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Die Erfindung bezieht sich auf Wandlerschaltungen (Fig.1) zur Umformung von Wechsel-, Gleich- oder Mischspannungen in Wechsel-, Gleich- oder Mischspannungen mit Hilfe von zwei komplementär angesteuerten spannungsbidirektionalen Schaltern (Fig. 2)
Die Eingangsspannung kann ein einphasiges Wechselspannungsnetz, das sogar einen konstanten oder zeitlich veränderlichen Gleichspannungsoffset hat oder irgend eine konstante oder veränderliche Spannung beliebiger Polarität sein. Diese kann in eine beliebige Ausgangsspannung umgeformt werden.
Als nächstliegender Stand der Technik wurde ermittelt EP 714 160 A2 (AT&T), JP 11032479 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP. ) und JP 05 284746 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP. ).
In EP 0 714 160 A2 (AT&T CORP. ) findet man einen geteilten Boost Konverter mit zwei bidirektionalen Schaltern, einer Koppeldiode, zwei Ausgangskondensatoren und einer Induktivität.
Damit lassen sich aus einer Eingangsspannung zwei in Summe höhere Ausgangsspannungen erzeugen. In der in der Patentschrift dargestellten Schaltung sind beide entstehenden Ausgangsspannungen gegenüber Erde springend, da die Eingangsspannung mit einer Gleichrichterschaltung gewonnen wird. Die dargestellte Schaltung kann jedoch nicht eine Ausgangsspannung erzeugen, deren Mittelwert in beiden Spannungsrichtungen möglich ist, abhängig vom Tastverhältnis.
Weiters können die beiden Ausgangsspannungen, bei Wahl gleicher Ausgangskondensatoren, nicht kleiner als die halbe Eingangsspannung sein. Unabhängig von der Wahl der Ausgangskondensatoren gilt, dass ohne Taktung der aktiven Schalter an den beiden Kondensatoren (und daher an den Lastwiderständen) in Summe keine kleinere Spannung als die Eingangsspannung auftreten kann.
Bei der gegenständlichen Erfindung ist der Mittelwert der Ausgangsspannung von null beginnend in beide Spannungsrichtungen veränderbar, in einer Richtung sogar über die Betriebsspannung hinaus. Es besteht also ein deutlicher Unterschied zu oben genannter Patentschrift. Weiters sind beide Polaritäten der Eingangsspannung möglich.
Auch JP 11032479 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP. ) beschreibt eine Schaltung, die nur eine unipolare Spannung erzeugen kann. Dabei wird die Eingangswechselspannung gleichgerichtet und mit einer Sperrwandlerstruktur in die unipolare Schaltung umgeformt. In JP 05 284746 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP. ) wird eine DC-DC Konverterschaltung, die auf dem Durchflusswandlerprinzip beruht und ZVS (zero voltage switching), zur Reduzierung der Schaltverluste mit einem Hilfsschalter erzielt, dargestellt. Auch diese beiden Systeme sind im Gegensatz zur gegenständlichen Erfindung nicht zur Umwandlung von bipolaren Spannungen geeignet.
Besonders vorteilhaft bei den hier besprochenen Schaltungen ist die Tatsache, dass aus einer Eingangswechselspannung Ausgangsspannungen unterschiedlicher Polarität erzeugt und durch entsprechende Ansteuerung Wechselspannungen beliebiger Form erzeugt werden können, denen auch wenn erforderlich ein Gleichspannungsoffset überlagert sein kann. Von praktischer Bedeutung sind dabei besonders Sinusspannungen und Trapezspannungen mit vorgebbarer Frequenz zur Ansteuerung von Wechselstrommaschinen. Eine weitere Anwendung kann in der Realisierung von Wechselstromstellern liegen ; das sind Schaltungen, die eine Veränderung des Effektivwerts bzw. der Amplitude eines Wechselsignals gestatten.
Im Falle idealer Bauelemente lässt sich der Zusammenhang zwischen Ausgangs- (Spannung an der zweiten Klemme) und Eingangsspannung (Spannung an der ersten Klemme) bei einer Schaltfrequenz, die gross im Verhältnis zur Frequenz der vorhandenen (Eingangsspannung) bzw. zur Frequenz der gewünschten (Ausgangsspannung) ist, im eingeschwungenen Zustand mit d1 als Tastverhältnis des Ansteuersignals für einen spannungsbidirektionalen Schalter (S1) - der zweite spannungsbidirektionale Schalter (S2) wird mit dem invertierten Puls angesteuert - gemäss Typ 1: U2 = d1/2#d1-1#U1, U2-2#d1-1#U1,
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darstellen. Aus den Steuergesetzen lässt sich daher das erforderliche Tastverhältnis bei gegebener Spannung U1 und gewünschter Spannung U2 (oder umgekehrt), gemäss
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bestimmen.
Diese Gleichungen gelten für Konverter mit idealen Bauelementen. Man kann aber auch genauere Steuergesetze unter Berücksichtigung der Bauteilnichtidealitäten herleiten. Die an den parasitären Widerständen auftretenden Verluste sind temperaturabhängig ; ist daher nicht mit vertretbarem Aufwand in der Lage, ein exaktes Modell zu bestimmen.
Je mehr man parasitäre Effekte in die Steuerung einbezieht, um so besser wird die Ausgangsspannung die gewünschte Form und Grösse erreichen (wenn nur das Steuergesetz verwendet wird). Bedingt durch die Verluste der realen Bauelemente der Schaltung (die auch temperaturabhängig sind), entsteht eine Verzerrung der Ausgangsspannung (Spannung an der zweiten Klemme), die aber durch eine überlagerte Regelung, die nur den Fehler der Steuerung kompensieren muss, beseitigt werden kann. Als regelungstechnisch vorteilhaft erweist sich, dass durch die komplementäre Ansteuerung der beiden spannungsbidirektionalen Schalter die Schaltung immer im kontinuierlichen Betrieb bleibt, das heisst, dass die Spulen (bis auf den Nulldurchgang) immer stromdurchflossen sind und sich daher die Systemordnung aus regelungstechnischer Sicht nicht ändert.
Die gegenständlichen Schaltungen sind immer als Systeme 4. Ordnung beschreibbar.
Diese fixe Ordnungszahl erleichtert den Reglerentwurf, da keine Strukturumschaltungen erforderlich sind. Das System hat als Eingriffsmöglichkeit nur das Tastverhältnis. Zur Verbesserung der Dynamik ist auf jeden Fall eine Kombination aus Steuerung und Regelung zu empfehlen.
Das erforderliche Tastverhältnis (Summe aus Steuergesetz und überlagertem Regler) wird sinnvoll digital berechnet und als pulsbreitenmoduliertes Signal an die Ansteuerschaltungen der aktiven Schalter übergeben. (Die Ansteuerung von aktiven Halbleiterschaltern ist Stand der Technik und wird daher hier nicht behandelt.)
Bei allen Schaltungsvarianten wird die Schaltfrequenz dem Anwendungszweck entsprechend gewählt, wobei eine höhere Frequenz in Hinblick auf die Dimensionierung der Drosseln und Kondensatoren zweckmässig ist. Es ist auch anzumerken, dass bei geringem Unterschied zwischen den Augenblicksleistungen am Ein- und Ausgang, d. h. wenn nur wenig Energie zwischengespeichert werden muss, die Kondensatoren kleiner gehalten werden können. Dies trifft in besonderem Masse für die Anwendung als Wechselstromsteller zu.
Umgekehrt muss jedoch, wenn die Spannung an der ersten Klemme durch null geht und gleichzeitig eine hohe Ausgangsleistung (Last angeschlossen an der zweiten Klemme) erforderlich ist, diese Energie aus der in den Kondensatoren und Spulen in Form von elektrischer und magnetischer Energie zwischengespeicherten Energie gedeckt werden. Dies führt bei einem AC/AC Frequenzumformer zu entsprechend grossen Kapazitäten.
Es ist noch anzuführen, dass der spannungsbidirektionale Schalter durch Entlastungsnetzwerke oder mit Hilfe von Quasiresonanzstrukturen und ähnlichen Strukturen zur Reduktion der Schaltverluste erweitert werden kann. Einen Überblick mit reicher Literaturangabe findet man dazu im Artikel "Soft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F.C.Lee, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol 42, Dez. 1995,595-603.
Die Erfindung besteht nun aus Wandlerschaltungen zur Umformung von bipolaren Spannungen (U1) in bipolare Spannungen (U2) mit Hilfe eines komplementär angesteuerten spannungsbidirektionalen Schalterpaars (S1, S2), sowie zwei Kondensatoren (C1, C2) und zwei Induktivitäten (L1, L2) wobei eine Anschlussklemme der Induktivität L1 mit einer Anschlussklemme der Schaltung (1) verbunden ist und die andere Klemme in Serie mit einem Kondensator C2 geschaltet ist, der weiter in Serie mit der Induktivität L2 geschaltet ist, deren zweiter Anschluss mit Anschlussklemmen der Schaltung (2 und 4, oder 3) verbunden ist, ein weiterer spannungsbidirektionaler Schalter (S1 oder S2) den Kondensator C2 in Serie mit einer Induktivität (L1 oder L2) überbrückt und der jeweils andere spannungsbidirektionale Schalter (S2 oder S1) immer von dem Knoten,
wo der Kondensator C2 mit einer Induktivität (L1 oder L2) zusammengeschaltet ist, der nicht an den anderen spannungsbidirektionalen Schalter (S1 oder S2) angeschlossen ist, zu einer Anschlussklemme der Schaltung (3 oder 2 und 4) geführt wird und der Kondensator C3 immer parallel zu zwei Anschlussklemmen liegt (zwischen 3 und 4) und dort die Spannung U2 abgegriffen oder
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angelegt wird, und der Kondensator C1 immer parallel zu zwei Anschlussklemmen liegt (zwischen 1 und 2) und dort die Spannung U1 angelegt oder abgegriffen wird.
Man kann diese Wandlerschaltungen auch mit angezapften Spulen realisieren. Dazu wird mindestens eine der verwendeten Induktivitäten (L1, L2) mit einer Anzapfung versehen, oder mindestens eine der Induktivitäten (L1, L2) als gekoppelte Spule, die zusammengeschlossen ist, ausgeführt und mindestens ein Anschluss eines spannungsbidirektionalen Schalters (S1, S2) vom ursprünglichen Anschlusspunkt (am Wicklungsanfang oder-ende der Induktivität (L1 oder L2) an die Anzapfung bzw. an den Verbindungspunkt der beiden gekoppelten Spulen geschaltet, der andere Anschluss des bidirektionalen Schalters (S1, S2) bleibt dabei unverändert.
Bedingt durch die Bidirektionalität der besprochenen Schaltungen kann Ein- und Ausgang vertauscht werden.
Eine besonders interessante Eigenschaft der gegenständlichen Schaltungen ist die Tatsache, dass an den Spulen L1 und L2 der gleiche Spannungsverlauf auftritt. Dadurch ist es möglich, beide Spulen auf den gleichen Kern zu wickeln. Man benötigt dann nur ein magnetisches Bauelement.
Die Figuren 1.a und 1.b stellen die beiden grundsätzlichen Ausformungen der gegenständlichen Erfindung dar. Figur 2 stellt in 2. b, 2. c und 2. d mögliche Realisierungen des spannungsbidirektionalen Schalters dar. Sie sind stellvertretend mit MOS-Transistoren, bzw. Bipolartransistoren gezeichnet. Alle Konverter, die in den Abbildungen Fig. 1.a und Fig. 1.b dargestellt sind, bestehen aus je zwei Spulen (Induktivitäten) L1 und L2, je zwei Kondensatoren (Kapazitäten) C1 und C2, einem Paar spannungsbidirektionale Schalter S1 und S2. L1, C2 und L2 sind in Serie geschaltet und dienen der Energiespeicherung, der Kondensator C2 dient als hauptsächlicher Energiezwischenspeicher, die Kondensatoren C1 und C3 dienen zur Filterung der Eingangspannung U1 und der Ausgangsspannung U2 von den Harmonischen der Schaltfrequenz bzw. zur Impedanzanpassung am Eingang bzw. Ausgang.
Der Schalter S1 wird mit konstanter oder veränderlicher Frequenz mit dem Tastverhältnis entsprechend dem Steuergesetz angesteuert. Der Schalter S2 wird mit der gleichen konstanten oder veränderlichen Frequenz wie Schalter S1 angesteuert, aber mit dem invertierten Signal entsprechend dem Steuergesetz.
Figur 3 a und b zeigt einen vereinfachten Aufbau der Schaltung, der dann möglich ist, wenn der Konverter Fig.1.a als Steuerschaltung für eine DC Maschine verwendet wird. Der Quellenspannung des Motors entspricht dann der Kondensator und der Maschineninduktivität die Induktivität L1.
Figur 4. a und b zeigt noch die Möglichkeit der vereinfachten Schaltung als Koppelvorrichtung zwischen einer Spannungs- und einer Stromquelle auf.
Anzumerken ist noch, dass die Bezeichnung Eingangsspannung und Ausgangsspannung durch die Bidirektionalität der Schaltung nur zur Erleichterung der Beschreibung dient, denn Eingang und Ausgang sind vertauschbar. Die Schaltungen sind völlig flexibel und lassen Spannungen beider Polaritäten an den Klemmenpaaren (1,2) und (3,4) zu. So kann z. B. Rückspeisung einer an (3,4) angeschlossenen Gleichstrommaschine in ein Wechselnetz erfolgen.
Bezugszeichenaufstellung
U1 Spannung an ersten Klemme (Eingangsspannung)
U2 Spannung an zweiten Klemme (Ausgangsspannung)
L1 Induktivität, Spule
L2 Induktivität, Spule
C1 Kondensator
C2 Kondensator
S1 spannungsbidirektionaler Schalter
S2 spannungsbidirektionaler Schalter
RL Lastwiderstand
1 Anschluss (Klemme) für Eingangsspannung
2 Anschluss (Klemme) für Eingangsspannung (Bezugspunkt)
3 Anschluss (Klemme) für Ausgangsspannung
4 Anschluss (Klemme) für Ausgangsspannung (Bezugspunkt)
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The invention relates to converter circuits (FIG. 1) for converting AC, DC or mixed voltages into AC, DC or mixed voltages with the aid of two complementary voltage-bidirectional switches (FIG. 2).
The input voltage may be a single-phase AC network that may even have a constant or time-varying DC offset, or be any constant or variable voltage of any polarity. This can be converted into any output voltage.
The closest prior art has been identified EP 714 160 A2 (AT & T), JP 11032479 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP.) And JP 05 284746 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP.).
EP 0 714 160 A2 (AT & T CORP.) Discloses a split boost converter with two bidirectional switches, a coupling diode, two output capacitors and an inductance.
This can be used to generate two higher output voltages from one input voltage. In the circuit shown in the patent both resulting output voltages to earth are leaking, since the input voltage is obtained with a rectifier circuit. However, the circuit shown can not produce an output voltage whose mean value is possible in both voltage directions, depending on the duty cycle.
Furthermore, the two output voltages, if equal output capacitors are selected, can not be less than half the input voltage. Regardless of the choice of the output capacitors applies that without clocking the active switch on the two capacitors (and therefore to the load resistors) in sum no smaller voltage than the input voltage can occur.
In the subject invention, the mean value of the output voltage is variable starting from zero in both directions of voltage, in one direction even beyond the operating voltage. So there is a clear difference to the above-mentioned patent. Furthermore, both polarities of the input voltage are possible.
JP 11032479 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP.) Also describes a circuit which can only generate a unipolar voltage. In this case, the input AC voltage is rectified and transformed with a flyback converter structure in the unipolar circuit. In JP 05 284746 A (YOKOGAWA ELECTRIC CORP.), A DC-DC converter circuit based on the forward converter principle and ZVS (zero voltage switching), for reducing the switching losses achieved with an auxiliary switch, is shown. These two systems are in contrast to the subject invention not suitable for the conversion of bipolar voltages.
Particularly advantageous in the circuits discussed here is the fact that generated from an AC input voltage output voltages of different polarity and can be generated by appropriate control AC voltages of any shape, which may be superimposed even if required a DC offset. Of particular importance in this case are sinusoidal voltages and trapezoidal voltages with a predefinable frequency for controlling alternating current machines. Another application may be in the realization of AC controllers; These are circuits that allow a change in the RMS value or the amplitude of an alternating signal.
In the case of ideal components, the relationship between output (voltage at the second terminal) and input voltage (voltage at the first terminal) at a switching frequency that is large in relation to the frequency of the existing (input voltage) or to the frequency of the desired (output voltage ) is, in the steady state with d1 as a duty cycle of the drive signal for a voltage bidirectional switch (S1) - the second voltage bidirectional switch (S2) is driven with the inverted pulse - according to type 1: U2 = d1 / 2 # d1-1 # U1, U2-2 # d1-1 # U1,
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represent. From the tax laws can therefore be the required duty cycle at a given voltage U1 and desired voltage U2 (or vice versa), according to
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determine.
These equations apply to converters with ideal components. But one can also derive more precise tax laws taking into account the component non-idealities. The losses occurring at the parasitic resistances are temperature-dependent; is therefore not able to determine a precise model with reasonable effort.
The more parasitic effects are included in the control, the better the output voltage will reach the desired shape and size (if only the tax law is used). Due to the losses of the real components of the circuit (which are also temperature dependent), there is a distortion of the output voltage (voltage at the second terminal), but by a higher-level control, which only has to compensate for the error of the control can be eliminated. As control technically advantageous proves that the circuit always remains in continuous operation by the complementary control of the two voltage bidirectional switch, that is, the coils (except for the zero crossing) are always flowed through current and therefore does not change the system order from a control point of view.
The representational circuits are always describable as systems of 4th order.
This fixed atomic number facilitates the controller design, since no structural switching is required. The system has only the duty cycle as an intervention option. In any case, a combination of control and regulation is recommended to improve the dynamics.
The required duty cycle (sum of control law and superimposed controller) is meaningfully digitally calculated and passed as a pulse width modulated signal to the drive circuits of the active switch. (The control of active semiconductor switches is state of the art and is therefore not dealt with here.)
In all circuit variants, the switching frequency is selected according to the application, with a higher frequency in terms of the dimensioning of the chokes and capacitors is appropriate. It should also be noted that with little difference between the instantaneous power at the entry and exit, ie. H. if only a little energy has to be stored temporarily, the capacitors can be kept smaller. This is particularly true for use as an AC controller.
Conversely, if the voltage at the first terminal goes through zero and at the same time a high output power (load connected to the second terminal) is required, this energy must be covered by the energy stored in the capacitors and coils in the form of electrical and magnetic energy , This leads to correspondingly large capacities for an AC / AC frequency converter.
It should also be mentioned that the voltage bidirectional switch can be expanded by means of relief networks or with the aid of quasi-resonant structures and similar structures for reducing the switching losses. An overview with a rich bibliography can be found in the article "Soft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F.C. Lee, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 42, Dec. 1995,595-603.
The invention now consists of converter circuits for converting bipolar voltages (U1) into bipolar voltages (U2) by means of a complementarily controlled voltage bidirectional switch pair (S1, S2), two capacitors (C1, C2) and two inductors (L1, L2) a terminal of the inductor L1 is connected to one terminal of the circuit (1) and the other terminal is connected in series with a capacitor C2 which is further connected in series with the inductor L2, whose second terminal is connected to terminals of the circuit (2 and 4 , or 3), another voltage bidirectional switch (S1 or S2) bridges the capacitor C2 in series with an inductance (L1 or L2) and the other voltage bidirectional switch (S2 or S1) always bypasses the node,
where the capacitor C2 is connected to an inductance (L1 or L2) which is not connected to the other voltage bidirectional switch (S1 or S2), to a terminal of the circuit (3 or 2 and 4) and the capacitor C3 is always parallel to two terminals is located (between 3 and 4) and there the voltage U2 tapped or
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is applied, and the capacitor C1 is always parallel to two terminals (between 1 and 2) and there the voltage U1 is applied or tapped.
One can realize these converter circuits with tapped coils. For this purpose, at least one of the inductances used (L1, L2) is provided with a tap, or at least one of the inductors (L1, L2) as a coupled coil which is connected together, and at least one connection of a voltage bidirectional switch (S1, S2) from the original Connection point (at the winding start or end of the inductance (L1 or L2) connected to the tap or to the connection point of the two coupled coils, the other terminal of the bidirectional switch (S1, S2) remains unchanged.
Due to the bidirectionality of the circuits discussed, the input and output can be reversed.
A particularly interesting feature of the subject circuits is the fact that the same voltage waveform occurs at the coils L1 and L2. This makes it possible to wind both coils on the same core. One then only needs a magnetic component.
FIGS. 1 a and 1 b represent the two basic embodiments of the subject invention. FIG. 2 shows possible realizations of the voltage bidirectional switch in FIGS. 2 b, 2 c and 2 d. They are representative of MOS transistors, respectively . Bipolar transistors drawn. All the converters shown in FIGS. 1 a and 1 b consist of two inductors L1 and L2, two capacitors C1 and C2 each, a pair of voltage bidirectional switches S1 and S2 , L1, C2 and L2 are connected in series and are used for energy storage, the capacitor C2 serves as the main energy buffer, the capacitors C1 and C3 are used to filter the input voltage U1 and the output voltage U2 from the harmonics of the switching frequency or for impedance matching at the input or Output.
The switch S1 is driven with a constant or variable frequency with the duty cycle according to the tax law. The switch S2 is driven with the same constant or variable frequency as switch S1, but with the inverted signal according to the control law.
Figure 3a and b shows a simplified structure of the circuit, which is possible when the converter Fig.1.a is used as a control circuit for a DC machine. The source voltage of the motor then corresponds to the capacitor and the machine inductance corresponds to the inductance L1.
Figure 4. a and b still shows the possibility of the simplified circuit as a coupling device between a voltage and a current source.
It should also be noted that the term input voltage and output voltage due to the bidirectionality of the circuit only to facilitate the description, because input and output are interchangeable. The circuits are completely flexible and allow voltages of both polarities at the terminal pairs (1,2) and (3,4). So z. B. Regeneration of a connected to (3.4) DC machine in a change network.
REFERENCE NUMBERS
U1 voltage at first terminal (input voltage)
U2 voltage at second terminal (output voltage)
L1 inductance, coil
L2 inductance, coil
C1 capacitor
C2 capacitor
S1 voltage bidirectional switch
S2 voltage bidirectional switch
RL load resistor
1 terminal (terminal) for input voltage
2 terminal (terminal) for input voltage (reference point)
3 Terminal (terminal) for output voltage
4 terminal (terminal) for output voltage (reference point)