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SYSTEMES AMPLIFICATEURS D'ONDES ELECTRIQUES.
La présente invention concerne des systèmes amplificateurs d'ondes électriques et prévoit notamment, suivant l'un de ses as- pects, des moyens de commande du gain dans des amplificateurs.
Suivant un autre de ses aspects, l'invention prévoit égale- ment des moyens pour éviter dans des amplificateurs et des oscilla- teurs des oscillations parasites, telles que par exemple des oscil- lations du mode parallèle dans des oscillateurs et amplificateurs thermioniques du type push-pull.
Dans des amplificateurs thermioniques, il est souvent né- cessaire de prévoir des moyens pour obtenir un gain variable sur de
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très larges gammes de fréquences avec une faible distorsion d'am- plitude, de phase ou de fréquence. Dc tels amplificateurs à large bande sont par exemple notamment utiles dans des systèmes de télé- vision.
Sous un de ses aspects, la présente invention prévoit un amplificateur à gain variable comprenant une lampe thermionique ayant dans son circuit de cathode une résistance assurant une ali- mentation en retour négative et une auto-polarisation, et des moyens communs pour modifier la valeur de cette résistance et pour modifier une tension de polarisation provenant d'une source de courant con- tinu afin de compenser les variations de la. résistance d'auto-po-
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lfirisation.
Suivant d'autres caractéristiques, l'invention prévoit un amplificateur thermionique dans lequel des moyens de commande du gain sont disposés pour pouvoir être actionnés de manière à modifier de façon continue ou en un ou plusieurs degrés la partie d'une ré- sistance de cathode en circuit dans le chemin de décharge d'une lampe afin de modifier la valeur de l'alimentation en retour réduc- trice du gai n, ainsi que des moyens pour appliquer sur cette dite résistance une tension continue qui varie en sens inverse à la ten- sion continue qui y est créée par le courant de décharge, ce qui assure une tension de polarisation sensiblement constante.
Un schéma de circuit d'un amplificateur non équilibré à trois étages incorporant des caractéristiques de l'invention est re- présenté à titre d'exemple d'application sur la figure 1 des dessine annexés.
Avec des lampes et des sources d'alimentation convenables, cet amplificateur a un gain en tension maximum qui est sensiblement constant à 40 décibels environ sur une bande passante allant de 40 périodes à deux mégahertz et demi. Il convient par suite tout à fait pour servir d'amplificateur des fréquences video dans un sy- stème de télévision actuel.
Il fonctionne normalement à. partir d'une source de 100
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'¯9. dans .. !"j ohms dans une Pédance de charge ou < ut! 11 aa ti 00 qui n'est pas inférieure à 100 ohms. L'impédance d'entrée est élevée aux baeaea fréquences (2 mégobmn) et est déterminée par la capacité d'entrée du premier étage aux fréquences -éleve,3. L'impédance de sortie se rapproche étroitement d'une résistance pure de 100 ohms environ- sur toute la bande passante,, le déphasage d'insertion de l'amplificateur a été commandé de manière que la variation du retard ne dépasse pas 0.005 micro- secondes entre 10 kilohertz et 2.5 mégahertz.
Une correction de phase en basse fréquence limite l'angle de la constante de transfert à moins de 4 à 50 périodes par seconde, Deux com.me,rdes du gain sont prévues, 1$Une Permettant une variation progressive du gain d'environ 23 décibels tout en con- servant une relation approximativement linéaire entre le décalage angulaire et la fréquence, la deuxième commande provoquant une dif- fërence de gain d'environ 18 db, en un seul stade fixe.
Comme les commandes du gain sont mutuellement indépendantes et d'effet additif, il est Possible de réaliser une variation con- tinue d'un gain maximum à une perte faible. De plus, les réponses en phase, amplitude et fréquence ne sont pas sensiblement affectées par l'emploi de ces commandes. les caractéristiques des circuits de cet amplificateur étaient de façon générale déterminées par la nécessité d'une com- mande de gain réglable à toute valeur entre un gain maximum et un gain nul.
La recherche a montré qu'un niveau d'harmoniques indésira- ble résulterait de l'enploi de lampes à pente variable disposées pour satisfaire aux conditions de phase et de gain, le niveau d' harmoni'ques étant particulièrement élevé pour des réglages interr,é- diaires du gain. On doit par suite utiliser des lampes ayant des caractéristique de pente rectilignes et prévoir le réglage du gain d'une manière différente (par alimentation en retour négative).
Se référant à la figure 1, les lampes Vl, V2 et V3 repré-
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sentent respectivement une lampe amplificatrice de tension pentode à pente élevée, une lampe amplificatrice de tension pentode à pente élevée et une lampe triode changeuse d'impédance à pente élevée ; ces trois lampes sont couplées par résistances et capacités. Une résistance est insérée entre la cathode et la terre dans chaque étage (la terre étant le chemin de retour commun pour les courants de décharge des lampes). La commande du premier étage Pl permet la modification progressive de cette résistance de zéro à sa valeur maximum. la résistance du deuxième étage (R12 + R13) est mise en ou hors circuit par un commutateur à faible capacité KD.
La résistance du troisième étage (R19-R20) est invariable, mais 1 impédance de terre de la cathode est réduite à 100 ohms approximativement lorsque l'amplificateur travaille dans sa charge normale (100 obms) qui est connectée par le condensateur C3.
Ces connexions (décrites plus en détail dans la suite de l'exposé) assurent sur les deux premiers étages une alimentation en retour négative en courant telle qu'en réglant ces deux résistances, on modifie le gain de l'amplificateur de la valeur zéro à sa valeur maximum, ou inversement. Le premier étage couvre environ 23 décibels et le deuxième étage produit une variation de gain fixe de 18 déci- bels. Ainsi, malgré les variations de pente des lampes provenant des tolérances commerciales, on doitt s'attendre dans tous les cas à un "recouvrement" suffisant permettant de régler la commande du gain toute valeur désirée.
Comme le débit de l'amplificateur est pris sur l'impédance commune plaque-grille du troisième étage, les effets de l'alimen- tation en retour négative sont réalisés, et comme l'impédance de charge totale du circuit plaque termine effectivement l'amplifica- teur, l'impédance présentée à cette terminaison est 1/G ce qui donne une impédance de sortie de 100 ohms pour une pente de 10. L'impé- dance peut être réglée, comme il peut par exemple être nécessaire pour une lampe de pente plus élevée, par l'insertion d'une resis- tance série (R23 de 25 ohms dans le cas envisagé).
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Un procédé ordinaire pour régler le gain par une alimen- tation en retour variable est de connecter un condensateur de déri- vation sur une portion variable d'une résistance de polarisation dans la connexion de cathode d'un étage amplificateur. Dans ce cas, la tension de polarisation demeure constante pour un courant de dé- charge électronique donné à travers la lampe tandis que l'impédance d'alimentation en retour pour les fréquences de signalisation est représentée par la portion de la résistance de polarisation qui n' est pas shuntée par ce condensateur. Ce procédé introduit cependant certaines difficultés aux basses fréquences par suite de l'impédance du condensateur. ,Cet effet apparaîtt clairement de la théorie bien connue des amplificateurs à alimentation en retour.
Ainsi, dans le cas d'une lampe pentode fonctionnant avec une alimentation en re- tour en courant, la variation du rapport (volts de sortie sur volts d'entrée avec l'alimentation en retour) à (volts de sortie sur volts d'entrée sans alimentation en retour) est :
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1 1 + g Z où Z est l'impédance de l'élément d'alimentation en retour en cou- rant et g la pente de la lampe. Si Z = A + jB, cette expression de- vient :
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1 + g z + àLl' j:B) et par suite le changement d'amplification est :
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1 g et le changement d'angle de phase est : arc tg - B/A.
Lorsque le gain est commande en shuntant des portions va- riables de la résistance d'alimentation en retour par un condensa- teur, l'impédance A + jB devient : pour un gain minimum - une résistance pure pour un gain intermédiaire - une résistance en série avec une résistance et un condensateur en parallèle.
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pour un gain maximum - une résistance shuntée par un condensateur.
'En considérant le cas pour un gain maximum par exemple, on voit qu'à moins d'avoir un condensateur d'impédance négligeable à toutes les fréquences comprises dans la bande passante de l'ampli- ficateur par rapport à la résistance qu'il shunte, ni l'amplifica- tion ni le déphasage ne demeureront constants dans la bande de fré- quences. En pratique, la résistance d'alimentation en retour est ordinairement petite de sorte qu'aux basses fréquences, il serait nécessaire d'avoir un condensateur très grand et très coûteux.
De plus, l'impédance d'alimentation en retour varie du point de vue de l'angle de phase pour différents réglages de la com- mande du gain de sorte que même à la même fréquence, ce déphasage serait modifié à mesure que la commande du gain est modifiée.
Une alimentation en retour négative variable est mainte- nant réalisée en modifiant ou faisant varier la valeur de résis- tance entre la cathode et la terre. Dans le premier étage comprenant la lampe VI, le curseur du potentiomètre de cathode Pl est mis à la terre de manière que l'impédance d'alimentation en retour effective soit la résistance insérée entre la cathode et le curseur. Cette résistance variable est aussi toutefois la résistance de polarisa- tion automatique de sorte que la polarisation grille tend à varier sur une large gamme à mesure qu'on modifie la valeur de l'alimenta- tion en retour. Pour combattre cet effet, on introduit dans le cir- cuit grille-cathode une tension continue variable de compensation provenant d'une source distincte du courant de décharge, à savoir la batterie de chauffage de la cathode.
Ceci est réalisé en con- nectant l'extrémité extérieure du potentimètre P1 par une résis- tance limitatrice R24 à la borne négative LT- de la batterie de chauffage dont la borne positive est mise à la terre. La grille de la lampe V1 est connectée par une résistance élevée au point de jonotion de deux résistances R3, R4 en série l'une avec l'autre aux bornes du potentiomètre Pl. Lorsque le curseur de Pl est déplacé
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jusqu'à l'extrémité du côté de la cathode, l'alimentation en retour est nulle et le gain de l'étage est maximum.Il n'y a de même aucune polarisation automatique - aucune tension continue n'est établie sur P1 par suite du passage du courant de décharge à travers la lampe.
Toutefois, la batterie de chauffage est maintenant en shunt sur P1 et R24 et une partie de sa tension, d éterminés par le rapport de Pl à R24 et par le rapport de R3 à R4, est appliquée sur la grille de commande comme polarisation négaive. Lorsque le curseur de P1 est amené à l'autre extrémité du potentiomètre, l'alimentation en retour est maximum et le gain de l'étage est minimum la P1 et la polarisation due à la batterie de chauffage est nulle, cette batterie étant maintenant en shunt sur la résistance limitatrice R24 seulement.
Pour des positions intermédiaires du curseur, la polarisation est due en partie au courant de décharge passant à travers la portion supérieure de P1 et en partiee au courant de la batterie de chauffage passant à travers la portion inférieure de Pl. les valeurs des résistances peuvent aisément 'être choisies de manière que la tension de polarisation demeure sensiblement constante indépendamment de la position du curseur qui détermine la valeur de l'alimentation en retour et le gain de l'étage. Dans un exemple spécifique utilisant le circuit représenté sur la figure 1, avec une batterie de chauf- fage de 12 volts, P1 avait pour valeur 1000 ohms, R24, 300 chms, R3, 2000 chms et R4, 10.000 chms, et la polarisation demeurait approximativement à 1. 5 volt.
Un condensateur de découplage C3 de 0. 01 miorofarad était connecté au point de jonction de R24 et P1.
La possibilitée de réduire la résistance d'alimentation en retour jusqu'à une valeur.nulle présente certains avantages en ce qu'on peut disposer d'une gamme large de commande du gain sans dépasser une valeur de l'impédance de terre de la cathode qui peut être réalisée aux fréquences élevées par la capacité shunt cathode- élément chauffant, dans ce cas, une valeur d'environ 1000 ohms était considérée comme un maximum sûr.
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La même disposition est utilisée pour polariser le deu- xième étage comprenant la lampe V2 mais la résistance R12,R13 est in- sérée en une seule fois par le commutateur KD au lieu d'être mise en circuit par un curseur. Des connexions de couplage modifiées compre- nant les résistances RIO, Rll et la capacité C7, sont représentées entre la grille et la résistance de cathode. La fonction de Rll et celle de C7 sont décrites ci-dessous.
L'étage de sortie est polarisé automatiquement par un choix convenable de résistances R19, R20.
Avant d'exposer les mesures prises pour empêcher une varia- tion de fonctionnement par suite de la variation d'impédance dans les circuits d'entrée et de sortie des lampes pour des alimentations en retour négatives différentes, on va décrire les circuits de couplage.
Les variations d'amplitude et de phase en fonction de la fréquence, introduites par la capacité shunt aux fréquences élevées et par la capacité de couplage série aux fréquences basses sont telles que, après avoir choisi une résistance plaque qui donne le gain dé- siré, et un condensateur de fuite et de couplage de dimensions con- venables, on introduit un temps de retard pour l'amplificateur qui, dans la gamme haute fréquence, est une fonction insuffisamment liné- aire de la fréquence.
Des inductances séries deplaque L1, L2 et L3 sont alors choisies pour améliorer cet état de choses et l'analyse suivante étage par étage montre la manière dont la correction ainsi introduite est maintenue pour tous les réglages du gain.
A mesure que l'on manoeuvre la commande PI dans le pre- mier étage pour produire une diminution du gain, 1'impédance d'entrée et de sortie de l'étage est augmentée. Ceci n'est pas important car la résistance faible de la source et la résistance élevée de fuite
R1 maintiennent une approximation étroite de la caractéristique de transmission idéale sur le circuit d'entrée. La diminution de la ca- pacité anode-cathode est une portion relativement faible de la capa- cité totale du circuit de sortie.
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La diminution de la capacité d'entrée V2 produite par l' introduction de RI2 - RI3 est compensée par des contacts auxiliaires du commutateur de variation de gain KD. Ces contacts court-circuitet l'inductance d'anode L1- L2 (ou, si désiré, peuvent 'être disposés pour diminuer l'inductance d'anode totale en court-circuitant seule- ment l'une des inductances Ll et La). Ceci produit une correction insuffisant mais une légère sur-correction due à L3 dans le circuit de sortie qui résulte de la diminution conséquente de la capacité de sortie réduit la variation globale.
L'augmentation de l'impédance d'entrée de V2 aux basses fréquences n'introduit pas de variation de la phase ou de l'amplitude basse fréquence par suite du circuit de découplage R11, C7.
L'alimentation en retour sur V3 nécessite une correction plus petite pour le deuxième couplage. Cette correction est effec- tuée par L3.
Le petit déphasage résiduel de l'amplificateur aux basses fréquences peutencore être réduit à une valeur négligeable par un choix convenable des valeurs des éléments de découplage R16 et C9.
Four mesurer le courant plaque, un voltmètre m1 est prévu et d-es clés KA, KB', KC permettent son insertion en shunt sur des résistances de faible valeur R6, RI5, R21 dans les circuits plaque respectif s.
L'alimentation haute tension doit présenter une impédance faible et est de préférence obtenue au moyen d'un redresseur associé à un circuit aplanisseur comprenant des moyens de stabilisation de la tension. On. peut connecter en série avec une alimentation commune deux amplificateurs tels que décrits ci-dessus.
Dans des amplificateurs thermioniques ainsi que dans des oscillateurs, il est souvent susceptible de se produire des oscil .- lations parasites, et en particulier des oscillations du mode paral- lèle dans le cas d'amplificateurs du type pushpull.
Dans un amplificateur push-pull à fréquence audible par exemple, tel que le système modulateur d'un émetteur radio, dans
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lequel de nombreux étages sont couplés par résistances ou par bo- bines, et auquel on applique une alimentation en retour négative, 15 limite de la valeur de l'alimentation en retour qui peut être appliqué est déterminée par le point auquel le système se met à osciller. On a trouvé que, si la valeur de l'alimentation en retour négative appliquée à un tel système était augmentée lentement jus- qu'à c ee qu'il commence à osciller, le mode d'oscillation était or- dinairement du type parallèle, c'est à dire que l'amplificateur se comportaitcomme si les lampes de chaque étage étaient connectées en parallèle et non en push-pull.
Si on pouvait supprimer ce mode d'oscillation parallèle par un moyen quelconque, on pouvait aug- ment&r encore plus l'alimentation en retour à un degré considerable avantque le système ne commence à osciller suivant le mode push- pull.
Cet effet a été particulièrement remarqué dans des émet- teurs radio utilisant des systèmes modulateurs de puissance Classe B, où dans de nombreux cas, le système a commencé à osciller suivant le mode parallèle même avec beaucoup moins de 6 db d'alimentation en retour à 1000 périodes par seconde dans le mode push-pull. Il est également bien connu que des oscillateurs push-pull sont égale- ment sujets à des oscillations parasites suivant le mode parallèle.
Suivantune caractéristique de l'invention, dans un amplifi -cateur ou un oscillateur push-pull, on empêche des oscillations parasites suivant le mode parallèle en prévoyant un circuit d'ali- mentation en retour par lequel une alimenta.tion en retour inverse est appliquée pour des tensions d'entrée appliquéesen parallèle sur la ou les paires de lampes en push-pull.
Suivant une autre caractéristique de l'invention, un am- plificateur push-pull est pourvu de moyens pour appliquer une ali- mentation en retour négative ou inverse suivant le mode push-pull pour réduire la distorsion et suivant le mode parallèle pour em- pêcher des oscillations parasites suivant ce mode parallèle.
La figure 2 des dessins annexés représente à titre d'exem-
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ple une manière dont on peut appliquer l'invention à un amplifica- teur Classe B à fréquence audible. Le premier étage de l'amplifica- teur push-pull est seul représente car il suffit à l'exposé de cet aspect de l'invention.
Dans cette figure, l'alimentation en retour négative pour diminuer la distorsion est prise sur un potentiomètre aux bornes des plaques de l'étage final (non représenté) de l'amplificateur à fré- quence audible et est appliquée d'une manière bien connue sur le @ circuit grille du premier étage à travers un transformateur à large bande T et des ponts d'entrée B. Le premier étage consiste ordinaire- ment en deux triodes de petites puissances à chauffage indirect V, VI ou en une double triode ayant une cathode commune. La polarisation grille de cet étage est ordinairement obtenue d'une résistance de oathode commune R découplée par un condensateur.
Si ce condensateur de dérivation est enlevé, l'alimentation en retour est appliquée à l'étage pour tout signal appliqué sur les grilles des deux lampes en parallèle, mais aucune alimentation en retour n'est appliquée pour le fonctionnement de l'étage suivant le mode push-pull. De cette manière, le gain de l'étage est diminué en ce qui concerne le fonc- tionnement suivant le mode parallèle sans affecter le gain pour le mode push-pull. On voit par suite que plus la résistance de cathode R est grande,plusgrande est la discrimination contre le mode de fonctionnement en parallèle. Comme cette résistance fournit égale- ment la polarisation grille, de l'étage, le point de fonctionnement de la lampe sera changé à moins qu'on ne prenne des précautions pour contrebalancer l'augmentation de la polarisation grille.
Ceci peut être réalisé en appliquant une tension positive sur les grilles des lampes V, V1 au moyen d'un potentiomètre P placé aux bornes de l'alimentation plaque de cet étage.
De cette manière, on peut augmenter la valeur de R jusqu'à une valeur très élevée, la seule limite étant la tension de sécurité ma,ximum qui peut être appliquée entre le filament chauffant et la cathode de la lampe en supposant que le chauffage est connecté à la
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@ terre. Si on utilise une source de chauffage indépendante pour cet étage, la résistance R peut alors être encore plus grande. La compensation de la chute de tension plaque due à l'augmentation de la résistance de cathode peut être réalisée en diminuant la résis- tance dechute de tension R1 de la même quantité. Le rapport du gain de l'amplificateur fonctionnant suivant le mode push-pull à celui de l'amplificateur fonctionnant suivant le mode parallèle est donné par l'expression approchée suivante :
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#S-LRs#h a R ¯ j R2 .
Ra + zur +RS' où R et R2 sont les résistances de cathode et d'anode respective- ment, Ro est l'impédance de plaque de la lampe et le coefficient d'amplification de la lampe.
L'utilisation d'une alimentation en retour négative pour diminuer le gain de l'amplificateur suivant le mode parallèle décrit ci-dessus a simplement pour but d'empêcher l'amplificateur d'oscillez suivant le mode parallèle, et par suite, la diminution du gain n'a pas besoin d'être constante avec la fréquence tant qu'on obtient un affaiblissement maximum à la fréquence du mode parallèle d'oscil- lation. Le procédé ci-dessus peut par suite être modifié en rendant la résistance R d'une valeur convenable pour fournir une polarisa- tion correcte aux lampes et en insérant une bobine de choc en série avec cette résistance. l'effet de cette bobine de choc peut être modifié à tout degré désiré en plaçant une résistance en parallèle avec elle.
Ce procédé présente l'avantage d'éliminer la nécessité de circuits de correction de polarisation s'il est nécessaire d' avoir une diminution importante du gain. De plus, il n'augmente pas le potentiel entre la cathode et la terre, et convient mieux par suite pour des cathodes à chauffage indirect. Il présente de plus l'avantage d'introduire un certain degré de correction de phase qui tend à élever la fréquence d'oscillation suivant le mode parallèle tout en assurant en même temps un affaiblissement plus gra nd .
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Bien que l'invention ait été décrite dans le cas de cer- tains exemples particuliers de réalisation, il est clair qu'elle n'y est en rien limitée mais est au contraire susceptible de nom- breuses modifications et adaptations sans sortir de son domaine.