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Procédés et appareils pour stabiliser la fréquence d'un oscillateur.
L'invention concerne les procédés et appareils pour stabiliser la fréquence ces oscillateurs, particulièrement des oscillateurs à micro-ondes tels que les klystrons, magnétrons et semblables.
Le contrôle précis de la fréquence d'un oscillateur dé- pend principalement de l'obtention d'une référence de fréquence précise telle que celle fournie, aux fréquences micro-ondulatoires, par une bande d'absorption d'un gaz à résonance moléculaire, ou, à des fréquences plus basses, par un cristal piézo-électrique.
Malgré l'emploi d'un étalon de fréquence stable et très précis, la fréquence d'un oscillateur stabilisé peut tout de même subir des variations parce que la fréquence nominale à laquelle l'os- cillateur est stabilisé subit les variations des conditions de fonctionnement, tels que la tension réseau, des composants de l'appareil stabilisateur qui transmet ou utilise l'information pré-
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cise de fréquence. Par conséquent dans les appareils dont la fréquence nominale subit de telles variations, la difficulté à obtenir une fréquence précise de l'étalon est simplement reportée du domaine du contrôle de fréquence au domaine d'autres variables de fonctionnement, comme la tension d'alimentation.
C'est un problème très difficile à plusieurs aspects que de vouloir sé- parer les variables de fonctionnement qui affectent la stabilité de la fréquence de réglage d'un appareil stabilisateur parti- culier et de compenser leurs variations à moins d'un millionième près, ce problème étant différent pour différents dispositifs stabilisateurs même de types identiques.
Conformément à la présente invention, on rend la fré- quence de réglage d'un oscillateur stabilisé indépendante des conditions de fonctionnement du dispositif stabilisateur en dé- terminant la fréquence de réglage au moyen de deux étalons de fréquence, l'un deux étant la fréquence de résonance d'un élément de circuit à résonance aiguë, et l'autre étant la fréquence de débit nul d'un discriminateur.
Plus exactement, la fréquence de résonance d'un étalon est balayée de façon répétée par la sortie d'un oscillateur mo- dulé en fréquence de manière à produire des impulsions étroites donnant une information précise fréquence/temps, et la fréquence de débit nul du second étalon est balayée de façon répétée par la fréquence de battement des deux oscillateurs de manière à pro- duire une onde ou impulsion qui change brusquement de polarité au passage de la fréquence de débit nul. La fréquence de l'oscil- lateur stabilisé est réglée, de préférence automatiquement, de manière à maintenir une relation fixe de phase ou de temps entre les impulsions étroites fréquence/temps et les zéros de l'onde erreur de fréquence/temps.
Plus spécialement, si l'oscillateur à stabiliser est un générateur de micro-ondes, l'un des étalons de fréquence est @
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une cellule à gaz présentant de la résonance moléculaire dans la gamme des fréquences à micro-ondes et balayéepar le générateur de balayage, et l'autre étalon de fréquence est un discrimina- teur dont la fréquence de débit nul est faible comparée aux fré- quences des oscillateurs.
L'invention consiste aussi en procédés et appareils ayant les caractéristiques décrites ci-après.
L'invention sera bien comprise en se référant aux des- sins annexés, dont :
La figure 1 est un schéma d'un dispositif oscillateur stabilisé.
Les figures 2A, 2B et 2C donnent des courbes servant à l'explication de la figure 1.
La figure 3 donne le schéma d'un dispositif de commande conforme à l'invention.
La figure 4 est un schéma étudié en corrélation avec des facteurs du fonctionnement des dispositifs des figures 1 et 3 ; et
La figure 5 montre la relation entre les facteurs de stabilité et de fidélité étudiés en corrélation avec les figures précédentes.
Sur la figure 1, le bloc 10 représente l'ensemble d'un oscillateur dont la fréquence doit être stabilisée.
Pour simplifier l'exposé, on suppose que l'oscillateur 10 est un oscillateur à micro-ondes du type klystron ou magné- tron par exemple utilisé en générateur de signaux ou en émetteur d'informations du type audio ou video. Dans cette hypothèse, la sortie de l'oscillateur est envoyée dans une ligne de transmission 11, tel un guide d'onde ou une ligne concentrique, reliée à une antenne, un amplificateur ou une autre charge représentée dans sa généralité par le rectangle 12 ; partie du débit de l'oscilla- teur 10 qui doit être utilisée pour la stabilisation est appliquée @
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à un mélangeur 14, telle une diode ou un redresseur à cristal, par l'intermédiaire d'un circuit comprenant, dans le dispositif particulier de la figure 1, un couplage directionnel 13.
Le mélangeur 14 reçoit aussi la sortie d'un second os- cillateur 15 dont la fréquence varie périodiquement, sous l'ef- fet d'un modulateur 16 à "dents de scie", de manière à balayer de façon répétée une gamme de fréquences contenant la fréquence de résonance d'un étalon qui sera défini ultérieurement. Dans le dispositif particulier décrit, l'oscillateur 15 peut être aussi un générateur de micro-ondes tel qu'un klystron ou un ma- gnétron.
La sortie du mélangeur 14 contient donc une composante à fréquence de battement variable représentée par la courbe D des figures 2A-2C continuellement égale à la différence entre les fréquences fixe et variable des oscillateurs 10 et 15 respecti- vement. L'étendue de la bande de fréquences balayée par l'oscilla- teur 15 est grande comparativement au plus grand écart de fréquen- ce attendu de l'oscillateur 10, et la gamme de fréquences balayée par l'oscillateur 15 est ou supérieure ou inférieure aux fréquen- ces de travail de l'oscillateur 10. En supposant le premier cas, dans chaque cycle de balayage de l'oscillateur 15, la fréquence de battement augmente progressivement d'une valeur faible à une valeur plus élevée et revient ensuite à la valeur de départ, comme indiqué aux figures 2A-2C.
La courbe de battement de fréquen- ces particulière de chacune des figures 2A-2C est obtenue en sup- posant que la gamme de balayage est au-dessus de la fréquence de l'oscillateur 10 et que l'onde de modulation est en dent de scie.
Evidemment, si la gamme de balayage est en dessous de la fréquence de l'oscillateur ou si l'onde de modulation utilisée a une autre forme, la forme de la courbe D sera différente, mais elle peut être utilisée aussi, comme il ressortira clairement de la descrip- tion ci-dessous.
Pour simplifier l'exposé, il est supposé ci-après que
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la fréquence de battement varie comme indiqué aux figures 2A-2C.
Quand la fréquence Fo de l'oscillateur 10 a sa valeur normale ou désirée, la fréquence de battement varie de LN à HN. Si la va- leur de la fréquence Fo de l'oscillateur diminue, la largeur de la bande balayée par la fréquence reste la même, mais les fré- quences extrêmes de la gamme sont plus basses et ce de la dévia- tion de fréquence (-¯Fo), figure 2B. D'autre part, si la fré- quence Fo de l'oscillateur 10 est audessus de sa valeur norma- le, les fréquences extrêmes de la sortie de battement du mélan- geur 14 sont relevées de la déviation (+ ¯ Fo), figure 2C.
L'amplificateur 17 qui reçoit la sortie du mélangeur 14 est un amplificateur à large bande d'un type connu quelconque, étudié de façon à laisser passer sans distorsion une bande de fréquences allant de préférence de la fréquence LN moins la plus grande déviation attendue ¯Fo à la fréquence HN plus la plus grande déviation ¯Fo attendue.
La sortie de l'amplificateur 17 est appliquée à un dis- criminateur approprié, représenté dans sa généralité par le rec- tangle 18, et dont la caractéristique fréquence/débit est repré- sentée par un exemple à la courbe E des figures 2A-2C. Un des divers discriminateurs convenables est représenté à la figure 3 et décrit ultérieurement. Comme on peut le voir à chacune des figures 2A-2C, quand la fréquence de battement appliquée varie d'une limite à l'autre de sa gamme dans chaque cycle de balayage, le signal de sortie E du discriminateur est une onde ou impul- sion à polarité brusquement changeante, le signal augmentant en amplitude jusqu'à un sommet d'une polarité et passant ensuite par zéro vers le maximum de la polarité opposée.
L'intérêt du procédé réside en ce que la forme de la courbe E de sortie peut changer à cause de variations dans les conditions de fonctionnement, telles l'amplitude du signal de battement de fréquence, la vitesse de balayage de l'oscillateur 15 ou les tensions d'alimentation des tubes utilisés dans les di-
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verses parties desjcircuits, le changement de polarité de l'onde ou impulsion E se fera toujours à la même fréquence FD (voir figures 2A-2C).
En résumé, chaque fois que la différence entre les fré- quences des oscillateurs 10 et 15 passe par la fréquence FD de sortie nulle du discriminateur 18, la sortie E de celui-ci passe par zéro en changeant brusquement de polarité. La fréquence de sortie nulle FD du discriminateur peut, comme indiqué à la figure 2A, être choisie de manière à correspondre approximativement au point milieu de la gamme normale HN - LN de la fréquence de batte- ment variable et par conséquent dans cette hypothèse, la sortie E du discriminateur passera par zéro à un temps T au milieu du cycle de balayage.
Au contraire, quand la fréquence Fo de l'oscil- lateur 10 est en-dessous ou au-dessus de la normale, la sortie E du discriminateur passera par son point zéro FD plus tard ou plus tôt dans le cycle, comme représenté graphiquement aux figures 2B et 2C respectivement. Ainsi, la sortie E du discriminateur con- tient une information précise d'erreur de fréquence/temps qui n'est pas affectée par des variables non liées aux déviations de fréquen- ce de l'oscillateur 10 telles que, par exemple, changement dans la cadence de répétition de l'oscillateur 15, le rendement du mélan- geur 14, et le gain de l'amplificateur 17.
Pour stabiliser automatiquement l'oscillateur 10, les impulsions sortant du discriminateur 18 peuvent être appliquées à un des circuits d'entrée d'un comparateur de phases 22 dont un autre circuit d'entrée reçoit des impulsions de référence de temps P produites chaque fois que la fréquence de l'oscillateur 15 pas- se par la fréquence de résonance moléculaire du gaz dans la cel- lule 19.
Comme il a été expliqué plus en détail dans des brevets belges antérieurs, entre autres le brevet nO.487.006, le spectre d'absorption des micro-ondes de l'ammoniac,du sulfure de carbone, @
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des halogénures de méthyle et d'autre gaz à moment dipolaire comprend des bandes distinctes et différentes de fréquences pour chaque gaz. Aux pressions basses, pour le gaz ammoniac par exemple, chacune de ces bandes se subdivise en plusieurs bandes étroites nettement définies, chacune de celles-ci correspondant à une fréquence déterminée.
La bande de gaz choisie comme étalon précis de fréquen- ce se trouve dans la gamme de balayage de l'oscillateur 15 de sorte que pour chaque cycle de balayage de l'oscillateur 15 la sortie du détecteur 20 qui utilise l'énergie micro-ondulatoire transmise par la cellule 19 varie brusquement comme l'indique la courbe P des figures 2A-2C de manière à produire une impulsion étroite. Il faut remarquer que le moment où cette impulsion se produit dans chaque cycle de l'oscillateur de balayage 15 est rigidement lié au moment de la production d'une fréquence parti- culière de balayage et il s'ensuit que toute variation du temps séparant la production de cette impulsion de la sortie nulle du discriminateur de fréquences de battement 18 ne peut être due qu'à un écart de la fréquence de l'oscillateur 10 par rapport à la valeur normale.
Dans les dispositifs généralement semblables décrits dans le brevet nO.487.006, des impulsions étroites étaient ti- rées de la sortie du mélangeur de fréquences de battement au moyen d'un amplificateur à bande étroite, et ces impulsions étroi- tes déclenchaient un oscillateur à dents de scie produisant une onde semblable à celle représentée par la courbe S de la figure 2A. Avec ce dispositif il n'a pas été possible de maintenir la fréquence de l'oscillateur constante à un dix-millionième près, à cause des variations de la tension d'alimentation de l'oscilla- teur qui affectent la forme de la courbe S qui est la courbe de charge et de décharge d'un condensateur dans le circuit de l'os- cillateur à dents de scie.
Dans un tel système, le point de ré- glage se trouve par exemple au milieu de la partie décharge de la
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courbe S et est donc décalé de + ¯T par rapport au moment de la production de l'impulsion d'amorçage. Si ce décalage était cons- tant, on pourrait le compenser par un réglage, mais il est au contraire fonction de certaines variables telles que l'amplitude de l'impulsion d'amorçage, la transconductance du tube à dents de scie et la grandeur et la cadence du balayage de l'oscillateur 15, variables qui ne peuvent pas être facilement commandées avec précision.
Par conséquent, comme les courbes S et Sl de la figure 2A le montrent graphiquement, les variations de la fréquen- ce nominale ou de réglage dues à des variations dans les condi- tions de fonctionnement non en rapport avec les écarts de fréquen- ce de l'oscillateur stabilisé peuvent dépasser les limites nor- males de déviation de fréquence Fo, et le dispositif de la figure 1 peut les détecter et les compenser. Dans le dispositif de la figure 1 où la fréquence nominale ne dépend pas de telles varia- bles de fonctionnement, la précision du réglage de la fréquence est beaucoup augmentée.
En utilisant un commutateur électronique, les impul- sions de sortie E du discriminateur 18 et les impulsions de sor- tie P du détecteur 20 peuvent être appliquées alternativement à un circuit d'entrée d'un tube à rayons cathodiques (non repré- senté), l'autre circuit d'entrée recevant une tension de balaya- ge provenant du modulateur 16; les sorties E et P se présenteront, dans ce cas,sur l'écran du tube comparateur pratiquement comme elles se présentent aux figures 2A-2C. Un opérateur pourrait ajuster manuellement une commande de la fréquence de l'oscilla- teur 10 pour maintenir l'écart de temps déterminé entre les deux courbes de la figure 2A et garder ainsi la fréquence de l'oscilla- teur 10 à une valeur fixe.
Dans le cas d'un klystron par exemple, l'élément de commande du tube pourrait être le dispositif d'accord d'une cavité de klystron ou le bouton de commande d'une impédance réglant la tension d'alimentation d'une des électrodes du tube.
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Une telle commande manuelle est très peu pratique, et il est beaucoup plus pratique d'envoyer l'information précise fréquence/ temps et l'information précise erreur de fréquence/temps à un comparateur de phases approprié représenté dans sa généralité par le rectangle 22 dont la sortie unidirectionnelle varie en fonc- tion de l'écart de fréquence de l'oscillateur 10 et est envoyée par une ligne de commande 23 à l'oscillateur pour compenser son écart de fréquence. Un type approprié connu de comparateur de phases est représenté à la figure 3 et brièvement décrit ci-dessous.
Le réglage automatique de la fréquence de l'oscillateur 10 est obtenuen comprenant dans ou en formant avec l'amplifica- teur à large bande 17, le discriminateur 18, le détecteur de coïncidence ou comparateur de phases 22, et la ligne de commande 23, un circuit fermé de feedback entre les circuits de sortie et d'entrée de l'oscillateur recevant une information précise fré- quence/temps fournie par le gaz à résonance moléculaire 19. Pour des raisons qui ressortiront clairement de l'exposé de la figure 4, l'oscillateur stabilisé 10 s'opposera à la modulation de sa fréquence pour la transmission d'informations à audio et vidéo- fréquences, et qi l'on veut moduler l'oscillateur 10 en fréquence, il faudra avoir recours au dispositif décrit dans le brevet belge n .492.355 du 23 Novembre 1949 et représenté à la figure 4.
Une forme particulière d'amplificateur 21 convenant à l'amplification de la sortie du détecteur 20 de la figure 1 est représentée à la figure 3 sous la référence 21A. Plus exacte- ment, le tube amplificateur 24 convertit les impulsions négatives P en impulsions positives amplifiées appliquées à un circuit dif- férenciateur comprenant un condensateur 25 et une résistance 26.
Les impulsions dérivées résultantes sont appliquées à leur tour à la grille d'un tube écreteur 27 servant à produire des impul- sions négatives amincies et amplifiées appliquées à leur tour à un tube inverseur 28 qui produit des paires d'impulsions simulta- nées P' P" à polarités opposées, chaque paire contenant l'infor-
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mation précise fréquence/temps d'une impulsion correspondante P.
Une description plus détaillée de l'amplificateur 21A, inutile ici, peut être trouvée dans le brevet n .487.212.
Les deux trains d'impulsions P'P" tirés ainsi du cir- cuit anode-cathode du tube final 28 de l'amplificateur 21A sont envoyés par l'intermédiaire de condensateurs 29, 29 aux bornes d'entrée 30,30 d'un comparateur de phases 22A qui, dans l'exé- cution particulière présente, est semblable à celui de la figure 7 du brevet n .487.212. Les impulsions P' P" sont appliquées res- pectivement à l'anode et à la cathode de diodes polarisées de manière opposée 32, 33 ou redresseurs équivalents du comparateur de phases. Les résistances 34, 34 connectées entre l'anode du redresseur 32 et la cathode du redresseur 33 forment un bouclage pour le passage du courant continu dans le circuit contenant ces résistances et redresseurs.
Une des bornes,de sortie 3$ du compa- rateur de phases est reliée au fil commun aux résistances 34, 34 et l'autre borne de sortie 36 est reliée au fil entre la cathode du redresseur 32 et l'anode du redresseur 33.
La sortie du discriminateur est appliquée au compara- teur de phases par une connexion allant à la borne commune de ré- sistances semblables 36, 36 connectées en série entre les bornes d'entrée 30, 30. Quand la relation de temps entre les impulsions P' P" et l'onde E change de la condition représentée à la figure 2A en celle de la figure 2B ou 2C, la différence de potentiel entre les bornes de sortie 35, 36 du comparateur de phases aug- mente ou diminue suivant le sens de l'écart en fréquence de l'os- cillateur 10, et l'importance du changement est fonction de la grandeur de l'écart. Ce courant continu variable peut être utili- sé pour régler la fréquence de l'oscillateur 10 suivant n'impor- te quel procédé connu; un de ces procédés est décrit ultérieure- ment.
A titre d'exemple de discriminateur 18 utilisé dans le
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dispositif de la figure 1, la figure 3 représente le discrimi- nateur 18A du type dénommé "désaccordé". Dans ce type de discri- minateur, le dernier tube 40 de l'amplificateur à large bande 17 comprend un circuit accordé 41 résonnant à la fréquence choisie de sortie nulle FD . Deux circuits accordés 42 et 43 couplés à ce circuit résonnent à une fréquence légèrement supérieure et une fréquence légèrement inférieure à la fréquence de sortie nul- le du discriminateur, et sont à accord plus aigu que le circuit 41.
Les redresseurs 44 connectés respectivement à l'un et l'autre des derniers circuits sont polarisés de telle manière que les tensions aux bornes de leurs résistances de charge 46,47 sont égales et opposées quand la fréquence de battement passe par la fréquence de point zéro FD . Pour des fréquences de battement inférieures à cette fréquence de point zéro, la somme algébrique des tensions aux bornes des résistances de charge 46, 47 est po- sitive et atteint un maximum immédiatement avant la fréquence de point zéro. Pour des fréquencesde battement supérieures à la fré- quence de point zéro, la somme algébrique des tensions aux bornes des résistances 46, 47 est négative, et on atteint la valeur né- gative maximum immédiatement après avoir passé par la fréquence de point zéro.
En bref, la caractéristique débit/fréquence du discriminateur est celle donnée à titre d'exemple par la courbe E des figures 2A-2C. N'importe quelle autre forme de discrimi- nateur ayant une telle caractéristique de sortie E peut être uti- lisée à la place du type "désaccordé" représenté à la figure 3.
Quand l'oscillateur à stabiliser est un tube klystron, sa fréquence peut être réglée par la sortie du comparateur de pha- ses 22A ou équivalent au moyen d'un arrangement tel que celui re- présenté à la figure 3. La tension de sortie du comparateur de phases est utilisée comme polarisation variable pour la grille de commande d'un tube de commande 55, la résistance de son circuit anode-cathode déterminant la différence de potentiel entre l'anode
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et l'électrode-cavité du klystron reflex 10A.
Dans le dispositif particulier représenté, une source appropriée de tension conti- nue, une batterie 53 à titre d'exemple, est connectée entre la cathode et la cavité du tube 10A, une résistance 54 est insérée entre la cavité et les anodes des tubes 10A et 55, et une sour- ce appropriée de courant continu, une batterie 52 à titre d'exem- ple, est connectée entre les cathodes des tubes 10A et 55. Le potentiel de la grille-écran du tube de commande 55 est pris à la source 52 et stabilisé par un tube régulateur 56 mis,en série avec une résistance 57, aux bornes de la source 52. Si la pola- risation appliquée à la grille de commande du tube 55 passe par différentes valeurs, la fréquence des oscillations créées par le klystron passe aussi par des valeurs déterminées correspondantes, pour des raisons bien connues.
Le potentiel de polarisation appli- qué à la grille de commande du tube 55 comprend, dans le dispo- sitif de la figure 3, deux composantes, dont l'une est réglable manuellement et l'autre est réglée automatiquement par le dispo- sitif stabilisateur, comme décrit ci-dessus. Le dispositif à ré- glage manuel peut comprendre un potentiomètre 58 alimenté par la batterie 59 ou par une autre source de courant continu appropriée.
De manière généralement semblable, la sortie du compara- teur de phases 22 ou 22A peut être utilisée pour varier le po- tentiel d'une électrode de commande de fréquence d'autres types de tubes ; comme autre exemple, on peut signaler la figure 2 du brevet belge n .485.797 du 13 Novembre 1948 montrant le réglage de fréquence d'un magnétron.
Par exemple, si l'on désire stabiliser un oscillateur à micro-ondes qui doit fonctionner à une fréquence de 23.900 méga- cycles, on peut employer la bande 3,3 du gaz ammoniac à 23.870 mégacycles comme un des étalons de fréquence 19, l'oscillateur à micro-ondes 15 peut balayer une étendue de fréquences allant d'en- viron 23.898 à 23.902 mégacycles, et la fréquence de sortie nulle
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du discriminateur 18 peut être 30 mégacycles. L'onde de modula- tion pour l'oscillateur 15 peut être en dent de scie ou avoir une forme d'onde désirée quelconque, et la cadence de répétition peut être quelconque.
Pour stabiliser des oscillateurs travaillant à des fré- quences beaucoup plus basses, on peut utiliser un cristal piézo- électrique au lieu de la cellule à gaz 19, l'oscillateur de balayage 15 peut travailler dans une gamme de fréquences beaucoup plus basse et, pour obtenir l'onde d'indication de temps E on peut prendre la somme ou la différence des fréquences des oscil- lateurs 10 et 15.
Etout cas, la fréquence nominale est exactement égale à la somme algébrique de la fréquence de résonance d'un élément de circuit, tel que la cellule 19 ou équivalent, et de la fré- quence de sortie nulle d'un discriminateur ayant une caractéris- tique du genre courbe E.
La discussion suivante de la figure 4 peut servir à une meilleure compréhension du fonctionnement du dispositif de la figure 1. Le dispositif stabilisateur a deux caractéristiques im- portantes distinctes: l'une est celle qui détermine à quel point les écarts de fréquence de l'oscillateur 10 sont minimisés; elle dépend de la sensibilité du discriminateur, du gain de l'amplifi- cateur. L'autre est le facteur de fidélité qui dépend de la pré- cision avec laquelle la fréquence nominale ou de référence est définie dans le discriminateur.
En se reportant au schéma de la figure 4, la fréquence Fo à stabiliser est comparée à la fréquence de référence FS, de sorte que l'erreur de fréquence peut être exprimée par: e =FS-Fo
La tension de sortie V1 du discriminateur peut être exprimée par: V1 = KLe (où K1 est la sensibilité du détecteur d'erreur en erreur volts/Mc).
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riation de V3 n'est pas dV3 mais une valeur résiduelle plus pe- tite dV13 qui peut être exprimée par : dV13=dv3- dv3 ou dv31= 1/1+ dv3
La relation entre les changements correspondants de la fréquence de l'oscillateur avec le circuit de feedback fermé et ouvert respectivement, peut être exprimée par: (2) dFO1= 1/1+ dFo.
Avec le circuit de feedback fermé et la modulation ap- pliquée pour changer la fréquence de l'oscillateur et la fréquence de référence (interrupteurs X Y Z fermés), la variation résultan- te de le. fréquence de l'oscillateur peut être exprimée par:
EMI14.1
(3Fo + dP'ol - +1 Fg + 1 dFo .
+1 1+
Comme il a été dit, si avec le circuit de feedback ou- vert un changement de fréquence de Fo est appliqué à l'oscilla- teur, en faisant varier une tension d'électrodes appropriée ou en changeant la dimension de la cavité dans le cas d'un klystron, une tension d'erreur dV3 apparaît qui est cependant réduite avec le circuit de feedback fermé et ramenée à une tension d'erreur dV31, la relation étant: dV31=1 dv3 1+ ou 1/1+ = 1/S (S est le facteur de stabilité, figure 5).
Dans une disposition utilisant un gain ( ) de 105, une perturbation de 10 mégacycles est réduite à un changement de fré- quence observé de 100 cycles. Cependant, pour des raisons sus- mentionnées, avec ce dispositif la fréquence de référence Fg peut varier avec les conditions de fonctionnement, et dans ce cas la situation est toute différente parce que Fe= / +1 ¯ FS.
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La tension de sortie correspondante V2 de l'amplificateur peut donc être exprimée par:
V2 = K2V1 (où K2 est le gain de l'amplificateur).
La tension de sortie résultante V3 du circuit R, C repré- sentant au point de vue général les éléments déphaseurs du cir- cuit de feedback peut être exprimée par:
V3 = K3V2 (où K3 = 1, caractétistique de transfert ).
1 + jw RC
La fréquence de travail Fo de l'oscillateur 10 peut être exprimée par: Po = K4V3 (où K4 est la sensibilité de l'oscillateur en Mc/volts).
Par conséquent, la fréquence de travail stabilisée
Fo=K1K2K4e
1 + jw CR
EMI15.1
=}l (Fs- Fo) (où fit = K1K2K4 1 + jw ' gain total) 1 + jv CR = ,Il Fg .
,;Il + S.
En supposant une petite variation A FS de la fréquence de référence, la variation correspondante A. Fo de la fréquence de l'oscillateur peut être exprimée par:
EMI15.2
(1) AFo := Q FS. .*+ 1 en considérant l'effet de l'application d'un signal de modulation à l'oscillateur 10 (commutateur Y fermé) qui apporte une variation dFo à sa fréquence: avec le circuit de feedback ouvert (interrupteur X ouvert), il y aura une variation de poten- tiel dV3 (de la tension V3) égale à dFo.
Avec le circuit
K4 de feedback fermé, au contraire, (interrupteur X fermé), la va-
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Le changement de fréquence dû à la modulation est supprimé par le facteur de stabilisation (S = + 1), mais le changement de la fréquence de référence est reproduit dans la fréquence de sor- tie en concordance avec le facteur de fidélité (G = ).
+1 En bref, les erreurs ou ambiguïtés de la fréquence de référence ne sont pas supprimées par le circuit de feedback. Cependant avec le dispositif décrit ici qui utilise la fréquence de sortie nulle du discriminateur comme étalon de fréquence, l'ambiguïté ou in- certitude de la fréquence de référence est éliminée.
Si l'on veut moduler l'oscillateur 10 en fréquence au moyen de signaux à audio ou vidéo-fréquence, la modulation ne peut pas être appliquée seulement à l'oscillateur parce qu'elle serait supprimée par le facteur de stabilisation du circuit de feedback, mais elle doit l'être aussi à la fréquence de référen- ce pour qu'elle apparaisse comme un changement de fréquence de l'oscillateur en fonction du facteur de fidélité du circuit de feedback. Dans ce cas il faut imposer la condition d'asservisse- ment des fréquences entre elles, c'est-à-dire que le changement en fréquence de référence dû à la modulation est rendu égal au changement de fréquence obtenable avec le circuit de feedback ou- vert (A FS = dFo ) de sorte que l'équation (3) devient : (4) A Fo + dFo1 =¯ FS = A Fo .
En bref, avec la condition desservis sèment remplie dans le dispositif de la figure 1 de la présente demande, et dans le dispositif de la figure 4 du brevet belge No.492.355 du 23 Novembre 1949, le pourcentage de modulation est le même que si l'oscilla- teur n'était pas soumis à une stabilisation précise de sa fréquen- ce porteuse par les deux étalons de fréquence : fréquence du gaz et la fréquence de sortie nulle du discriminateur.
**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.
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Methods and apparatus for stabilizing the frequency of an oscillator.
The invention relates to methods and apparatus for frequency stabilizing such oscillators, particularly microwave oscillators such as klystrons, magnetrons and the like.
The precise control of the frequency of an oscillator depends mainly on obtaining a precise frequency reference such as that provided, at micro-wave frequencies, by an absorption band of a molecular resonance gas, or, at lower frequencies, by a piezoelectric crystal.
Despite the use of a stable and very precise frequency standard, the frequency of a stabilized oscillator can still undergo variations because the nominal frequency at which the oscillator is stabilized is subjected to variations in operating conditions. , such as the mains voltage, components of the stabilizer device which transmits or uses the pre-
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frequency cise. Consequently in devices whose nominal frequency undergoes such variations, the difficulty of obtaining an accurate frequency of the standard is simply transferred from the domain of frequency control to the domain of other operating variables, such as the supply voltage.
It is a very difficult problem in several respects to want to separate the operating variables which affect the stability of the tuning frequency of a particular stabilizer device and to compensate for their variations to less than a millionth, this problem being different for different stabilizing devices even of identical types.
In accordance with the present invention, the tuning frequency of a stabilized oscillator is made independent of the operating conditions of the stabilizer device by determining the tuning frequency by means of two frequency standards, one of which is the frequency. resonance of a high resonant circuit element, and the other being the zero flow frequency of a discriminator.
More precisely, the resonant frequency of a standard is repeatedly swept by the output of a frequency modulated oscillator so as to produce narrow pulses giving precise frequency / time information, and the zero flow frequency of the standard. The second standard is repeatedly swept by the beat frequency of the two oscillators so as to produce a wave or pulse which abruptly changes polarity as it passes from the zero flow frequency. The frequency of the stabilized oscillator is adjusted, preferably automatically, so as to maintain a fixed phase or time relationship between the narrow frequency / time pulses and the zeros of the frequency / time error wave.
More specifically, if the oscillator to be stabilized is a microwave generator, one of the frequency standards is @
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one gas cell exhibiting molecular resonance in the microwave frequency range and swept by the scanning generator, and the other frequency standard is a discriminator whose zero flow frequency is low compared to the frequencies oscillators.
The invention also consists of methods and apparatus having the features described below.
The invention will be well understood with reference to the accompanying drawings, including:
FIG. 1 is a diagram of a stabilized oscillator device.
Figures 2A, 2B and 2C give curves for the explanation of Figure 1.
FIG. 3 gives the diagram of a control device according to the invention.
Figure 4 is a diagram studied in correlation with factors of the operation of the devices of Figures 1 and 3; and
Figure 5 shows the relationship between the stability and fidelity factors studied in correlation with the previous figures.
In FIG. 1, block 10 represents the whole of an oscillator whose frequency must be stabilized.
To simplify the description, it is assumed that oscillator 10 is a microwave oscillator of the klystron or magnetron type, for example used as a signal generator or as an information transmitter of the audio or video type. In this hypothesis, the output of the oscillator is sent into a transmission line 11, such as a waveguide or a concentric line, connected to an antenna, an amplifier or another load represented in its generality by the rectangle 12; part of the flow of oscillator 10 which is to be used for stabilization is applied @
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to a mixer 14, such as a diode or a crystal rectifier, via a circuit comprising, in the particular device of FIG. 1, a directional coupling 13.
Mixer 14 also receives the output of a second oscillator 15, the frequency of which varies periodically, under the effect of a "sawtooth" modulator 16, so as to repeatedly sweep a range of frequencies. containing the resonant frequency of a standard which will be defined later. In the particular device described, oscillator 15 can also be a microwave generator such as a klystron or a magnetron.
The output of mixer 14 therefore contains a variable beat frequency component represented by curve D of Figures 2A-2C continuously equal to the difference between the fixed and variable frequencies of oscillators 10 and 15, respectively. The extent of the frequency band swept by oscillator 15 is large compared to the largest expected frequency deviation of oscillator 10, and the range of frequencies swept by oscillator 15 is or greater or less. at the working frequencies of oscillator 10. Assuming the first case, in each sweep cycle of oscillator 15, the beat frequency gradually increases from a low value to a higher value and then returns to the starting value, as shown in Figures 2A-2C.
The particular frequency beat curve of each of Figures 2A-2C is obtained by assuming that the sweep range is above the frequency of oscillator 10 and that the modulating wave is toothed. saw.
Obviously, if the sweep range is below the oscillator frequency or if the modulation wave used has another shape, the shape of the D curve will be different, but it can be used too, as it will be clear. of the description below.
To simplify the discussion, it is assumed below that
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the beat frequency varies as shown in Figures 2A-2C.
When the frequency Fo of oscillator 10 has its normal or desired value, the beat frequency varies from LN to HN. If the value of the frequency Fo of the oscillator decreases, the width of the band swept by the frequency remains the same, but the extreme frequencies of the range are lower and this by the frequency deviation ( -¯Fo), Figure 2B. On the other hand, if the frequency Fo of oscillator 10 is above its normal value, the extreme frequencies of the beat output of mixer 14 are raised by the deviation (+ ¯ Fo), figure 2C.
Amplifier 17 which receives the output of mixer 14 is a wideband amplifier of any known type, designed so as to pass without distortion a band of frequencies preferably ranging from frequency LN minus the greatest expected deviation ¯ Fo at frequency HN plus the greatest expected deviation ¯Fo.
The output of amplifier 17 is applied to an appropriate discriminator, represented in its generality by the rectangle 18, and whose frequency / bit rate characteristic is represented by an example on curve E of FIGS. 2A-2C. . One of various suitable discriminators is shown in Figure 3 and described later. As can be seen in each of Figures 2A-2C, when the applied beat frequency varies across limits of its range in each scan cycle, the discriminator output signal E is a wave or pulse. A sudden change in polarity, the signal increasing in amplitude to a peak of one polarity and then passing through zero to the maximum of the opposite polarity.
The advantage of the method lies in that the shape of the output curve E can change due to variations in the operating conditions, such as the amplitude of the frequency beat signal, the slew rate of oscillator 15 or the supply voltages of the tubes used in the various
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For all parts of the circuits, the change in polarity of the E wave or pulse will always be at the same FD frequency (see figures 2A-2C).
In summary, each time the difference between the frequencies of oscillators 10 and 15 passes through the zero output frequency FD of discriminator 18, the output E of the latter passes through zero, suddenly changing polarity. The zero output frequency FD of the discriminator can, as shown in figure 2A, be chosen so as to correspond approximately to the midpoint of the normal range HN - LN of the variable beat frequency and therefore in this hypothesis the Discriminator output E will go through zero at a time T in the middle of the scan cycle.
On the contrary, when the frequency Fo of the oscillator 10 is below or above normal, the output E of the discriminator will pass through its zero point FD later or earlier in the cycle, as shown graphically in Figures 2B and 2C respectively. Thus, the output E of the discriminator contains precise frequency / time error information which is not affected by variables unrelated to the frequency deviations of oscillator 10 such as, for example, change in frequency. the repetition rate of oscillator 15, the efficiency of mixer 14, and the gain of amplifier 17.
To automatically stabilize oscillator 10, the pulses exiting discriminator 18 can be applied to one of the input circuits of a phase comparator 22 from which another input circuit receives reference pulses of time P produced each time the frequency of oscillator 15 passes through the molecular resonance frequency of the gas in cell 19.
As explained in more detail in previous Belgian patents, including patent No. 487,006, the microwave absorption spectrum of ammonia, carbon disulphide, @
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of methyl halides and other dipole moment gases has distinct and different bands of frequencies for each gas. At low pressures, for ammonia gas for example, each of these bands is subdivided into several clearly defined narrow bands, each of these corresponding to a determined frequency.
The gas band chosen as the precise frequency standard is within the sweep range of oscillator 15 so that for each sweep cycle of oscillator 15 the output of detector 20 which uses micro-wave energy transmitted by cell 19 varies sharply as indicated by curve P in Figures 2A-2C so as to produce a narrow pulse. It should be noted that the moment at which this pulse occurs in each cycle of the sweep oscillator 15 is rigidly related to the moment of the production of a particular sweep frequency and it follows that any variation of the time between the The generation of this pulse from the zero output of beat frequency discriminator 18 can only be due to a deviation of the frequency of oscillator 10 from the normal value.
In the generally similar devices disclosed in Patent No. 487,006, narrow pulses were drawn from the output of the beat frequency mixer by means of a narrowband amplifier, and these narrow pulses triggered a toothed oscillator. saw producing a wave similar to that shown by curve S in Figure 2A. With this device it was not possible to keep the frequency of the oscillator constant to within one tenth of a millionth, because of the variations in the supply voltage of the oscillator which affect the shape of the S curve. which is the charge and discharge curve of a capacitor in the sawtooth oscillator circuit.
In such a system, the adjustment point is for example in the middle of the discharge part of the
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curve S and is therefore offset by + ¯T compared to the moment of the production of the starting pulse. If this shift were constant, it could be compensated by an adjustment, but it is on the contrary a function of certain variables such as the amplitude of the starting pulse, the transconductance of the sawtooth tube and the magnitude and the sweep rate of oscillator 15, variables which cannot easily be controlled with precision.
Consequently, as the curves S and Sl of FIG. 2A graphically show, the variations of the nominal or tuning frequency due to variations in the operating conditions unrelated to the frequency variations of the stabilized oscillator can exceed the normal limits of frequency deviation Fo, and the device of FIG. 1 can detect and compensate for them. In the device of FIG. 1 where the nominal frequency does not depend on such operating variables, the precision of the frequency adjustment is greatly increased.
By using an electronic switch, the output pulses E of discriminator 18 and the output pulses P of detector 20 can be applied alternately to an input circuit of a cathode ray tube (not shown). , the other input circuit receiving a sweep voltage from modulator 16; the outputs E and P will, in this case, appear on the screen of the comparator tube practically as they appear in FIGS. 2A-2C. An operator could manually adjust a frequency control of oscillator 10 to maintain the determined time difference between the two curves of Figure 2A and thereby keep the frequency of oscillator 10 at a fixed value.
In the case of a klystron for example, the control element of the tube could be the tuning device of a klystron cavity or the control knob of an impedance regulating the supply voltage of one of the electrodes. of the tube.
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Such a manual control is very impractical, and it is much more practical to send the precise frequency / time information and the precise frequency / time error information to an appropriate phase comparator represented in general by the rectangle 22 of which the unidirectional output varies according to the frequency deviation of oscillator 10 and is sent by a control line 23 to the oscillator to compensate for its frequency deviation. A known suitable type of phase comparator is shown in Figure 3 and briefly described below.
The automatic adjustment of the frequency of oscillator 10 is obtained by comprising in or forming with the wideband amplifier 17, the discriminator 18, the coincidence detector or phase comparator 22, and the control line 23, a closed feedback circuit between the output and input circuits of the oscillator receiving precise frequency / time information supplied by the molecular resonance gas 19. For reasons which will emerge clearly from the presentation of FIG. 4 , the stabilized oscillator 10 will oppose the modulation of its frequency for the transmission of information at audio and video frequencies, and if one wants to modulate the oscillator 10 in frequency, it will be necessary to have recourse to the device described in Belgian patent n. 492,355 of 23 November 1949 and shown in figure 4.
A particular form of amplifier 21 suitable for amplifying the output of detector 20 of FIG. 1 is shown in FIG. 3 under the reference 21A. More precisely, the amplifier tube 24 converts the negative pulses P into positive amplified pulses applied to a differentiator circuit comprising a capacitor 25 and a resistor 26.
The resulting derivative pulses are in turn applied to the gate of a skimmer tube 27 serving to produce thinned and amplified negative pulses applied in turn to an inverter tube 28 which produces pairs of simultaneous pulses P ' P "with opposite polarities, each pair containing the information
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precise frequency / time mation of a corresponding pulse P.
A more detailed description of amplifier 21A, unnecessary here, can be found in patent no. 487,212.
The two trains of pulses P'P "thus drawn from the anode-cathode circuit of the final tube 28 of the amplifier 21A are sent via capacitors 29, 29 to the input terminals 30,30 of a phase comparator 22A which in the present particular embodiment is similar to that of FIG. 7 of patent no. 487,212. The pulses P 'P "are applied to the anode and cathode of diodes, respectively. oppositely biased 32, 33 or equivalent phase comparator rectifiers. The resistors 34, 34 connected between the anode of the rectifier 32 and the cathode of the rectifier 33 form a loop for the passage of direct current in the circuit containing these resistors and rectifiers.
One of the output terminals 3 $ of the phase comparator is connected to the wire common to the resistors 34, 34 and the other output terminal 36 is connected to the wire between the cathode of the rectifier 32 and the anode of the rectifier 33.
The output of the discriminator is applied to the phase comparator by a connection going to the common terminal of similar resistors 36, 36 connected in series between the input terminals 30, 30. When the time relation between the pulses P 'P "and the E wave changes from the condition shown in Figure 2A to that of Figure 2B or 2C, the potential difference between the output terminals 35, 36 of the phase comparator increases or decreases depending on the direction of the frequency deviation of oscillator 10, and the magnitude of the change depends on the magnitude of the deviation. This variable direct current can be used to adjust the frequency of oscillator 10 according to n Any known process, one of which is described later.
As an example of discriminator 18 used in the
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device of FIG. 1, FIG. 3 represents the discriminator 18A of the type referred to as "detuned". In this type of discriminator, the last tube 40 of the wideband amplifier 17 comprises a tuned circuit 41 resonating at the chosen zero output frequency FD. Two tuned circuits 42 and 43 coupled to this circuit resonate at a frequency slightly higher and a frequency slightly lower than the zero output frequency of the discriminator, and are tuned higher than circuit 41.
The rectifiers 44 respectively connected to either of the last circuits are biased such that the voltages across their load resistors 46,47 are equal and opposite when the beat frequency passes through the zero point frequency FD. For beat frequencies below this zero point frequency, the algebraic sum of the voltages across the load resistors 46, 47 is positive and reaches a maximum immediately before the zero point frequency. For beat frequencies greater than the zero point frequency, the algebraic sum of the voltages across resistors 46, 47 is negative, and the maximum negative value is reached immediately after passing through the zero point frequency.
In short, the flow rate / frequency characteristic of the discriminator is that given by way of example by the curve E of FIGS. 2A-2C. Any other form of discriminator having such an E output characteristic can be used in place of the "detuned" type shown in Figure 3.
When the oscillator to be stabilized is a klystron tube, its frequency can be adjusted by the output of the phase comparator 22A or equivalent by means of an arrangement such as that shown in figure 3. The output voltage of the phase comparator is used as a variable bias for the control grid of a control tube 55, the resistance of its anode-cathode circuit determining the potential difference between the anode
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and the 10A klystron reflex cavity electrode.
In the particular device shown, a suitable source of DC voltage, a battery 53 by way of example, is connected between the cathode and the cavity of the tube 10A, a resistor 54 is inserted between the cavity and the anodes of the tubes 10A. and 55, and a suitable source of direct current, a battery 52 for example, is connected between the cathodes of tubes 10A and 55. The screen grid potential of control tube 55 is taken at. source 52 and stabilized by a regulator tube 56 placed in series with a resistor 57 at the terminals of source 52. If the polarization applied to the control grid of tube 55 passes through different values, the frequency of the oscillations created by the klystron also passes through corresponding determined values, for well-known reasons.
The polarization potential applied to the control grid of the tube 55 comprises, in the device of FIG. 3, two components, one of which is manually adjustable and the other is automatically regulated by the stabilizer device. , as described above. The manually adjustable device may include a potentiometer 58 powered by battery 59 or other suitable direct current source.
In generally similar fashion, the output of phase comparator 22 or 22A can be used to vary the potential of a frequency control electrode of other types of tubing; as another example, we can point out figure 2 of Belgian patent n. 485,797 of November 13, 1948 showing the frequency setting of a magnetron.
For example, if one wishes to stabilize a microwave oscillator which is to operate at a frequency of 23,900 mega-cycles, the band 3.3 of 23,870 mega-cycles ammonia gas can be used as one of the frequency standards 19.1. The microwave oscillator 15 can sweep a range of frequencies from about 23,898 to 23,902 megacycles, and the output frequency zero
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of discriminator 18 may be 30 megacycles. The modulating wave for oscillator 15 can be sawtooth or have any desired waveform, and the repetition rate can be any.
To stabilize oscillators working at much lower frequencies a piezoelectric crystal can be used instead of the gas cell 19, the sweep oscillator 15 can work in a much lower frequency range and, for example. to obtain the time indication wave E we can take the sum or the difference of the frequencies of oscillators 10 and 15.
In any case, the nominal frequency is exactly equal to the algebraic sum of the resonant frequency of a circuit element, such as cell 19 or equivalent, and the zero output frequency of a discriminator having a characteristic. curved-type tick E.
The following discussion of Figure 4 may serve to a better understanding of the operation of the device of Figure 1. The stabilizer device has two distinct important characteristics: one is that which determines how much the frequency deviations of the oscillator 10 are minimized; it depends on the sensitivity of the discriminator, on the gain of the amplifier. The other is the fidelity factor which depends on the precision with which the nominal or reference frequency is defined in the discriminator.
Referring to the diagram in figure 4, the frequency Fo to be stabilized is compared to the reference frequency FS, so that the frequency error can be expressed by: e = FS-Fo
The output voltage V1 of the discriminator can be expressed by: V1 = KLe (where K1 is the sensitivity of the error detector in volts / Mc error).
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riation of V3 is not dV3 but a smaller residual value dV13 which can be expressed by: dV13 = dv3- dv3 or dv31 = 1/1 + dv3
The relation between the corresponding changes in the frequency of the oscillator with the feedback circuit closed and open respectively, can be expressed by: (2) dFO1 = 1/1 + dFo.
With the feedback circuit closed and modulation applied to change the oscillator frequency and the reference frequency (switches X Y Z closed), the resulting variation of the. oscillator frequency can be expressed by:
EMI14.1
(3Fo + dP'ol - +1 Fg + 1 dFo.
+1 1+
As has been said, if with the feedback circuit open a frequency change of Fo is applied to the oscillator, varying an appropriate electrode voltage or changing the size of the cavity in the case of a klystron, an error voltage dV3 appears which is however reduced with the feedback circuit closed and brought back to an error voltage dV31, the relation being: dV31 = 1 dv3 1+ or 1/1 + = 1 / S (S is the stability factor, figure 5).
In an arrangement using a gain () of 105, a disturbance of 10 megacycles is reduced to an observed change in frequency of 100 cycles. However, for the above-mentioned reasons, with this device the reference frequency Fg can vary with the operating conditions, and in this case the situation is quite different because Fe = / +1 ¯ FS.
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The corresponding output voltage V2 of the amplifier can therefore be expressed by:
V2 = K2V1 (where K2 is the amplifier gain).
The resulting output voltage V3 of the circuit R, C representing from a general point of view the phase-shifting elements of the feedback circuit can be expressed by:
V3 = K3V2 (where K3 = 1, transfer characteristic).
1 + jw RC
The working frequency Fo of oscillator 10 can be expressed by: Po = K4V3 (where K4 is the sensitivity of the oscillator in Mc / volts).
Therefore, the working frequency stabilized
Fo = K1K2K4e
1 + jw CR
EMI15.1
=} l (Fs- Fo) (where fit = K1K2K4 1 + jw 'total gain) 1 + jv CR =, Il Fg.
,; Il + S.
Assuming a small variation A FS of the reference frequency, the corresponding variation A. Fo of the frequency of the oscillator can be expressed by:
EMI15.2
(1) AFo: = Q FS. . * + 1 considering the effect of applying a modulation signal to oscillator 10 (switch Y closed) which brings a variation dFo to its frequency: with the feedback circuit open (switch X open), there will be a variation in potential dV3 (of the voltage V3) equal to dFo.
With the circuit
Feedback K4 closed, on the contrary (switch X closed), the
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The change in frequency due to modulation is suppressed by the stabilization factor (S = + 1), but the change in the reference frequency is reproduced in the output frequency in accordance with the fidelity factor (G =) .
+1 In short, errors or ambiguities of the reference frequency are not removed by the feedback circuit. However, with the device described here which uses the zero output frequency of the discriminator as a frequency standard, the ambiguity or uncertainty of the reference frequency is eliminated.
If one wants to frequency modulate oscillator 10 by means of audio or video-frequency signals, the modulation cannot be applied only to the oscillator because it would be removed by the stabilization factor of the feedback circuit. , but it must also be so at the reference frequency so that it appears as a change in frequency of the oscillator as a function of the fidelity factor of the feedback circuit. In this case it is necessary to impose the slaving condition of the frequencies between them, that is to say that the change in reference frequency due to the modulation is made equal to the change in frequency obtainable with the feedback circuit or - green (A FS = dFo) so that equation (3) becomes: (4) A Fo + dFo1 = ¯ FS = A Fo.
In short, with the condition served sow fulfilled in the device of figure 1 of the present application, and in the device of figure 4 of Belgian patent No. 492,355 of November 23, 1949, the percentage of modulation is the same as if l The oscillator was not subjected to precise stabilization of its carrier frequency by the two frequency standards: gas frequency and the zero output frequency of the discriminator.
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