 43 couplés à ce circuit résonnent à une fréquence légèrement supérieure et une fréquence légèrement inférieure à la fréquence de sortie nul- le du discriminateur, et sont à accord plus aigu que le circuit 41.
Les redresseurs 44 connectés respectivement à l'un et l'autre des derniers circuits sont polarisés de telle manière que les tensions aux bornes de leurs résistances de charge 46,47 sont égales et opposées quand la fréquence de battement passe par la fréquence de point zéro FD . Pour des fréquences de battement inférieures à cette fréquence de point zéro, la somme algébrique des tensions aux bornes des résistances de charge 46, 47 est po- sitive et atteint un maximum immédiatement avant la fréquence de point zéro. Pour des fréquencesde battement supérieures à la fré- quence de point zéro, la somme algébrique des tensions aux bornes des résistances 46, 47 est négative, et on atteint la valeur né- gative maximum immédiatement après avoir passé par la fréquence de point zéro.
En bref, la caractéristique débit/fréquence du discriminateur est celle donnée à titre d'exemple par la courbe E des figures 2A-2C. N'importe quelle autre forme de discrimi- nateur ayant une telle caractéristique de sortie E peut être uti- lisée à la place du type "désaccordé" représenté à la figure 3.
Quand l'oscillateur à stabiliser est un tube klystron, sa fréquence peut être réglée par la sortie du comparateur de pha- ses 22A ou équivalent au moyen d'un arrangement tel que celui re- présenté à la figure 3. La tension de sortie du comparateur de phases est utilisée comme polarisation variable pour la grille de commande d'un tube de commande 55, la résistance de son circuit anode-cathode déterminant la différence de potentiel entre l'anode
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et l'électrode-cavité du klystron reflex 10A.
Dans le dispositif particulier représenté, une source appropriée de tension conti- nue, une batterie 53 à titre d'exemple, est connectée entre la cathode et la cavité du tube 10A, une résistance 54 est insérée entre la cavité et les anodes des tubes 10A et 55, et une sour- ce appropriée de courant continu, une batterie 52 à titre d'exem- ple, est connectée entre les cathodes des tubes 10A et 55. Le potentiel de la grille-écran du tube de commande 55 est pris à la source 52 et stabilisé par un tube régulateur 56 mis,en série avec une résistance 57, aux bornes de la source 52. Si la pola- risation appliquée à la grille de commande du tube 55 passe par différentes valeurs, la fréquence des oscillations créées par le klystron passe aussi par des valeurs déterminées correspondantes, pour des raisons bien connues.
Le potentiel de polarisation appli- qué à la grille de commande du tube 55 comprend, dans le dispo- sitif de la figure 3, deux composantes, dont l'une est réglable manuellement et l'autre est réglée automatiquement par le dispo- sitif stabilisateur, comme décrit ci-dessus. Le dispositif à ré- glage manuel peut comprendre un potentiomètre 58 alimenté par la batterie 59 ou par une autre source de courant continu appropriée.
De manière généralement semblable, la sortie du compara- teur de phases 22 ou 22A peut être utilisée pour varier le po- tentiel d'une électrode de commande de fréquence d'autres types de tubes ; comme autre exemple, on peut signaler la figure 2 du brevet belge n .485.797 du 13 Novembre 1948 montrant le réglage de fréquence d'un magnétron.
Par exemple, si l'on désire stabiliser un oscillateur à micro-ondes qui doit fonctionner à une fréquence de 23.900 méga- cycles, on peut employer la bande 3,3 du gaz ammoniac à 23.870 mégacycles comme un des étalons de fréquence 19, l'oscillateur à micro-ondes 15 peut balayer une étendue de fréquences allant d'en- viron 23.898 à 23.902 mégacycles, et la fréquence de sortie nulle
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du discriminateur 18 peut être 30 mégacycles. L'onde de modula- tion pour l'oscillateur 15 peut être en dent de scie ou avoir une forme d'onde désirée quelconque, et la cadence de répétition peut être quelconque.
Pour stabiliser des oscillateurs travaillant à des fré- quences beaucoup plus basses, on peut utiliser un cristal piézo- électrique au lieu de la cellule à gaz 19, l'oscillateur de balayage 15 peut travailler dans une gamme de fréquences beaucoup plus basse et, pour obtenir l'onde d'indication de temps E on peut prendre la somme ou la différence des fréquences des oscil- lateurs 10 et 15.
Etout cas, la fréquence nominale est exactement égale à la somme algébrique de la fréquence de résonance d'un élément de circuit, tel que la cellule 19 ou équivalent, et de la fré- quence de sortie nulle d'un discriminateur ayant une caractéris- tique du genre courbe E.
La discussion suivante de la figure 4 peut servir à une meilleure compréhension du fonctionnement du dispositif de la figure 1. Le dispositif stabilisateur a deux caractéristiques im- portantes distinctes: l'une est celle qui détermine à quel point les écarts de fréquence de l'oscillateur 10 sont minimisés; elle dépend de la sensibilité du discriminateur, du gain de l'amplifi- cateur. L'autre est le facteur de fidélité qui dépend de la pré- cision avec laquelle la fréquence nominale ou de référence est définie dans le discriminateur.
En se reportant au schéma de la figure 4, la fréquence Fo à stabiliser est comparée à la fréquence de référence FS, de sorte que l'erreur de fréquence peut être exprimée par: e =FS-Fo
La tension de sortie V1 du discriminateur peut être exprimée par: V1 = KLe (où K1 est la sensibilité du détecteur d'erreur en erreur volts/Mc).
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riation de V3 n'est pas dV3 mais une valeur résiduelle plus pe- tite dV13 qui peut être exprimée par : dV13=dv3- dv3 ou dv31= 1/1+ dv3
La relation entre les changements correspondants de la fréquence de l'oscillateur avec le circuit de feedback fermé et ouvert respectivement, peut être exprimée par: (2) dFO1= 1/1+ dFo.
Avec le circuit de feedback fermé et la modulation ap- pliquée pour changer la fréquence de l'oscillateur et la fréquence de référence (interrupteurs X Y Z fermés), la variation résultan- te de le. fréquence de l'oscillateur peut être exprimée par:
EMI14.1
(3Fo + dP'ol - +1 Fg + 1 dFo .
+1 1+
Comme il a été dit, si avec le circuit de feedback ou- vert un changement de fréquence de Fo est appliqué à l'oscilla- teur, en faisant varier une tension d'électrodes appropriée ou en changeant la dimension de la cavité dans le cas d'un klystron, une tension d'erreur dV3 apparaît qui est cependant réduite avec le circuit de feedback fermé et ramenée à une tension d'erreur dV31, la relation étant: dV31=1 dv3 1+ ou 1/1+ = 1/S (S est le facteur de stabilité, figure 5).
Dans une disposition utilisant un gain ( ) de 105, une perturbation de 10 mégacycles est réduite à un changement de fré- quence observé de 100 cycles. Cependant, pour des raisons sus- mentionnées, avec ce dispositif la fréquence de référence Fg peut varier avec les conditions de fonctionnement, et dans ce cas la situation est toute différente parce que Fe= / +1 ¯ FS.
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La tension de sortie correspondante V2 de l'amplificateur peut donc être exprimée par:
V2 = K2V1 (où K2 est le gain de l'amplificateur).
La tension de sortie résultante V3 du circuit R, C repré- sentant au point de vue général les éléments déphaseurs du cir- cuit de feedback peut être exprimée par:
V3 = K3V2 (où K3 = 1, caractétistique de transfert ).
1 + jw RC
La fréquence de travail Fo de l'oscillateur 10 peut être exprimée par: Po = K4V3 (où K4 est la sensibilité de l'oscillateur en Mc/volts).
Par conséquent, la fréquence de travail stabilisée
Fo=K1K2K4e
1 + jw CR
EMI15.1
=}l (Fs- Fo) (où fit = K1K2K4 1 + jw ' gain total) 1 + jv CR = ,Il Fg .
,;Il + S.
En supposant une petite variation A FS de la fréquence de référence, la variation correspondante A. Fo de la fréquence de l'oscillateur peut être exprimée par:
EMI15.2
(1) AFo := Q FS. .*+ 1 en considérant l'effet de l'application d'un signal de modulation à l'oscillateur 10 (commutateur Y fermé) qui apporte une variation dFo à sa fréquence: avec le circuit de feedback ouvert (interrupteur X ouvert), il y aura une variation de poten- tiel dV3 (de la tension V3) égale à dFo.
Avec le circuit
K4 de feedback fermé, au contraire, (interrupteur X fermé), la va-
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Le changement de fréquence dû à la modulation est supprimé par le facteur de stabilisation (S = + 1), mais le changement de la fréquence de référence est reproduit dans la fréquence de sor- tie en concordance avec le facteur de fidélité (G = ).
+1 En bref, les erreurs ou ambiguïtés de la fréquence de référence ne sont pas supprimées par le circuit de feedback. Cependant avec le dispositif décrit ici qui utilise la fréquence de sortie nulle du discriminateur comme étalon de fréquence, l'ambiguïté ou in- certitude de la fréquence de référence est éliminée.
Si l'on veut moduler l'oscillateur 10 en fréquence au moyen de signaux à audio ou vidéo-fréquence, la modulation ne peut pas être appliquée seulement à l'oscillateur parce qu'elle serait supprimée par le facteur de stabilisation du circuit de feedback, mais elle doit l'être aussi à la fréquence de référen- ce pour qu'elle apparaisse comme un changement de fréquence de l'oscillateur en fonction du facteur de fidélité du circuit de feedback. Dans ce cas il faut imposer la condition d'asservisse- ment des fréquences entre elles, c'est-à-dire que le changement en fréquence de référence dû à la modulation est rendu égal au changement de fréquence obtenable avec le circuit de feedback ou- vert (A FS = dFo ) de sorte que l'équation (3) devient : (4) A Fo + dFo1 =¯ FS = A Fo .
En bref, avec la condition desservis sèment remplie dans le dispositif de la figure 1 de la présente demande, et dans le dispositif de la figure 4 du brevet belge No.492.355 du 23 Novembre 1949, le pourcentage de modulation est le même que si l'oscilla- teur n'était pas soumis à une stabilisation précise de sa fréquen- ce porteuse par les deux étalons de fréquence : fréquence du gaz et la fréquence de sortie nulle du discriminateur.
**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.