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SYSTEMES TELEGRAPHIQUES TELS QUE CEUX A COURANT PORTEUR.
La présente invention, qui concerne des systèmes télégraphi- ques à courant porteur, envisage notamment des perfectionnements dans les arrangements récepteurs utilisés dans de tels systèmes, et plus particulièrement dans des systèmes multivoies à fréquence audi- ble.
Dans les systèmes télégraphiques usuels à modulation par am- plitude, il est bien connu, qu'en raison de la. bande restreinte de fréquence qui peut être allouée à chaque voie, les signaux sensible- ment rectangulaires obtenus à l'origine par letéléimprimeur trans- metteur ou autre dispositif de signalisation apparaissent au récep- teur après démodulation dans une forme considérablement arrondie.
Le signal reçu après démodulation est usuellement du type à courant unique, c.à.d. qu'il consiste en un signal de marquage,représenté pa
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un courant ou un voltage de valeur donnée, et un signal d'espace représenté par un courant zéro ou un voltage zéro. Il a été de pratique usuelle de donner aux circuits récepteurs des caractéris- tiques de transmission telles que les instants, où l'amplitude du signal reçu passe par une valeur égale à la moitié de l'amplitude maximum, se trouvent espacés sensiblement de la même manière que les bords verticaux des signaux rectangulaires transmis à l'origine.
Une polarisation égale à la moitié de l'amplitude maximum est alors appliquée, et de cette manière la distorsion due à la forme arrondie des ondes de signaux se trouve pratiquement éliminée.
Etant donné que l'amplitude maximum des ondes de signaux reçues dépend de l'atténuation de la ligne ou autre milieu sur le- quel les signaux sont transmis, qui peut être variable, il a été de pratique courant d'obtenir la polarisation nécessaire au moyen d'un condensateur d'emmagasinage à partir des ondes reçues elles- mêmes, et si le circuit a des constantes de temps convenables, le fait qu'il peut y avoir des intervalles de temps relativement longs entre deux signaux de marquage n'est pas très important.Cependant, la polarisation correcte sera seulement obtenue si les signaux de marquage reçus atteignent toujours la même amplitude maximum.
Il y a présentement une demande pour une augmentation ap- préciable de la vitesse de signalisation sans augmentation dans la largeur de la voie, et il a été découvert qu'avec une augmentation de la vitesse de signalisation les arrangements employés jusqu'à présent ne sont pas satisfaisants, parce que l'amplitude du signal reçu ne peut être amenée à atteindre la même valeur maximum pour de courts signaux de marquage que pour de longs signaux, si les exigences en ce qui concerne l'espacement dans le temps des points à demi-amplitude doivent aussi être satisfaites.
C'est en conséquence un des objets principaux de la présen- te invention de surmonter cette difficulté qui résulte d'une augmen- tation de la vitesse de signalisation.
Suivant une caractéristique principale de l'invention, cet objetest atteint en prévoyant au récepteur deux chemins séparés
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pour les signaux, dont l'un contient un réseau conformateur qui conforme les ondes de signalisation de telle manière eue les exi- gences en ce qui concerne la position dans le temps des demi-ampli -tudes soient satisfaites, et dont l'autre contient un réseau con- formateur différent, qui assure que les ondes de signalisation résultant de signaux de marquage longs ou courts atteignent sensi- blement la même amplitude maximum à partir de la.quelle le potentiel de polarisation convenable peut toujours être obtenu.
Le point auquel les chemins de signaux se divisent en deux peut se trouver n'importe ou dans le récepteur, mais préférablement ce point est aussi éloigné que possible, par exemple après la démodulation finale. ,
L'invention sera exposée en se référant aux dessins ci- joints, dans lesquels :
La figure 1 montre un schéma d'un système télégraphique comportant un arrangement récepteur mettant/en oeuvre des caracté- ristiques de l'invention;
Les figures 2 à 6 (inclus) montrent des diagrammes uti- lisés pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1;
La figure 7 montre un circuit du réseau de polarisation montré dans la figure 1;
La figure 8 montre une modification de la figure 7;
La figure 9 montre partiellement, sous forme de rectangle, un circuit relatif à un autre exemple de réalisation de l'arrange- ment récepteur suivant la présente invention; Les figures 10 et 11 montrent des diagrammes utilisés dans l'ex- plication des circuits de la figure 1;
La figure 12 montre une forme modifiée du circuit de la figure 9;
La figure 13 montre un circuit schématique du réseau con- formateur convenant pour être utilisé dans le circuit de la figure 7 ou dans celui de la figure 8.
La figure 1 montre un circuit schématique d'un exemple de réalisation de l'invention que l'on supposera appliqué à un système
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télégraphique à courant porteur. Un transmetteur 1 transmet des ondes porteuses qui sont modulées en amplitude par des signaux télégraphiques, tels que par exemple des signaux téléimprimeurs, transmis par une ligne ou un autre milieu de communication 2 (mon -tré en pointillé) vers un récepteur 3. Suivant une caractéristi- que de l'invention, le débit du récepteur est connecté par deux chemins parallèles vers un récepteur de signaux télégraphiques 4 qui peut par exemple comprendre un téléimprimeur récepteur. Le chemin supérieur comprend un réseau de signaux 5, et le chemin in- férieur comprend un réseau de polarisation 6.
Le récepteur 3 et le réseau de signaux 5 ensemble compren- nent tous les appareils nécessaires pour amplifier et démoduler les ondes porteuses reçues par la ligne 2, si bien que l'onde de signalisation est produite à la sortie du réseau de signaux 5.
Ainsi, en se reportant à la figure 2, la courbe A montre les signaux rectangulaires produits par l'appareil télégraphique à l'extrémité transmettrice. Ces signaux sont généralement de la forme à double courant, c.à.d. qu'ils sont sous la forme de volta- ges égaux, positifs et négatifs, ou de courants montrés en 7 en pointillé par rapport à un axe zéro. Les signaux positifs seront appelés signaux de marquage, et les signaux négatifs seront appe- lés signaux d'espacement. Lorsque ces signaux rectangulaires sont appliqués pour moduler une onde porteuse, l'arrangement est géné- ralemeèt tel qu'une onde porteuse d'amplitude constante est tans- mise comme signal de marquage, et aucune onde porteuse pour les si- gnaux d'espacement, si bien que la transmission sur la ligne est effectivement du type à courant unique.
Lorsque l'onde porteuse modulée est redressée à l'extrémité réceptrice, l'onde de signaux ainsi obtenue est aussi du type à courant unique, et peut apparaître comme montrée par la courbe B de la. figure 2. En raison de la ban- de de fréquence restrainte de la voie, les signaux rectangulaires sont considérablement arrondis, et les bords avant et arrière de ces signaux sont appréciablement inclinés sur la verticale, comme indiqué
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Dans la. courbe B. l'onde est limitée entre un axe zéro 8 et un axe positif 9 correspondant à un. voltage V.
Si les signaux de marquage ou d'espacement sont suffisam- ment longs, la courbe a le temps d'atteindre respectivement les axes 9 et 8. Cependant, avec un court signal d'espacement, tel que 10, l'onde correspondante 11 de la courbe B n'atteint pas l'axe zéro 8, et avec un court signal de marquage tel que 12, l'onde corres- pondante 13 n'atteint pas l'axe maximum 9.
Les circuits redresseurs pour obtenir l'onde de signalisa- tion peuvent se trouver soit dans le récepteur 3, soit dans/le ré- seau de signaux 5, figure 1. Dans l'un ou l'autre cas, le réseau de signaux 5 comprend un circuit égalisateur ou conformateur établi de telle manière que, suivant la pratique, les instants de signa- lisation, c.à.d. les instants auxquels l'onde de signaux B, figure 2, traverse le niveau 14 de demi-amplitude, se trouvent espacés dans la même onde que le signal original de transit dans la courbe A. Si une polarisation constante négative de V/2 est ajoutée à l'onde de signaux.
B, l'axe zéro sera effectivement déplacé vers la ligne 14, et un instrument récepteur à double courant peut alors être actionné à des instants correspondant aux transits de la courbe B à travers l'axe 14, lesquels seront les mêmes que les instants de transit du signal original de la courbe A.
Il était de pratique usuelle jusqu'à présent d'obtenir le voltage de polarisation V/2 en redressant l'onde de signalisation B au moyen d'un circuit comportant une constante de temps rela.ti- vement élevée. Ceci est nécessaire aussi longtemps que tous le s signaux de marquage sont suffisamment longs pour que l'onde B at- teigne l'axe 9. L'arrangement cependantne fonctionne pas s'il y a un nombre appréciable de courts signaux de marquage tel que 12, courbe A, parce que le voltage de polarisation qui dépend des pointes de l'onde B se trouve réduit en conséquence.
Une tille situation se produira par exemple arec des signaux de téléimprimeur transmis par une voie avec une largeur de bande donnée, lorsque la vitesse de signalisation a été suffisamment augmentée.
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De façon à surmonter cette difficulté, suivant des carac- téristiques de l'invention, le réseau de polarisation 6 (figure 1) est pourvu d'un circuit conformateur qui est différent de celui qui existe dans le réseau de signalisation 5, et est établi pour produire une distorsion de l'onde de signaux reçue, si bien que les pointes correspondantes des signaux de marquage, à la fois longs et courts, sont sensiblement de la même amplitude. De cette manière le voltage de polarisation est maintenu à la valeur con- venable V/2.
Le réseau 6 contiendra évidemment aussi des moyens pour redresser l'onde porteuse modulée (à moins que ceux-ci ne soient inclus dans le récepteur 3), et aussi des moyens pour obte- nir un voltage de polarisationV/2 à partir des ondes de signaux qui ont été obtenues après que celles-ci ont été convenablement soumises à une distorsion. Les débits des réseaux 5 et 6 sont connectés en série avec le récepteur de signaux 4 comme montré, de'sorte que le voltage de pola risation est en opposition avec le voltage de signa- lisation, de façon à obtenir le débit à double courant, comme il a été exposé.
Les figures 3 et 4 montrent les caractéristiques d'ensemble de transmission que les circuits conformateurs dans les réseaux 5 et 6 doivent prés enter. La figure 3 représente la variation en fréquen -ce de la perte en décibels et le changement de phase en degrés, tels que mesurés entre les bornes dans le transmetteur 1 auquel des ondes de signalisation rectangulaires (courbe A,figure 2) sont appliquées, et les bornes de sortie du réseau 5. Dans le cas de la figure 4, les bornes de sortie sont celles à pa.rtir desquelles l'onde de dis- torsion est obtenue dans le réseau 6 avant d'être redressée pour pro- duire le voltage de polarisation.
La courbe de perte C dansla figure 3 correspond à la for- mule :
Perte = 20 log10 sec2 ( f@@/ 4 fa) où f est la fréquence variable et fa est la fréquence de point correspondant à la vitesse de signalisation. On notera que la perte
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est approximativement 6 décibels à la fréquence fa.
La courbe de phase D est une ligne droite passant à tra- vers l'origine. Ces caractéristiques ont été précédement employées dans les circuits télégraphiques.
La courbe de perte E de la figure 4 décroît à partir d'une valeur relativement élevée ao à la fréquence zéro, jusqu'à zéro à une rréquence un peu plus élevée que f1, qui est la, fréquence de point correspondant à la plus haute vitesse de signalisation qui sera utilisée sur la voie. La perte ensuite croît. La courbe de phase F doit de préférence être une ligne droite passant par l'origine.
Avec ces caractéristiques, des signaux rectangulaires trans -mis à la fréquence de point f1 perdent pratiquement toutes leurs harmoniques et apparaîtront sensiblement comme des ondes sinusoi- dales. Des signaux transmis à une fréquence de point relativement basse f2 en retiendront un certain nombre, mais le fondamental sera atténué en comparaison du fondamental de la fréquence fl .
La figure 5 montre comment des signaux à fréquence relati- vement basse, ou relativement élevée, seraient reçus par une voie ayant les caractéristiques de la figure 4. Les deux ondes à basse fréquenc.e possèdent des dépassements 15 et 16 qui sont des carac- téristiques d'un circuit ayant une fréquence de coupure aigue,et la forme de la partie antérieure de la courbe E, figure 4, accentue cet effet. Les dépassements en pointillé 17 et 18 seront égale - ment obtenus si la courbe de phase F est strictement linéaire, mais ceci est difficile à obtenir, si bien que ces dépassements sont quelquefois réduits ou même absents. Les ondes à haute fré- quence apparaissent comme des pointes uniques 19 et 20, et en choisissant convenablement la forme de la courbe E, les ondes peu- vent avoir une amplitude sensiblement uniforme.
En conséquence, le voltage de polarisation obtenu par le redressement des pointes de l'onde sera sensiblement le même pour des signaux longs ou courts.
Il sera clair que, de façon à obtenir un voltage de polarisation
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convenable à partir d'ondes telles que celles montrées dans la figure 5, le temps de charge du condensateur de maintien doit être court et le temps de décharge doit être long. Cependant, le volta- ge de polarisation dû à une pointe de marquage unique, ne doit pas persister indéfiniment, car autrement il ne suivrait pas les chan- gements dans le niveau moyen des signaux reçus. En pratique, cepen -dant', la constante de temps de décharge du réseau d'emmagasinage doit être aussi faible que possible, compte tenu de la nécessité de maintenir la polarisation pendant des périodes d'espacement normales.
Ceci étant le cas, il est clair que le voltage de polarisa- tion V/2 diminuera appréciablement pendant la durée du long signal de marquage, en raison du dépassement, comme ceci peut être vu par la figure 6. Le voltage de polarisation, comme initialement déter- miné par la pointe 21, diminuera jusqu'à une valeur inférieure dé- terminée par la partie plate du signal, comme indiqué par la ligne en pointillé 22.
Ceci peut aisément être évité par l'arrangement montré dans la figure 7, qui montre des détails d'une forme du réseau de pola- risation 6 de la figure 1. Dans la figure 7, l'élément 23 est un démodulateur usuel destiné à permettre d'obtenir l'onde de signal à partir de l'onde porteuse modulée. Cet arrangement est suivi par un filtre p asse-bas 24, et l'onde de signal apparaît sur la rési s- tance 25, sous une forme similaire à celle montrée par la courbe B, dans la figure 2. Cette onde est alors soumise à distorsion par le réseau conformateur 26, lequel peut prendre la forme montrée dans la figure 12, et il est établi de façon à produire des caractéris- -tiques d'ensemble du type montré dans la figure 4.
Le voltage de polarisation V/2, est alors obtenu au moyen du récepteur 27, à tra- vers lequel le condensateur d'emmagasinage 28 est chargé. Le c on- densateur est shunté par une résistance de décharge 29. Le circuit conformateur 26 est contourné par un second redresseur 30 connecté entre une prise ajustable sur la résistance 25 et l'extrémité supérieure du circuit d'emmagasinage 28,29.
Le démodulateur 23 doit être établi de façon que les signaux
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de marquage rendent la partie supérieure de la résistance 25 négative par rapport à la partie inférieure, et les redresseurs 27 et 30 doivent être dirigés de façon à permettre aux signaux de marquage de charger le condensateur 28.
On verra que le condensateur peut .être chargé soit à par- tir des signaux de marquage n'ayant pas subi de distorsion à tra- vers le redresseur 30, ou à partir des signaux de marquage de l'es- pèce montrée dans la figure 6, après distorsion dans le circuit oon- formateur 26, à travers le redresseur 27. La prise sur la résistan -ce 25 doit être réglée de faon que pour un long signal de marquage, le condensateur 28 acquière le potentiel de polarisation désiré V/2, Le circuit conformateur 26 doit être établi de façon que le potentiel acquis par le condensateur 26 en réponse à la pointe 21 (figure 6) soit aussi V/2.
On verra ainsi que pour un long signal de marquage, après le passage de la pointe 21, le potentiel du condensateur 28 sera maintenu à V/2 à partir de la prise sur la résistance 25, et que le redresseur 27 sera bloqué, parce que le potentiel appliqué par le circuit conformateur 26 sera moindre que V/ 2 .
Cependant, s'il doit y avoir une succession de courts si- gnaux de marquage analogue à 13, courbe D, figure 2, le potentiel V/2 dans le condensateur 28 sera produit, par les pointes des si- gnaux ayant subi une distorsion à la sortie du circuit conformateur 26, à travers le redresseur 27, et le redresseur 30 sera bloqué par -ce que le potentiel correspondant aux courts signaux de marquage 13, dans la résistance 25, sera moindre que V/2.
On doit mentionner que le réseau de signaux 5 comprendra des éléments analogues à 23 et 24 (figure 7), excepté que les signaux de marquage obtenus doivent être des signaux de signe opposé, de façon que le voltage de polarisation à la sortie du réseau 6 (figure 1) soit en opposition avec le voltage de signal à la sortie du ré- seau'5. Ce dernier réseau comprendra aussi un circuit conformateur correspondant à 26, excepté qu'il sera établi pour produire des carac -téristiques dt ensemble du type montré dans la figure 3, au lieu
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d'être du type montré aans la figure 4. Il n'y aura pas d'éléments correspondant aux éléments 27 à 30.
Bien que dans beaucoup de systèmes télégraphiques une condi- tion de marquage soit maintenue durant les intervalles de transmis- sion de signaux, il peut également se produire qu'une conditions d'espacement persiste pendant de longues périodes. En ce cas, le voltage de polarisation sera réduit à zéro, et les premiers signaux reçus après une longue période d'espacement seront en conséquence incorrectement polarisés.
De façon à surmonter cette difficulté, il est seulement né- ¯cessaire de retarder l'apparition des signaux à la sortie du réseau
5 (figure 1) de façon suffisante pour permettre au voltage de po- larisation d'être établi dais le condensateur 28 (figure 7). Comme il a déjà été mentionné, les,deux réseaux 5 et6 contiendront des filtres qui agiront comme réseaux retardateurs, et ces filtres peuvent être établis pour produire la différence désirée de délai dans les deux chemins, ou un réseau de retard convenable addition- nel peut *être inclus dans l'une des voies pour produire le résultat désiré. On doit ajouter que l'arrangement préféré est tel que le voltage de polarisation V/2 est juste établi lorsque le premier signal de marquage apparaît à la sortie du réseau 5 après une longue période d'espace.
Ceci signifie que la période de maintien du volta- ge de polarisation ne sera pas accrue sans nécessité par le retard dans l'apparition des signaux à la sortie du chemin supérieur. La constante de temps du circuit d'emmagasinage 28, 29 peut en consé- quence être de la valeur minimum en rapport avec la période maximum entre les signaux de marquage pendant la signalisation normale.
De façon à rendre les conditions à remplir pour le circuit plus claires,, un sommaire des points mentionnés dans le paragraphe précédent'sera maintenant donné.
Dans le chemin de polarisation, la caractéristique de ré- ponse de fréquence doit tomber moins rapidement que l'augmentation de fréquence dans le chemin de signalisation dans lequel la réponse à la fréquence de point f1 peut être un peu plus de la moitié de la
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réponse à une fréquence beaucoup plus basse telle que f1/10. En conséquence, de cette caractéristique de réponse de fréquence plus carrée, le. réponse du chemin de polarisation pour une transition isolée d'espace à marquage, produit un dépassement comme montré en 15, figure 5, et une transition en sens inverse produit un dépas- sement comme montré ne 16.
De plus, si, comme il est désirable, il n'y a pas de distorsion de phase, chaque transition est précé- dée par une excursion d'amplitude égale au dépassement dans un sens ou dans l'autre, comme montré en pointillé en 17 et 18, figure 5.
Lorsqu'un dépassement supérieur est utilisé pour fournir la polarisation convenable pour des signaux de marquage longs et courts, il est essentiel que le temps der charge du condensateur d'emmagasinage soit court. Ceci peut être obtenu en utilisant un étage de tubes du type suiveur de cathode (cathode folioter) à travers lequel on charge le condensateur, comme ceci sera décrit plus loin.
Aussi longtemps qu'il n'existe pas de distorsion de phase, la polarisation est préparée, et le condensateur de polarisation 28 est rechargé, immédiatement avant chaque transition dans l'une et l'autre direction, et il n'est pas en conséquence nécessaire de fournir une très grande constante de temps pour la décharge du voltage de polarisation emmagasiné.
Si cependant la distorsion de phase est présente à un de- gré tel qu'elle élimine ou réduit sérieusement les pointes en 17 et 18, figure 5, quelque autre arrangement doit être employé pour main -tenir la polarisation convenable pendant un long intervalle de marquage. Des arrangements convenables pour ce but sont montrés dan la figure 7 où le réseau de polarisation est contourné par un chemin auxiliaire direct, qui maintient le voltage de polarisation à la va -leur convenable pendant la période d'un signal de marquage long. Le chemin auxiliaire prend son origine en un point où l'état établi d'amplitude égale la pointe de la sortiedu chemin de polarisation.
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Si l'onde à partir de laquelle la polarisation auxiliaire est ob- tenue a des dépassements, la constante de temps de charge pour ce chemin doit être allongée, (par exemple en insérant une résistance en série, non montrée), de façon à empêcher le dépassement de sur- charger le condensateur 28.
Des redresseurs 27 et 30 assurent que la charge dans le condensateur 28 correspond au voltage dans le chemin de polarisa- tion principal ou dans le chemin de polarisation auxiliaire, sui- vant celui qui est le plus grand.
Une modification de la figure 7 va maintenant être décrite.
Etant donné que le voltage de polarisation V/2 doit être produit par des pointes telles que 16, 20 (figure 5) qui sont cour- tes comparées à l'intervalle qui les sépare, il est nécessaire,com- me il a déjà été indiqué, que lecircuit de charge pour le conden- sateur 28 ait une constante de temps faible. Si l'impédance de sor- tie du circuit conformateur 26 ne peut pas être convenablement réduite à une valeur suffisamment basse, un tube ou type suiveur de cathode (cathode follower) peut être interposé entre la sortie du circuit conformateur 26 et le redresseur 27, comme montré sur la figure 8. Un tube triode 31 a sa cathode connectée à travers la résistance 32 à la borne de sortie supérieure du circuit conforma- teur 26, et sa grille de contrôle à la borne de sortie inférieure.
La cathode est aussi connectée à l'extrémité inférieure de la ré- sistance 29. La source de haute tension de fonctionnement 33 est prévue pour le tube à la manière usuelle. il est bien connu que la résistance de sortie du suiveur de cathode, qui est aussi shun- tée par la résistance 32, peut être très faible si la conductance mutuelle du tube est élevée. De cette manière, le circuit de charge pour le condensateur 28 peut recevoir une constante de temps très faible.
On peut observer que si le temps de charge est rendu suf- fisamment petit, toute transition entre l'espace et le marquage sera correctement polarisée, quel que soit ce qui s'est produit
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antérieurement, et la constante de temps de décharge a seulement besoin d'être assez grande pour maintenir le voltage de polarisa- tion jusqu'à ce que la transition normale- suivante de marquage à espacement se produise. Dans le cas d'un long signal de mar- quage, la transition subséquente à la condition d'espacement se- ra traitée par le contournement à travers le redresseur 30 (figure 7). Si la constante de temps de décharge est rendue petite, en utilisant un petit condensateur d'emmagasinage 28 on peut trouver que la constante de temps de charge peut être rendue assez petite, sans utiliser l'arrangement de la figure 8.
Dans l'arrangement qui a été décrit, la division en deux chemins a été faite juste avant que l'onde porteuse soit démodulée.
Cependant, il est clair que la division aurait pu être faite à un point antérieur, mais ceci obligerait à doubler certains, ou tous les appareils, dans le récepteur 3, et ceci serait évidemment indé- sirable pour des raisons économiques. Dans l'arrangement décrit, le démodulateur doit être doublé à cause de la nécessité de produire deux ondes de signaux de signe apposé. Cependant, la figure 9 montre un autre exemple de réalisation d.e l'invention, dans Taquet le circuit conformateur dans le chemin inférieur, ou chemin de polari- sation, comprend un arrangement différentiateur pour l'onde de si- gnalisation, grâce auquel il devient possible de diviser les chemins en un point après que l'onde porteuse a été démodulée.
Dans la figure 9, le récepteur 34, connecté à la ligne 2, correspond au réeepteur 3 de la figure 1, mais comprend le démodu- lateur et le filtre nécessaires pour obtenir l'onde de signaux qui sera supposée avoir le signe indiqué dans la figure. Le réseau de signaux 35 est analogue au réseau 5 de la figure 1, excepté qu'il ne contient pas un démodulateur ou un filtre, mais comprendra un circuit conformateur établi pour produire une caractéristique d'en- semble du type montré dans la figure 3. Le récepteur de signaux 4 peut être le même que dans la figure 1.
Le réseau de polarisation 36 comprend un transformateur
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différentiateur 37 ayant son enroulement, primaire 38 shunté par un oondensateur 39, et étant connecté à la sortie du récepteur 34 à travers une résistance en série 40. L'enroulement secondaire 41 du transformateur 38 possède une prise centrale et forme un redres -seur des deux alternances avec deux redresseurs 42 et 43. La sor -tie redressée est appliquée pour charger un condensateur d'emma- gasinage 44 shunté par une résistance de décharge 45 correspondait respectivement aux éléments 28 et 29 de la figure 7. Les redres- seurs 42 et 43 sont dirigés de façon à charger la plaque supérieure du condensateur 44 négativement par rapport à la plaque inférieure.
Une source de polarisation négative 46 est connectée sur le conden- sateur 44 à travers un redresseur 47.
De façon à régler les retards relatifs des deux chemins,un réseau retardateur 48 est montré connecté en avant du réseau de si- gnaux 35. On comprendra cependant que les retards rela tifs intro- duits par les réseaux de signaux et de polarisation 35 et 26 peu- vent être' tels qu'ils exigent que le réseau 48 soit placé dans le chemin inférieur en avant du réseau de polarisation 36 au lieu d' être placé dans le chemin supérieur comme montré. Il sera évident aussi que le réseau retardateur peut, à titre de variante, *être placé à la sortie des chemins, ou incorporé à l'un des réseaux 35 ou 36.
Le fonctionnement du circuit montré dans la figure 9 sera expliqué en se référant aux courbes mont.rées dans la figure 10. La courbe G montre un simple transit entre l'espacement et le marquage, comme il apparaît à l'extrémité réceptrice. Le temps nécessaire à ce transit pour être sensiblement établi est indiqué par T. L'ins- tant de signal se produit au niveau de demi-amplitude, à un instant ou la pente de la courbe est maximum. Si des transits se suivent à intervalles plus petits que T, un certain recouvrement se produit à l'extrémité réceptrice, comme on peut le voir par la courbe H, qui montre deux transits 50 et 51 à un intervalle de 3T/4, et encore trois autres, 52, 53 et 54, à des intervalles de T/2.
La courbe J
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montre l'onde de signal reçue résultant du recouvrement de ces transits. On a trouvé que pour des voies de transmission norma- lement rencontrées dans la pratique, tant que l'intervalle entre deux transits n'est pas inférieur à environ T/2 les instants de sigrial sont encore au niveau de demi-amplitude, et se produisent en des points dans les courbes auxquelles la pente est un maximum.
Ceci peut cependant ne pas valoir pour des voies ayant certaines caractéristiques anormales.
Comme il a déjà été exposé en se référant à la figure 9, l'onde de signal est différentiée par le circuit transformateur dans le réseau de polarisation 36, et le résultat de la dif férentiation est montré dans la courbe K. Une impulsion différentielle positive ou négative est produite, ayant une amplitude maximum à chaque ins- tant de signalisation. Le circuit redresseur des ceux alternances, associé avec le transformateur 37, inverse les impulsions positives 55, 56 et 57, et l'onde qui en résulte montrée par la courbe L est appliquée pour charger le conc ensateur 44. Le potentiel du conden- sateur cependant ne suit pas les bords arrière relativement abrupts des impulsions dans la courbe L, mais décroît plus lentement, comme indiqué par les lignes en pointillé telles que 58.
De plus, la sour -ce 46, dont le potentiel - v est représenté par la ligne en poin- tillé horizontale 59, empêche le potentiel de condensateur de tom- ber au-dessous de la valeur représentée par cette ligne, parce que le redresseur 47 serait alors débloqué, connectant ainsi effective- ment la source 46 sur le condensateur. Il s'ensuit que la vacation de potentiel du condensateur 44 sera représentée par la courbe M.
Ceci est la polarisation requise pour l'onde de signalisation à la sortie du réseau de signal 35.
L'amplitude de l'onde M doit être réglée de toute façon con- venable, de façon que les amplitudes des pointes négatives 60 soient égales à la demi-amplitude V/2. Aussi le retard relatif des deux chemins doit être réglé de façon que ces pointes négatives se pro- duisent aux instants de signal. L'onde appliquée au récepteur de
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signaux 4 est montrée par la courbe N, qui est la somme des courbes J et M. La caractéristique importante de la courbe N est que 1' onde de signalisation doit toujours traverser l'axe 61 d'amplitude zéro aux instants de signal, et ainsi le dispositif de signalisation 4 sera actionné sans distorsion.
On verra que la source de polarisation 46 assure que durant tout l'intervalle d'espace un voltage négatif convenable est appli- qué pour maintenir le dispositif de signalisation, de façon qu'il ne soit pas affecté par des. voltages de bruit. Ceci peut être vu en 62 dans la courbe N.
On peut remarquer que le condensateur d'emmagasinage 44 est nécessaire dans ce circuit parce que le point 63, montré entre deux impulsions différentielles dans la courbe L, produirait autrement des transits additionnels non désirés.
Le circuit différentiateur comprend le transformateur 37 et le s éléments 39 et 40 . Il doit préférablement avoir le s c arac- téristiques indiquées dans la figure 11.. La courbe P représente la perte en décibels, en relation avec la fréquence, telle que me- surée entre les bornes d'entrée du réseau de polarisation 36, et les bornes de l'enroulement secondaire 41 du transformateur 37,les redresseurs étant supposés déconnectés. La courbe Q représente le changement de phase correspondant. Dans la courbe P, fh est la fréquence supérieure de la bande passante de la voie sur laquelle les signaux sont transmis,, et fr est la fréquence de résonance du transformateur 37 shunté par le condensateur 29, qui doit être choisie un peu plus élevée que fn.
La perte au-dessous de fr doit être réduite au taux d'environ six décibels par octave de fréquence.
Au-dessus de fr, la perte doit de préférence croître aussi rapide- ment que possible de façon à diminuer le bruit et l'interférence centre des voies voisines. La courbe de phase Q doit de préférence être linéaire, la phase variant de - /2 à la fréquence zéro, à zéro à la fréquence f . Le simple réseau montré dans la figure 9 peut être conçu pour satisfaire à ces exigences avec une approximation
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suffisante.
On doit observer que la constante de temps de décharge du circuit d'emmagasinage 44,45 peut être de l'ordre de T/2. Ainsi la constante de temps peut être jusqu'à 1.000 fois plus courte qu' il est nécessaire dans les arrangements usuels.
L'arrangement montré dans la figure 9 possède plusieurs avantages importants par rapport à celui de la figure 7 ou de la figure 8. Dans ce dernier arrangement, la transition à une condi- tion de marquage après une condition d'espacement pour une longue période doit être polarisée à partir d'une valeur d'amplitude ma- ximum atteinte subséquemment , et ceci nécessite de retarder le signal avant d'appliquer le voltage de polarisation. Etant donné qu'une transition de la condition de marquage à la condition d'es- pacement est polarisée à partir d'un maximum atteint précédemment, le retard nécessite l'emmagasinage du voltage de polarisation cor- respondant pour une période additionnelle.
Dans l'arrangement de la figure 9, la production d'impulsions différentielles produisant le voltage de polarisation a lieu à peu près au même moment que l'instant de signalisation, et bien qu'un réseau retardateur soit montré dans la figure 9, il est seulement nécessaire pour corriger de légères différences dans le retard des deux chemins, et n'ac- croît pas la constante de temps de décharge du circuit d'emmaga- sinage, qui, comme il a déjà été mentionné, sera de l'ordre de 1.000 fois moins que dans les arrangements usuels. La constante ae temps dans le cas de la figure 7 ou 8 est de l'ordre de 10 fois moins que dans les arrangements habituels.
Un autre avantage de la figure 9 est que, en raison du transformateur 37 dans le réseau de polarisation, aucun courant direct n'est transmis, et ceci permet au voltage de polarisation d'avoir l'un ou l'autre signe, quel que soit le signe des signaux de marquage appliqués au réseau de pola ri sation. Ceci rend possi- ble de diviser en deux le chemin après la démodula tion du signal, réduisant ainsi au minimum le doublage des appareils.
Un autre avantage est que la performance du réseau de pola- risation se rapproche beaucoup plus de la théorie de base, et
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nécessite par suite moins d'adaptation empirique.
La figure 12 montre une forme modifiée de la figure 9 qui cependant fonctionne d'après les mûmes principes. Les chemins de signalisation et de polarisation dans ce cas ont leurs circuits d'entrée connectés en série au lieu de l'être en parallèle. Le chemin de signalisation comprend seulement une résistance 64 et un condensateur 65 qui sont connectés en shunt au chemin et qui cons- tituent le réseau de signalisation. Le chemin de polarisation comprend un transformateur 66 analogue au transformateur 37 de La figure 9, l'enroulement primaire 67 de ce transformateur étant shunté par une résistance 68. Le transformateur- 66 est connecté à un redresseur des deux alternances 69, qui peut 'être disposé de la façon montrée dans la figure 9. La sortie du redresseur 69 est connectée aux éléments 44 à 47, comme précédemment.
Suivant une première approximation, l'impédance mesurée sur l'enroulement primaire 67 (s'il est déconnecté de la résistance 68) est sensiblement équivalente à une inductance L shuntée par une ré- sistance R. Si R1 et R2 sont les valeurs des résistances 64 et 68, et si C est la capacité du condensateur 65, alors R2 doit être choi- si de façon que 1/R + 1/R2 = 1/R1, tandis que R1, L et C doivent être choisis de façon que R21= L/C.
Dans ces conditions, l'impédance présentée à la sortie du récepteur 34 sera une résistance constante R1 à toutes les fréquences.
Par ce choix il n'y aura pas d'interaction indésirable entre le filtre inclus dans le récepteur 34 et le reste du circuit, de sorte que les deux parties peuvent être établies et réglées séparément.
Il reste encore une liberté suffisante pour choisir R1, L et C, pour satisfaire aux exigences pour les réseaux de polarisation et de signalisation déjà exposées en se référant à la figure 9.
Dans la pratique, le condensateur 44 et le résistance 45 produiront une charge sur le redresseur 69 qui varie avec la fré- quence,et ceci peut provoquer des variations de fréquence corres- pondantes des valeurs de L et de R qui ne sont pas négligeables.
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Dans ce cas le redresseur 69 peut être couplé à la résistance 45 à travers un tube disposé comme un suiveur de cathode, de façon analogue au tube 31 dans la figure 8, dans laquelle la résistance 45 avec le condensateur 44, connecté en parallèle, remplaceraient la résistance 32 en série avec la cathode. Dans ce cas, le redres -seur devrait se terminer par une résistance de charge appropriée.
La caractéristique de fréquence de voltage à partir des bornes 70, 71 aux bornes 72, 73 sera celle d'un filtre p asse-bas, et au moyen d'autres filtres, convenablement établis dans le réeepteur 34, on peut s'arranger pour que la caractéristique d'ensemble du chemin de signalisation soit obtenue.
La figure 13 montre une forme possible du réseau conforma- teur 26 montré dans les figures 7 et 8. C'est un type bien connu d'égalisateur à résistance constante, comprenant un réseau T de résistances 74, 75, 76 avec un circuit résonant série 77 en pont sur les résistances 74.et 75, et un circuit résonant parallèle 78 connecté en série avec la résistance de shunt 76. En se référant à la figure 4, l'atténuation du réseau de résistance doit être choisie de façon à *être égaie à la perte ao à la fréquence zéro désirée, pour l'égaliseur, et les deux circuits résonants doivent être accordés à la fréquence fr. La caractéristique d'impédance de l'égaliseur doit être égale à celle du réseau de résistance,qui doit être choisie pour équilibrer le s impédances du circuit dans lequel l'égaliseur est connecté.
Bien qu'on ait supposé, pour la clarté, que la condition de marquage de l'onde de signal reçue correspond à un voltage ou un courant positif, ces arrangements peuvent aisément être adaptés pour la condition opposée. Pratiquemeni; il suffit de renverser tous les redresseurs dans les figures 7, 8 et 9, de renverser les connexions au tube 31 dans la figure 8, et la polarité de la source 46 dans la figure 9.
De plus, bien que les signaux a:Lent été supposés transmis sur une voie à courant porteur, ceci n'est pas essentiel. Les
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principes de l'invention sont aussi applicables par exemple au cas dans lequel les signaux sont transmis directement par un câble ou un autre circuit métallique ayant une bande de transmission restrein -te.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits en relation avec des exemples spécifiques de réalisation et certaines modifications de ceux-ci, il doit être bien compris que cette des- cription est donnée seulement à titre d'exemple et non comme une limitation de la portée de la présente invention.
RESUMA
La présente invention est relative à des systèmes télégra- phiques, tels que les systèmes télégraphiques à courant porteur, et comprend notamment les dispositions suivantes :
1 - Un récepteur télégraphique imprimeur du type dans le- quel les signaux sont obtenus sous la forme d'un courant unique, et sont convertis en onde à double courant au moyen d'un voltage de polarisation dérivant de l'onde reçue, ce récepteur comprenant: des moyens pour appliquer l'onde de signalisation à deux chemins séparés; des moyens dans un chemin pour conformer l'onde de signaux de telle manière que les instants de signalisation se produisent à des points ayant la pente maximum; des moyens dans l'autre chemin pour modifier l'onde de signalisation de telle manière que tous les maxima d'amplitude soient à la même hauteur;
des moyens dans le dit autre chemin pour obtenir un voltage de polarisation au moyen de l'onde modifiée; et des moyens pour combiner les onaes de sortie des deux chemins, de telle manière que l'on obtienne une onde de si- gnalisation à double courant ayant une amplitude zéro à chaque ins- tant de signalisation.
**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.
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TELEGRAPHIC SYSTEMS SUCH AS CARRIER CURRENT.
The present invention, which relates to carrier current telegraph systems, contemplates in particular improvements in the receiving arrangements used in such systems, and more particularly in multi-channel audible frequency systems.
In conventional amplitude-modulated telegraph systems, it is well known that due to the. The restricted frequency band which can be allocated to each channel, the substantially rectangular signals originally obtained by the transmitting teleprinter or other signaling device appear at the receiver after demodulation in a considerably rounded shape.
The signal received after demodulation is usually of the single current type, i.e. that it consists of a marking signal, represented by
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a current or voltage of a given value, and a space signal represented by zero current or zero voltage. It has been usual practice to give the receiver circuits transmission characteristics such as the instants, when the amplitude of the received signal passes through a value equal to half the maximum amplitude, are spaced substantially the same. way that the vertical edges of the originally transmitted rectangular signals.
A bias equal to half of the maximum amplitude is then applied, and in this way the distortion due to the rounded shape of the signal waves is practically eliminated.
Since the maximum amplitude of the received signal waves depends on the attenuation of the line or other medium over which the signals are transmitted, which may be variable, it has been common practice to achieve the necessary polarization for the signal. means of a storage capacitor from the received waves themselves, and if the circuit has suitable time constants, the fact that there may be relatively long time intervals between two marking signals is not not very important, however, the correct polarization will only be obtained if the received marking signals always reach the same maximum amplitude.
There is presently a demand for an appreciable increase in signaling speed without increasing the track width, and it has been found that with an increase in signaling speed the arrangements hitherto employed are not unsatisfactory, because the amplitude of the received signal cannot be made to reach the same maximum value for short marking signals as for long signals, if the requirements for the spacing in time of the points at half -amplitude must also be satisfied.
It is therefore one of the main objects of the present invention to overcome this difficulty which results from an increase in the signaling speed.
According to a main characteristic of the invention, this object is achieved by providing the receiver with two separate paths
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for signals, one of which contains a shaping network which conforms the signal waves in such a way that the requirements with regard to the position in time of the half-amplifiers are satisfied, and the other of which contains a different shaping network, which ensures that the signal waves resulting from long or short marker signals reach substantially the same maximum amplitude from which the proper polarization potential can always be obtained.
The point at which the signal paths split into two can be anywhere in the receiver, but preferably that point is as far away as possible, for example after final demodulation. ,
The invention will be explained with reference to the accompanying drawings, in which:
Figure 1 shows a schematic of a telegraph system including a receiver arrangement embodying features of the invention;
Figures 2 to 6 (inclusive) show diagrams used to explain the operation of the circuit of Figure 1;
Figure 7 shows a circuit of the bias network shown in Figure 1;
Figure 8 shows a modification of Figure 7;
FIG. 9 partially shows, in the form of a rectangle, a circuit relating to another exemplary embodiment of the receiving arrangement according to the present invention; Figures 10 and 11 show diagrams used in explaining the circuits of Figure 1;
Figure 12 shows a modified form of the circuit of Figure 9;
Figure 13 shows a schematic circuit of the shaping network suitable for use in the circuit of Figure 7 or in that of Figure 8.
FIG. 1 shows a schematic circuit of an exemplary embodiment of the invention which will be assumed to be applied to a system
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powerline telegraph. A transmitter 1 transmits carrier waves which are amplitude modulated by telegraph signals, such as for example teleprinter signals, transmitted by a line or other communication medium 2 (shown in dotted lines) to a receiver 3. Following a characteristic of the invention, the speed of the receiver is connected by two parallel paths to a telegraph signal receiver 4 which may for example include a receiving teleprinter. The upper path comprises a signal network 5, and the lower path comprises a polarization network 6.
Receiver 3 and signal network 5 together include all the apparatus necessary to amplify and demodulate the carrier waves received by line 2, so that the signal wave is produced at the output of signal network 5.
Thus, referring to Figure 2, curve A shows the rectangular signals produced by the telegraph apparatus at the transmitting end. These signals are generally of the dual current form, i.e. that they are in the form of equal voltages, positive and negative, or currents shown in dotted 7 with respect to a zero axis. Positive signals will be called tagging signals, and negative signals will be called spacing signals. When these rectangular signals are applied to modulate a carrier wave, the arrangement is generally such that a constant amplitude carrier wave is passed as the marker signal, and no carrier wave for the spacing signals. , so that the transmission on the line is effectively of the single current type.
When the modulated carrier wave is rectified at the receiving end, the signal wave thus obtained is also of the single current type, and may appear as shown by the curve B of the. figure 2. Due to the restricted frequency band of the track, rectangular signals are considerably rounded, and the leading and trailing edges of these signals are appreciably tilted to the vertical as shown.
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In the. curve B. the wave is limited between a zero axis 8 and a positive axis 9 corresponding to a. voltage V.
If the marking or spacing signals are long enough, the curve has time to reach respectively axes 9 and 8. However, with a short spacing signal, such as 10, the corresponding wave 11 of curve B does not reach the zero axis 8, and with a short marking signal such as 12, the corresponding wave 13 does not reach the maximum axis 9.
The rectifier circuits for obtaining the signal wave can be found either in receiver 3 or in / the signal network 5, figure 1. In either case, the signal network 5 comprises an equalizer or conformator circuit established in such a way that, according to practice, the signaling instants, ie. the instants at which the wave of signals B, figure 2, crosses the level 14 of half-amplitude, are spaced in the same wave as the original signal of transit in the curve A. If a negative constant polarization of V / 2 is added to the signal wave.
B, the zero axis will effectively be moved to line 14, and a dual current receiver instrument can then be actuated at times corresponding to the transits of curve B through axis 14, which will be the same as the times of original signal transit of curve A.
It has been usual practice heretofore to obtain the bias voltage V / 2 by rectifying the signal wave B by means of a circuit having a relatively high time constant. This is necessary as long as all the marker signals are long enough for the B wave to reach axis 9. The arrangement, however, does not work if there is an appreciable number of short marker signals such as. 12, curve A, because the polarization voltage which depends on the peaks of wave B is reduced accordingly.
Such a situation will arise, for example, with teleprinter signals transmitted over a channel with a given bandwidth, when the signaling speed has been sufficiently increased.
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In order to overcome this difficulty, according to the characteristics of the invention, the polarization network 6 (FIG. 1) is provided with a shaping circuit which is different from that which exists in the signaling network 5, and is established. to produce a distortion of the received signal wave so that the corresponding peaks of the marking signals, both long and short, are of substantially the same magnitude. In this way the bias voltage is kept at the appropriate value V / 2.
Network 6 will obviously also contain means for rectifying the modulated carrier wave (unless these are included in receiver 3), and also means for obtaining a bias voltage V / 2 from the waves of signals which have been obtained after these have been suitably distorted. The flows of networks 5 and 6 are connected in series with the signal receiver 4 as shown, so that the polarity voltage is in opposition to the signal voltage, so as to obtain the double current flow, as it has been exposed.
Figures 3 and 4 show the characteristics of the transmission assembly that the shaping circuits in networks 5 and 6 must have. Figure 3 shows the change in frequency of the loss in decibels and the phase change in degrees, as measured between the terminals in transmitter 1 to which rectangular signal waves (curve A, figure 2) are applied, and the output terminals of network 5. In the case of figure 4, the output terminals are those from which the distortion wave is obtained in network 6 before being rectified to produce the bias voltage.
The loss curve C in figure 3 corresponds to the formula:
Loss = 20 log10 sec2 (f @@ / 4 fa) where f is the variable frequency and fa is the point frequency corresponding to the signaling speed. Note that the loss
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is approximately 6 decibels at the frequency fa.
The phase curve D is a straight line passing through the origin. These characteristics have previously been employed in telegraph circuits.
The loss curve E in figure 4 decreases from a relatively high value ao at frequency zero, down to zero at a frequency a little higher than f1, which is the point frequency corresponding to the highest signaling speed that will be used on the track. The loss then increases. The phase curve F should preferably be a straight line passing through the origin.
With these characteristics, rectangular signals transmitted at the point frequency f1 lose practically all of their harmonics and will appear substantially as sine waves. Signals transmitted at a relatively low point frequency f2 will retain a number of them, but the fundamental will be attenuated compared to the fundamental of frequency f1.
Figure 5 shows how relatively low, or relatively high frequency signals would be received by a channel having the characteristics of Figure 4. The two low frequency waves have overshoots 15 and 16 which are characteristics. The characteristics of a circuit having a high cutoff frequency, and the shape of the front part of curve E, Figure 4, accentuates this effect. The dotted overshoots 17 and 18 will also be obtained if the phase curve F is strictly linear, but this is difficult to obtain, so that these overshoots are sometimes reduced or even absent. The high frequency waves appear as single peaks 19 and 20, and with proper choice of the shape of the E curve, the waves can have a substantially uniform amplitude.
As a result, the bias voltage obtained by rectifying the peaks of the wave will be substantially the same for long or short signals.
It will be clear that, in order to obtain a polarization voltage
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suitable from waves such as those shown in Fig. 5, the charging time of the holding capacitor should be short and the discharge time should be long. However, the bias voltage due to a single marking tip, should not persist indefinitely, otherwise it would not follow changes in the average level of the received signals. In practice, however, the discharge time constant of the storage network should be as low as possible, taking into account the need to maintain polarization during normal periods of separation.
This being the case, it is clear that the bias voltage V / 2 will decrease appreciably during the duration of the long tagging signal, due to overshoot, as can be seen in Figure 6. The bias voltage, as initially determined by tip 21, will decrease to a lower value determined by the flat portion of the signal, as indicated by dotted line 22.
This can easily be avoided by the arrangement shown in Fig. 7, which shows details of one form of the polarization array 6 of Fig. 1. In Fig. 7, element 23 is a conventional demodulator for use with. enable the signal wave to be obtained from the modulated carrier wave. This arrangement is followed by a low-pass filter 24, and the signal wave appears on resistor 25, in a form similar to that shown by curve B, in figure 2. This wave is then subjected distorted by the shaping network 26, which may take the form shown in Figure 12, and is set up to produce overall characteristics of the type shown in Figure 4.
The bias voltage V / 2 is then obtained by means of the receiver 27, through which the storage capacitor 28 is charged. The condenser is bypassed by a discharge resistor 29. Shaper circuit 26 is bypassed by a second rectifier 30 connected between an adjustable tap on resistor 25 and the upper end of storage circuit 28,29.
The demodulator 23 must be set so that the signals
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markers make the upper part of resistor 25 negative with respect to the lower part, and rectifiers 27 and 30 should be directed so as to allow the mark signals to charge capacitor 28.
It will be seen that the capacitor can be charged either from the undistorted marking signals through the rectifier 30, or from the marking signals of the kind shown in FIG. 6, after distortion in the oon-forming circuit 26, through the rectifier 27. The tap on the resistor 25 must be adjusted so that for a long marking signal, the capacitor 28 acquires the desired polarization potential V / 2, The shaping circuit 26 must be established so that the potential acquired by the capacitor 26 in response to the tip 21 (FIG. 6) is also V / 2.
It will thus be seen that for a long marking signal, after the passage of the tip 21, the potential of the capacitor 28 will be maintained at V / 2 from the tap on the resistor 25, and that the rectifier 27 will be blocked, because the potential applied by the shaping circuit 26 will be less than V / 2.
However, if there is to be a succession of short marking signals analogous to 13, curve D, figure 2, the potential V / 2 in capacitor 28 will be produced, by the tips of the distorted signals. at the output of the shaping circuit 26, through the rectifier 27, and the rectifier 30 will be blocked because the potential corresponding to the short marking signals 13, in the resistor 25, will be less than V / 2.
It should be mentioned that the signal network 5 will include elements analogous to 23 and 24 (figure 7), except that the marking signals obtained must be signals of opposite sign, so that the bias voltage at the output of network 6 (figure 1) or in opposition to the signal voltage at the output of the network '5. This latter network will also include a shaping circuit corresponding to 26, except that it will be set up to produce overall characteristics of the type shown in figure 3, instead of
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to be of the type shown in figure 4. There will be no elements corresponding to elements 27 to 30.
Although in many telegraph systems a tagging condition is maintained during signal transmission intervals, it can also occur that a separation condition persists for long periods of time. In this case, the bias voltage will be reduced to zero, and the first signals received after a long period of separation will be incorrectly biased accordingly.
In order to overcome this difficulty, it is only necessary to delay the appearance of the signals at the output of the network.
5 (Figure 1) sufficient to allow the polarization voltage to be set across capacitor 28 (Figure 7). As already mentioned, the two networks 5 and 6 will contain filters which will act as delay networks, and these filters can be set to produce the desired difference in delay in the two paths, or an additional suitable delay network can be set. * be included in one of the ways to produce the desired result. It should be added that the preferred arrangement is such that the bias voltage V / 2 is just established when the first marking signal appears at the output of network 5 after a long period of space.
This means that the period of maintaining the bias voltage will not be unnecessarily increased by the delay in the appearance of signals at the output of the upper path. The time constant of the storage circuit 28, 29 may therefore be of the minimum value in relation to the maximum period between the marking signals during normal signaling.
In order to make the conditions to be fulfilled for the circuit clearer, a summary of the points mentioned in the previous paragraph will now be given.
In the bias path, the frequency response characteristic must fall less rapidly than the increase in frequency in the signaling path in which the frequency response of point f1 may be a little more than half of the
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response at a much lower frequency such as f1 / 10. As a result of this more square frequency response characteristic, the. bias path response for an isolated transition from space to tagging, produces an overshoot as shown in 15, Figure 5, and a reverse transition produces an overshoot as shown in no 16.
In addition, if, as is desirable, there is no phase distortion, each transition is preceded by an amplitude excursion equal to the overshoot in one direction or the other, as shown in dotted lines in 17 and 18, figure 5.
When an overflow is used to provide the proper bias for long and short marker signals, it is essential that the storage capacitor charge time be short. This can be achieved by using a stage of cathode follower type tubes (cathode foliate) through which the capacitor is charged, as will be described later.
As long as there is no phase distortion, the bias is prepared, and the bias capacitor 28 is recharged, immediately before each transition in either direction, and it is not accordingly necessary to provide a very large time constant for the discharge of the stored bias voltage.
If, however, phase distortion is present to such a degree as to eliminate or seriously reduce the peaks at 17 and 18, Figure 5, some other arrangement should be employed to maintain the proper polarization over a long labeling interval. . Suitable arrangements for this purpose are shown in Figure 7 where the bias network is bypassed by a direct auxiliary path, which maintains the bias voltage at the proper value during the period of a long tagging signal. The auxiliary path originates at a point where the established state of amplitude equals the tip of the output of the bias path.
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If the wave from which the auxiliary bias is obtained overshoots, the charge time constant for that path must be lengthened, (e.g. by inserting a series resistor, not shown), so as to prevent overshoot to overload capacitor 28.
Rectifiers 27 and 30 ensure that the charge in capacitor 28 matches the voltage in the main bias path or in the auxiliary bias path, whichever is greater.
A modification of Figure 7 will now be described.
Since the bias voltage V / 2 must be produced by peaks such as 16, 20 (figure 5) which are short compared to the interval between them, it is necessary, as it has already been indicated, that the load circuit for capacitor 28 has a low time constant. If the output impedance of the shaping circuit 26 cannot be suitably reduced to a sufficiently low value, a tube or cathode follower type may be interposed between the output of the shaping circuit 26 and the rectifier 27, as shown in Fig. 8. A triode tube 31 has its cathode connected through resistor 32 to the upper output terminal of the shaping circuit 26, and its control gate to the lower output terminal.
The cathode is also connected to the lower end of the resistor 29. The high operating voltage source 33 is provided for the tube in the usual manner. It is well known that the output resistance of the cathode follower, which is also shunted by resistor 32, can be very low if the mutual conductance of the tube is high. In this way, the charging circuit for capacitor 28 can receive a very low time constant.
It can be observed that if the charging time is made sufficiently small, any transition between the gap and the marking will be correctly polarized, regardless of what has occurred.
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previously, and the discharge time constant need only be large enough to maintain the bias voltage until the next normal-to-gap transition occurs. In the case of a long tagging signal, the subsequent transition to the spacing condition will be handled by bypassing through rectifier 30 (Figure 7). If the discharge time constant is made small, by using a small storage capacitor 28 it may be found that the charge time constant can be made small enough, without using the arrangement of Figure 8.
In the arrangement which has been described, the division into two paths was made just before the carrier wave was demodulated.
However, it is clear that the division could have been done at an earlier point, but this would require doubling some, or all of the devices, in receiver 3, and this would obviously be undesirable for economic reasons. In the arrangement described, the demodulator must be doubled because of the need to produce two waves of signals of appended sign. However, FIG. 9 shows another exemplary embodiment of the invention, in Taquet the shaping circuit in the lower path, or polarization path, comprises a differentiating arrangement for the signaling wave, thanks to which it becomes possible to divide the paths at a point after the carrier wave has been demodulated.
In figure 9, receiver 34, connected to line 2, corresponds to receiver 3 of figure 1, but includes the demodulator and filter necessary to obtain the signal wave which will be assumed to have the sign indicated in the figure. figure. Signal network 35 is analogous to network 5 of Figure 1, except that it does not contain a demodulator or filter, but will include a shaping circuit established to produce an overall characteristic of the type shown in Figure 3. The signal receiver 4 can be the same as in figure 1.
The polarization network 36 comprises a transformer
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differentiator 37 having its primary winding 38 shunted by a capacitor 39, and being connected to the output of receiver 34 through a series resistor 40. The secondary winding 41 of transformer 38 has a central tap and forms a rectifier of the two halfwaves with two rectifiers 42 and 43. The rectified output is applied to charge a storage capacitor 44 shunted by a discharge resistor 45 corresponded respectively to elements 28 and 29 of FIG. 7. The rectifiers 42 and 43 are directed so as to charge the top plate of the capacitor 44 negatively with respect to the bottom plate.
A negative bias source 46 is connected to capacitor 44 through a rectifier 47.
In order to adjust the relative delays of the two paths, a delay network 48 is shown connected in front of the signal network 35. It will be understood, however, that the relative delays introduced by the signal and bias networks 35 and 26 may be such as to require grating 48 to be placed in the lower path ahead of bias grating 36 instead of being placed in the upper path as shown. It will also be obvious that the delay network can, as a variant, * be placed at the exit of the paths, or incorporated into one of the networks 35 or 36.
The operation of the circuit shown in Fig. 9 will be explained with reference to the curves shown in Fig. 10. Curve G shows a simple transit between the spacing and the marking, as seen at the receiving end. The time required for this transit to be substantially established is indicated by T. The signal moment occurs at the half-amplitude level, at a time when the slope of the curve is maximum. If transits follow each other at intervals smaller than T, some overlap occurs at the receiving end, as can be seen by curve H, which shows two transits 50 and 51 at an interval of 3T / 4, and again three more, 52, 53 and 54, at intervals of T / 2.
Curve J
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shows the received signal wave resulting from the overlap of these transits. It has been found that for transmission pathways normally encountered in practice, as long as the interval between two transits is not less than about T / 2, the sigrial instants are still at the half-amplitude level, and fall. produce at points in the curves at which the slope is a maximum.
However, this may not apply to channels having certain abnormal characteristics.
As already discussed with reference to Figure 9, the signal wave is differentiated by the transformer circuit in the bias network 36, and the result of the differentiation is shown in the K curve. A positive differential pulse or negative is produced, having a maximum amplitude at each signaling instant. The rectifier circuit of the halfwaves, associated with the transformer 37, reverses the positive pulses 55, 56 and 57, and the resulting wave shown by the curve L is applied to charge the concensator 44. The potential of the capacitor however does not follow the relatively steep trailing edges of the pulses in the L curve, but decreases more slowly, as indicated by dotted lines such as 58.
In addition, the source 46, whose potential - v is represented by the horizontal dotted line 59, prevents the capacitor potential from falling below the value represented by this line, because the rectifier 47 would then be unlocked, thereby effectively connecting source 46 to the capacitor. It follows that the potential vacation of capacitor 44 will be represented by curve M.
This is the polarization required for the signal wave at the output of signal network 35.
The amplitude of the M wave must be adjusted in any suitable way, so that the amplitudes of the negative peaks 60 are equal to the half-amplitude V / 2. Also the relative delay of the two paths must be adjusted so that these negative peaks occur at the signal instants. The wave applied to the receiver of
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signals 4 is shown by curve N, which is the sum of curves J and M. The important characteristic of curve N is that the signal wave must always cross axis 61 of zero amplitude at signal times, and thus the signaling device 4 will be actuated without distortion.
It will be seen that the bias source 46 ensures that throughout the space interval a suitable negative voltage is applied to maintain the signaling device, so that it is not affected by. noise voltages. This can be seen at 62 in the N curve.
It can be noted that the storage capacitor 44 is needed in this circuit because point 63, shown between two differential pulses in curve L, would otherwise produce additional unwanted transits.
The differentiator circuit comprises the transformer 37 and the elements 39 and 40. It should preferably have the charac- teristic sc shown in figure 11 .. The curve P represents the loss in decibels, in relation to the frequency, as measured between the input terminals of the polarization network 36, and the terminals of the secondary winding 41 of transformer 37, the rectifiers being assumed to be disconnected. The Q curve represents the corresponding phase change. In curve P, fh is the upper frequency of the bandwidth of the channel on which the signals are transmitted ,, and fr is the resonant frequency of transformer 37 shunted by capacitor 29, which must be chosen a little higher than fn.
Loss below fr should be reduced at the rate of about six decibels per octave of frequency.
Above fr, the loss should preferably increase as quickly as possible in order to reduce noise and center interference from neighboring channels. The phase curve Q should preferably be linear, the phase varying from - / 2 at the frequency zero, to zero at the frequency f. The simple network shown in Figure 9 can be designed to meet these requirements with an approximation
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sufficient.
It should be observed that the discharge time constant of the storage circuit 44.45 can be of the order of T / 2. Thus the time constant can be up to 1000 times shorter than is necessary in usual arrangements.
The arrangement shown in Figure 9 has several important advantages over that of Figure 7 or Figure 8. In the latter arrangement, the transition to a marking condition after a long-term spacing condition. must be biased from a maximum amplitude value subsequently reached, and this requires delaying the signal before applying the bias voltage. Since a transition from the tagging condition to the spacing condition is biased from a previously reached maximum, the delay requires the storage of the corresponding bias voltage for an additional period.
In the arrangement of Figure 9, the generation of differential pulses producing the bias voltage occurs at about the same time as the signaling time, and although a delay network is shown in Figure 9, it is only necessary to correct for slight differences in the delay of the two paths, and does not increase the discharge time constant of the storage circuit, which, as already mentioned, will be of the order 1,000 times less than in the usual arrangements. The time constant in the case of FIG. 7 or 8 is of the order of 10 times less than in the usual arrangements.
Another advantage of Figure 9 is that, due to the transformer 37 in the bias network, no forward current is transmitted, and this allows the bias voltage to have either sign, regardless. or the sign of the marking signals applied to the polarization network. This makes it possible to split the path in half after signal demodulation, thus minimizing device duplication.
Another advantage is that the performance of the polarization network is much closer to the basic theory, and
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therefore requires less empirical adaptation.
Figure 12 shows a modified form of Figure 9 which, however, operates according to the same principles. The signaling and biasing paths in this case have their input circuits connected in series instead of in parallel. The signaling path comprises only a resistor 64 and a capacitor 65 which are shunted to the path and which constitute the signaling network. The bias path comprises a transformer 66 analogous to transformer 37 of Figure 9, the primary winding 67 of this transformer being shunted by a resistor 68. The transformer 66 is connected to a two-wave rectifier 69, which may be arranged as shown in figure 9. The output of rectifier 69 is connected to elements 44 to 47, as before.
According to a first approximation, the impedance measured on the primary winding 67 (if it is disconnected from the resistor 68) is substantially equivalent to an inductance L shunted by a resistor R. If R1 and R2 are the values of the resistors 64 and 68, and if C is the capacitance of capacitor 65, then R2 must be chosen so that 1 / R + 1 / R2 = 1 / R1, while R1, L and C must be chosen so that R21 = L / C.
Under these conditions, the impedance presented at the output of receiver 34 will be a constant resistance R1 at all frequencies.
By this choice there will be no unwanted interaction between the filter included in the receiver 34 and the rest of the circuit, so that the two parts can be established and regulated separately.
There is still sufficient freedom to choose R1, L and C, to meet the requirements for the polarization and signaling networks already discussed with reference to Figure 9.
In practice, capacitor 44 and resistor 45 will produce a load on rectifier 69 which varies with frequency, and this can cause corresponding frequency variations in the values of L and R which are not negligible.
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In this case the rectifier 69 can be coupled to the resistor 45 through a tube arranged as a cathode follower, analogously to the tube 31 in figure 8, in which the resistor 45 with the capacitor 44, connected in parallel, would replace resistor 32 in series with the cathode. In this case, the rectifier should end with an appropriate load resistor.
The voltage frequency characteristic from terminals 70, 71 to terminals 72, 73 will be that of a low-low filter, and by means of other filters, suitably established in receiver 34, one can arrange to that the overall characteristic of the signaling path is obtained.
Figure 13 shows a possible form of the shaping network 26 shown in Figures 7 and 8. It is a well known type of constant resistance equalizer, comprising a T network of resistors 74, 75, 76 with a resonant circuit. series 77 bridged across resistors 74. and 75, and a parallel resonant circuit 78 connected in series with shunt resistor 76. Referring to figure 4, the attenuation of the resistor network should be chosen so that * be equalized to the loss ao at the desired zero frequency, for the equalizer, and the two resonant circuits must be tuned to the frequency fr. The impedance characteristic of the equalizer should be equal to that of the resistor network, which should be chosen to balance the impedances of the circuit in which the equalizer is connected.
While it has been assumed, for clarity, that the tagging condition of the received signal wave corresponds to a positive voltage or current, these arrangements can easily be adapted for the opposite condition. Practically; it suffices to reverse all the rectifiers in figures 7, 8 and 9, to reverse the connections to the tube 31 in figure 8, and the polarity of the source 46 in figure 9.
In addition, although a: Slow signals have been assumed to be transmitted on a power line carrier, this is not essential. The
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The principles of the invention are also applicable, for example, to the case in which the signals are transmitted directly by a cable or other metallic circuit having a restricted transmission band.
Although the principles of the invention have been described in connection with specific exemplary embodiments and certain modifications thereof, it should be understood that this description is given only by way of example and not as a limitation. within the scope of the present invention.
SUMMARY
The present invention relates to telegraph systems, such as carrier current telegraph systems, and comprises in particular the following provisions:
1 - A printing telegraph receiver of the type in which the signals are obtained in the form of a single current, and are converted into a double current wave by means of a bias voltage deriving from the received wave, this receiver comprising: means for applying the signaling wave to two separate paths; means in a path for shaping the signal wave such that the signaling instants occur at points having the maximum slope; means in the other path for modifying the signaling wave such that all amplitude maxima are at the same height;
means in said other path for obtaining a bias voltage by means of the modified wave; and means for combining the output waves of the two paths so as to obtain a dual current signaling wave having zero amplitude at each signaling instant.
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